CN1636308B - 用于控制电子换向的两相磁阻电机的方法 - Google Patents

Abstract

本发明说明了用于两相磁阻电机的功率控制的原理和电路，其特征在于直接回收相切断能量和在全负荷时180度相角。所述功率控制依赖于在相开始时的较短的电流(占空比)。这可以或者通过第二霍尔检测器的机械相移或者通过使用时间延迟电路来实现。

Description

用于控制电子换向的两相磁阻电机的方法

技术领域

本发明涉及电子换向的两相磁阻电机(电动机或发电机，也叫做SR电机，开关磁阻电机)，所述磁阻电机具有一种特定的磁路，如国际专利申请WO 96/09683和WO 98/23024(现有技术)所公开的那样。 

背景技术

图1示出了一个简单的但是可以操作的这种电动机，为了容易理解，图中以简要的形式表示(磁路和电路)。8个主绕组(112)和副绕组(113)中的每一个被表示为一个被固定在简化的磁轭11上的有感电阻器。主电流通路(见“定义”)用粗线表示。如现有技术所知，未被控制的SR电动机的最简单的电路(见图1)在本发明的意义上工作，其具有第一霍尔检测器31，带有两个互补的“触发器”断开-接通(open-collector)输出312-313用于相控，其已被真实地画在转子附近。功率开关21X，21Y例如通过极化上拉电阻35接收电压，其栅极Gx，Gy通过霍尔检测器输出312，313轮流对负电位(地)短路，从而使主电流Ip被遮断。对于未被控制的电动机，第一相X在0度电角度接收电流，例如如图3所示，并在180度电角度其主电流Ip被遮断。同时，Y相接收电流，即从180度直到360度(＝0度)，从而形成一个电循环。遵守相应于转子的齿到齿的运动的电开关点(换向点)是重要的，从而使得靠近转子磁极121的定子磁极111可以相互有效地吸引，见图1，相X。 

为了简明，在本说明当中，半导体元件，例如使主电流从电源向相X和Y的绕组流通的MOSFET，IGBT，被称为“功率开关21X， 功率开关21Y”。 

在本发明的意义上，主电流(Ip)指的是从电源经过功率开关21流到主绕组112的电流。在全负载(功率开关21的触发器操作方式)下，主电流Ip流动的持续时间和相持续时间T相同，并认为电角度为180度。借助于在一个或几个转子位置霍尔检测器31、31a、第三霍尔检测器(31c)前方旋转的转子位置指示器32进行换向。 

图2表示和本发明有关的几个元件的排列，其中示出了在本发明中的用于电动机控制的信号的形式。 

由图2可见，所谓“相位控制”，指的是用于以触发器方式控制换向的电路部分。这种方式必须发生在这样一些转子位置，在此位置，换向的电能/机械能的效率最佳。 

虽然通过相位控制调节也可以实现小的功率控制，但是在本发明的意义上，指的是通过较短的控制脉冲来减少主电流Ip的流动时间。这意味着，由图2右方表示的呈矩形的具有小于相长度的持续时间的转子位置信号形成栅极控制信号的电路部分属于功率控制。 

馈送在功率开关和绕组之间的连接点在主电流(去磁能量或旁路电流1b)遮断期间发生的自感电压Ua到下一相的二极管被称为“旁路二极管22”。“相角度w”(电角度＝180度，机械＝180，转子的齿数)是在两个换向之间即在相位控制(即霍尔检测器31)的两个转换操作之间通过的转子角度。 

“对准齿”或“对准位置”是转子对定子的一个相对位置，在此位置，转子2在连续电流连续地流过一相(最小磁阻)的情况下转动。 

发明内容

本发明的目的在于表明不用附加的昂贵的功率半导体器件进行所述SR电机的功率控制的可能性。应当认为，此时电机的效率应当保持尽可能地高。这意味着去磁能量的回收应当有效地发生，并且功率电子电路的损失应当最小。 

附图说明

图1示出了一个简单的可操作电动机； 

图2示出了与本发明有关的几个元件的排列，其中示出了在本发明中的用于电动机控制的信号的形式； 

图3a，b表示根据本发明的实施例的在未被控制的电动机内的主电流(0至360度)，以及功率受控的电动机内的主电流(从360度开始)； 

图3c表示转子位置发送器的锯齿信号； 

图3d表示由模拟霍尔检测器获得的正弦信号； 

图3e表示对主电流采用的切断； 

图4示出了比例保持恒定的简单的功率控制的电路和信号图； 

图5示出了可能通过霍尔检测器的机械移动产生的筒单的功率控制； 

图6示出了产生锯齿信号的方案； 

图7示出了可以获得用于补偿相位对称的电压信号的基本电路； 

图8示出了根据本发明的实施例的可能的换向方案； 

图9示出了用于功率开关的有源箝位的电路； 

图10示出了具有两个独立的转子的磁阻电机； 

图11-13示出了可用于图1所示的电动机的3个电路图。 

具体实施方式

本发明的目的是通过换向之后经过一个延迟时间间隔(t)才使主电流(IP)导通来实现的。在本发明的意义上，本领域的技术人员可以选择简单的电路和例子，以便把这些电路和例子像模块那样进行组合而构成合适的电路替代物，用于实现本发明的特定的目的。在本发明的意义上，磁阻电机，尤其是电动机的“功率控制”指的是，在相位持续时间(相角)内，通过合适的短时间的锁定，来减少主电流。这使得主电流的角度小于180度，或者使得功率开关的相对占空比减少。这意味着，对于功率控制，两个功率开关不再工作在推挽方式(“触发器”)方式下。图3表示作为矩形(电压)脉冲的电动机的相关控制信号。主电流Ip的相应的通路(粗线)或者旁路电 流Ib的相应的通路(虚线)被表示为叠置的。在右侧上示出了在(功率控制)模式下的脉冲的形式(从360度)，在右侧上示出了在未被控制(触发器)方式下的脉冲的形式(0-180度)。 

因为由现有技术得知的允许非常简单的高效回收刚被切断的一相的去磁能量的磁路，因此到目前为止，在第一相被切断的时刻，必须对电动机的第二相立即提供电流(触发器方式，通过旁路电流Ib使所述的相“互联”)。 

为了实现功率控制，已经提出在该相结束之前切断主电流。借助于两个附加的功率晶体管211，由于自感电压Ua的反馈，要被切断的流过该相的电流应当维持到该相持续时间的结束，见WO96/09683，第8-9页，图6e。在通过已知的脉宽调制进行调节的情况下，也需要这些功率晶体管211。 

如果通过晶体管211进行的自感电压的反馈被解除，这将引起在一个错误的时刻发生的对另一相输送的无用的旁路电流，因而大大降低效率。迄今为止，不使用昂贵的功率电子技术，还不能实现基于减少功率开关21的占空比的功率控制。 

按照本发明的教导，使得即使没有回授功率晶体管211(见WO96/09683，图6e)，也可以实现一种比较简单的方案，所述晶体管用于在相持续时间结束时提供用于把功率开关2IX锁定在其所在的相X的去磁能量。所述方案如下。 

总是在功率开关21的“触发器”操作方式(图3，左侧)下进行的电动机启动之后，通过在换向之后维持切断的功率开关21X，21Y使主电流Ip延迟一个固定的或可变的延迟(见图3的右方)，这个延迟相应于和电动机的速度有关的电角度。因而在360度时相X的主电流Ip不再启动而在360度+v度时启动，对于Y相则是540度+v度。功率开关21的切断同以前一样发生在n×180度。这意味着对应于该相结束时旁路电流Ib的自感电压Ua总是发生在n×180度，即发生在定子/转子齿111-121的一个这样的相对位置，在此位置它们可以高效地相互吸引，见图1的相X。因而作为来自相X的旁路 电流Ib的去磁能量(其特征见图3虚线)可以以有用能量(作为磁化电流，伴随有转矩)通过旁路二极管22被提供给下一相Y，即使主电流Ip尚未开始流动。如果在延迟时间t(转子电角度v)后主电流Ip开始流动，则其上升太陡，这是因为相应的磁轭11已经由旁路电流预磁化。这意味着，因为经过旁路电流Ib进行相的“互联”，XY相的功率开关21的合适的切断可以用于通过二极管22X获得Y相的合适的预磁化。因为除功率控制之外，还有这个相转换过程的控制，所以可以实现这些相中的特定电流曲线，其对于最佳效率与/或对于噪声减少是有利的。 

考虑到本发明的发现，即主电流Ip流动的延迟发生在相的开始而不像现有技术那样在相的结束，不仅减少了电子电路的花费，而且能够在较宽的范围内进行控制。 

功率开关21接通的可变的延迟t可以用电子方式或者通过第二霍尔检测器31a的机械角度移动获得。这可以用电子方式实现，其中使用接通定时器被设置在换向的时刻进行操作，并在换向之后，在延迟t内，保持功率开关21的栅极Gx，Gy为负(地)电位(图3)。这个延迟可以是参数的，并因而可以例如通过电路进行调节，所述电路比较标称值和实际值，并相应地校正实际值，以便保持诸如速度或转矩的参数恒定。因而，为了增加速度，延迟时间t应当增加，以便减少主电流Ip，直到速度减少到被设定的值。如果延迟时间t是恒定的，则可以实现速度的某个限制，不过精度较差。如果速度增加，则电动机的相对的占空比(功率输入)将减少，直到引起速度的限制。这是因为，对于较高的速度，相持续时间T被减少，同时延迟时间t保持恒定，使得相对占空比T-t减少。比例主电流角/相角被减少。 

通过使用两个具有数字开路集电极输出(digital open-collectoroutput)312，314的相移转子位置霍尔检测器31可以实现使所述的比例保持恒定的简单的功率控制(见图4)。在这种结构中，功率开关21的栅极经过第一霍尔检测器31被转换为高饱和电位，并通过第 二霍尔检测器31a(其输出是并联的)把被短路的“低”转换为负电位。 

在图4的下半部，在平面a中，示出了有源霍尔检测器31的开路集电极输出312的信号(当开关314打开并且开关315闭合时栅极Gx的控制信号)，或在平面b中示出了霍尔检测器31a的输出信号(开关315打开，314闭合)。在平面c中，示出了当两个开关闭合时所得到的X栅极信号(减少功率)。Y相的高脉冲宽度是相同的，不过电相移180度。如果两个霍尔检测器(31，31a)的信号被相移角度v，则在栅极为高时的角度(＝主电流角)总是w-v(相角-霍尔检测器的相移)。 

对于电动工具中的电动机，这种功率控制更为有利。对于普通的手动工具，通过进一步按下被安装在手柄中接近电机的含有电位器的开关，可以使速度增加。这种手柄开关也可以例如通过一个杠杆引起霍尔检测器(31，31a)的角度移动，使得工具的功率控制的功能可以被表示如下(见图5)。 

根据所需的旋转方向，借助于双稳态左/右驱动选择杠杆36，利用位于相角的第一象限附近在中性的齿对齿的位置的左边或右边的切换点，预先确定和转子位置指示器32相对的启动第二检测器31a的位置。 

在杠杆37的行程开始时，启动第二霍尔检测器31a被激励，如图3所示，并且电动机沿预定方向被启动。在达到速度的下限后，具有最大角度偏移v的第一霍尔检测器31被激励，使得主电流角很小，并且电动机以最小的功率(或速度)工作。通过进一步按下杠杆37，第一霍尔检测器31的角度被移动，如图5所示，使得偏移v被减小，从而主电流角增加，并且因而电动机的功率增加。如果第一霍尔检测器31和第二霍尔检测器31a的相移相同，则电动机工作在全负载下(主电流角和相角相同，触发器方式)。 

对于少数的应用(例如真空清洁器)，可以根据被驱动装置的输出(真空、流量、温度、电流、振荡)，例如压力，借助于汽缸/活塞/弹簧装置38移动可移动的第一霍尔检测器31，这使得可以采用 低成本的整体的控制方案(Gesamtloesung)(见图5)。 

对于轿车的内燃机发动机，其具有按照WO 98/23024所述的启动器，可以借助于位于免受旋转振动的位置的霍尔检测器减轻四冲程发动机的振动。如果具有磁阻启动器的四冲程发动机电动机发生旋转振动，则所述振动使得位于免受旋转振动影响的位置的霍尔检测器相对于振动着的启动器移动，从而使磁阻电机以单摆的形式在电动机/发电机(制动)方式之间摆动，因而减少四冲程发动机的振动。 

这些功能当然可以用电子方式实现，此时利用电相位移代替机械位移。 

对于具有时间延迟转换的电子方案，其中主要是和转子/定子的瞬时位置同步地控制主电流Ip流动的时间的长短，这对于把电能转换为机械能，并最终根据额定参数(例如速度)进行调节是有利的。 

因而，对于电机控制，必须获得转子位置信号，其明确地反应旋转角度，最终反应转速。所述信号可以利用已知的电子装置进行处理，使得功率开关21的控制脉冲可以在触发器方式(全负载)或功率控制方式下被获得。 

其中，使用哪种类型的检测器无关紧要，只要这些位置检测器在本说明中被设计为第一霍尔检测器31(模拟的，数字的，差动的，可编程的)，以便使问题简化。转子的齿可以借助于差动的或者可编程的霍尔检测器直接被扫描，使得即使不用附加的转子位置指示器32也能获得换向信号。按照本发明，转子位置也可以不借助于检测器获得，其中通过利用电子方式确定电动机相的磁阻，如现有技术中所述。 

如图3所示，其中未被控制的电动机的触发器换向信号和转子位置发送器的锯齿信号或正弦信号被表示为一个比较值，由这些值不仅可以获得换向信号，而且可以获得其它控制信号。其中使用简单的电子装置例如施密特触发器。这种类型的锯齿信号例如可以借助于模拟的第三霍尔检测器31c被获得，所述检测器被永磁体33极化， 并沿径向位于一个和转子一道转动的软磁的锯齿盘32的前方。这使得用于触发霍尔检测器的磁场(***的磁阻)以锯齿的形式改变，使得第三霍尔检测器31c的输出信号(＝相控触发器的输入信号)也具有这种形式。由所述的锯齿信号，当触发器在上升阶段的中部歪斜时(电平UK，即从X到Y换向)，或在到达锯齿的顶部电平Us(Y到X)之后信号被减少回到其开始位置时，见图3，通过比较平面a-c，可以经过电平开关34(施密特触发器，见图2，3)获得换向信号(触发)。由于锯齿电压Uk的自适应，如果不改变相位(当到达锯齿的顶部之后返回时)相位的对称性易于受到影响。相位对称指的是在X和Y输出上，即在功率开关21X、21Y的栅极Gx，Gy上的高的相位的持续时间总是相同的。为子保持两相电流恒定，因而使电机稳定工作，这是需要的。 

不过，例如因为元件的性能，使得功率开关21X，21Y的栅极的高相位具有不同的长度，例如对于按照图7所示的基本电路，可以获得用于补偿相位对称的电压信号Ud(对称差)。利用所述电压Ud，触发器34的锯齿电压Uk用这种方式被修正，使得成为相位对称的。电压Ud是在两个电容器Dx，Cy之间的电位差，所述电容器通过电阻Rx，Ry和功率开关的栅极Gx，Gy相连，它们轮流地被充电和放电，并且吸收和各个功率开关21X，21Y的导通/截止时间的比相应的电压值。这个相位持续时间信号可以在触发器方式(例如在电机的加速期间)被使用，并作为模拟速度信号。 

这些可能的换向的影响可以利用能够大大改善启动性能的动态主电流Ip依赖方案(图8)来实现。为此目的，一个或几个电流环322(见图8)被***发送磁体(转子位置指示器32)和霍尔检测器(31)的磁路中，例如使所述电流环流过相的主电流，或者流过合适的控制电流。根据瞬时的电流方向和强度，控制第一霍尔检测器31因而控制换向的磁场被这样影响，使得以这种方式在主电流Ip和换向之间发生反馈。因而，可以进行作为反馈的换向点的负载相关的移动。 

当用于使效率最佳或者用于电动机的控制时，换向的移动也可以利用移相的电子装置(从现有技术得知的)在一个较宽的范围内实现。为此目的，由模拟霍尔检测器获得正弦信号(图3的平面d)是有利的，因为这个信号可以更容易地被处理用于移相。例如，结合图3所述的装置和现有技术中的移相装置都可以使用。 

对于电动机的启动，在齿到齿间隔附近换向是有利的，见图1，转子的拐弯和X相的定子齿，换向相对于这个位置的移动在速度增加时应当增加。为此目的，例如，当换向的触发器相移借助于随开关频率的增加而增加的并且容易得到的速度(电压)信号引起时是有利的。所述移动的大小取决于具有最佳效率时的操作参数(速度，转矩)。 

确定这个的可能性是通过保持速度或负载恒定(被控制的)，改变相移直到主电流Ip或旁路电流Ib达到最低的值。后者(Ib)可以在低损耗甚至没有损耗的条件下通过自感电压Ua进行测量。 

所述的效率优化可以利用合适的调节器电路自动地进行。如果不使用简单的检测器，而使用在同一芯片上具有可调节的触发器元件的可编程的第四霍尔检测器，则可以显著减少电路花费并利用检测器的编程控制输出信号的相移。电机的旋转磁场(驱动力)由主电流Ip和旁路电流Ib的重合产生，所述的旁路电流Ib在主电流被切断之后总是上升，并且同时通过两个相的绕组。 

对于例如在WO 98/23024中所述的那些由两个半个电机(具有同一个轴，为了转矩平滑，在机械上偏移w/2角度)构成的电机，通过把旁路电流Ib不仅送到互补的相，因而从X到Y，而且也送到第二个半个电机的相，则可以减少自感电压的峰值，见图1a。所述第二个半个电机和第一个半个电机具有相同的负连接(minusconnection)，因而它们是相同的。在图1中，由斜的虚线示出的二极管22具有到第二绕组113/图1a示出的第二电机的功率开关21的电流通路。 

这意味着，X相的旁路电流Ib被馈送到相XY和Y’(最后一个 属于第二电机)，或者当对效率有利时只把其提供给Y’相。其方法和对于第二个半个电机的旁路电流Ib的方法相同。在用于使电动机的功能优化的一些限制下，主电流和相当小的旁路电流(见图3)可以被控制，它们总是相互依赖，因而，当它们按照这种方式被调节时，可以使损耗最小。 

所述的主要损耗是： 

a)在绕组和功率开关中的欧姆损耗，其主要取决于电流峰值，这种损耗应当尽量避免； 

b)开关损耗，要求避免过多的开关操作； 

c)自感电压引起的损耗(取决于电流峰值)，这种损耗以雪崩方式被功率开关21吸收，容易损坏功率开关； 

d)和a)，b)所述的损耗有关的铁损。 

为了实现尽可能高的效率，需要尽量减少开关操作次数，并选择合适的主电流Ip的值，尤其是在截止时避免高的主电流值。对于几种操作状态，考虑采用主电流Ip的附加的切断是合适的(见平面e，右侧)，只要能够避免高的电流峰值，借以提高效率。用这种方式，由电动机汲取的电流具有较低的脉动，使得用于滤波的电解电容器较小。图3的平面a，b表示在未被控制的电动机内的主电流，或只通过延迟时间t的被控电动机中的电流。在相结束时的峰值电流Is可以被减小，例如通过使功率开关21的栅极G在负电位下(在相位置延迟t2是地，见平面a，e)在延迟t3内被短路，此时主电流Ip具有较低的值，这减少了主电流，特别是在后方的区域内，见平面e。功率控制确保速度不会降低，并且减少延迟t到t1，借以使主电流在整体上保持为正常值，不过，没有标记峰值Is，其可以使效率增加。 

为了限制电动机的启动电流，主电流Ip在相持续时间间隔T内，当Ip到达预定的峰值Iv(见平面E，左侧)时，可以在恒定的或者按参数可变的延迟t3内被切断一次或几次，如图3平面e所示。对于相的开始不进行延迟(t＝0)。当旁路电流Ib下降到一个预定值时，可以使主电流复位。 

启动电流限制也可以起保护作用，并且可以借助于晶体管42实现，见图9。 

因为相的开始和结束是预定的，并且相关磁轭的绕组通过主电流Ip或通过旁路电流Ib而连续地有电流，这意味着没有放弃触发器启动方式。 

如果没有这个保护功能，就不能避免特别是在启动电动机时要开关的主电流Ip达到高的值。因而自感电压的峰值Ua也达到很高的值，尽管有旁路电流Ib，但是还是超过功率开关21(MOSFET，IGBT)的电强度。不过，以雪崩方式被箝位(＝雪崩箝位)的电压峰值的能量危及功率开关。因此，最好借助于触发栅极，利用芯片的传导性(有源箝位)把这些峰值转换成热。这由图9所示的电路来实现，其中栅极通过齐纳二极管40接收正电位，并当施加于功率开关21上的电压接近雪崩值因而超过齐纳电压时封锁晶体管41(功率开关21导通)。 

如图9所示，栅极可以通过霍尔检测器31的开路集电极输出以及串联(41)或并联的晶体管42被控制(相控)。 

如果需要，栅极控制可以和相控断开，以便实现最重要的操作和电动机的保护功能，例如： 

a)导通与截止 

b)功率控制和速度控制 

c)过压保护和欠压保护 

d)热切断，电流定界和短路保护 

e)上述的感应电压峰值保护 

f)制动 

晶体管42起保护作用，在上述c)或d)状态下应当以负电位短路其栅极。由WO 96/09683得知具有一种没有定子但是有两个独立的转子1，2的磁阻电机，其中第一个转子(类似于旋转的定子)通过两个电刷34或滑环由主电流供电，如图10所示。 

磁场转子被支撑在框架5上，使得功率开关21和速度控制的部 可以移动从而能够进行调节，并且从外面不能接近。对于这种调节，需要进行无接触发送例如外部预定的额定速度值，这借助于被固定的控制绕组49触发的类型的轴向安装并同时旋转的第五霍尔检测器39进行。 

借助于这些元件39，49可以例如控制用于控制功率开关21(功率控制)的延迟t的时基，所述功率开关位于磁场转子1的同时旋转板45上。相位控制部分和磁场转子一道旋转。在被调节的延迟t期间，控制绕组49被供以电流。所述绕组控制用于控制所述功率控制部分的霍尔检测器39。因为时基通过换向进行控制，因而由主电流的急剧降低进行控制，这个容易用电子方式识别的处理可以启动一个外部时基。本发明的优点基于采用了低成本的简单的电路。 

下面以速度控制为例说明可用于图1所示的电动机的3个电路(图11、12、13)。根据所述的例子，电动机的电路以见图的形式表示，并以不同的方式实现。 

两个旁路二极管22(和旁路绕组113串联)已被具有相同功能的一个二极管221代替，所述二极管的阴极直接和正连接相连。为了控制电机，功率开关21的栅极的触发在相的开始必须和换向分离。为了引起延迟，最简单的是利用电平鉴别器(触发器)通过相控把RC模块设置组合在操作中，使得在延迟时间t期间在触发器的输出有一个低的信号上升，这一信号接通电动机的有源相的功率开关的“低的”栅极。相的截止(换向高-低)必须触发下一个相的功率开关21的延迟t。 

图11表示本发明的实现例子，其中在虚线的左侧示出电动机的电路并在点线的右侧示出电平鉴别器(这里是施密特触发器)。具有两相X，Y的电动机具有和功率开关21(两个，具有反向二极管)串联的主绕组112，其中流过主电流Ip。副绕组113流过旁路电流Ib，其通过旁路二极管流到正线。功率开关21的栅极Gx，Gy在通断开关10闭合的情况下被电阻Rg上拉。它们被具有互补(触发器)输出Hx，Hy(＝相控)的数字第一霍尔检测器31非直接地而是通过 二极管D1下拉到负电位。至此，和未被控制的电动机的功能相同。 

转子位置指示器32在其前方旋转的第一霍尔检测器31的互补的输出Hx，Hy和上拉电阻Rt相连，以便获得用于控制的信号。在第一霍尔检测器31的输出Hx，Hy的“高”时间间隔期间，电容器Ct被这些电阻充电。如果需要，可以借助于二极管Dl(点线)加速充电，以便提高控制性能。 

如果霍尔检测器31的开路集电极输出Hx，Hy中的一个变为低，则各个电容器Ct经过这个输出或者经过串联电阻Rt放电，从而和Rt形成RC模块，用于对速度控制的每一相确定延迟时间t。 

在换向期间，在Rt-Ct的节点具有逐渐减少的负电位。 

或者来自X相的或者来自Y相的所述负电压经过二极管De和电阻Re产生一个电流，其使电平鉴别器ST(施密特触发器)翻转。因而，输出晶体管Ts导通。因而，即使在换向之后，有源功率开关21的各自的栅极在时间间隔t内经过二极管Dt或晶体管Ta以及低阻抗电阻R1保持和负电位连接，因而为“低”。 

主电流Ip的延迟时间t由电位器Pt进行调整，所述电位器沿着输入晶体管Te的基极的方向通过一个可调的电流Is(额定值调节)。 

额定值电流Is和时变电流It的扣除产生合成的基极电流Ie。当该电流达到门限值时，晶体管Te导通，借以使输出晶体管Ta截止，使得功率开关21的各自的栅极可以经过电阻Rg被上拉。 

功率开关21导通，主电流Ip按照本发明在延迟之后开始流动。 

速度控制电路(虚线的右侧)可以被固定在可以和没有速度控制的电动机相连的单独的板上(例如通过插头连接)。对于按照图12的电路也是如此。 

可以用多种方式对施密特触发器的输入端的基极电流Ie施加影响，以便改善电动机的控制和保护功能。此处(见箭头)，可以馈入或汲取出引导电流，或者为了影响延迟时间t(例如反馈功能)，或者在由于输入晶体管Te永远截止而面临危险的情况下停止电动机。延迟时间t(电动机的速度)在下述情况下可以用合适的方式被 影响。 

关于速度控制的反馈，转速被减少到额定值以下，然后减少延迟时间t，从而增加主电流。 

关于启动电流限制，如果启动电流或者自感电压Ua达到太高的值，则增加延迟时间t，以便降低主电流Ip。关于温度稳定性，如果电动机的温度或者电动机的个别部件的温度增加，则延迟时间被增加。电动机的速度可以根据相控的输出的开关频率确定，其最终被转换为模拟信号。为此目的(见图11，粗虚线下方)，在相控的输出端的至少一个具有预定电压的信号经过电容器Ca(大约0.1微法)被送到一个电路，所述电路经过两个二极管D+，D-分离电容器Ca的充电/放电电流，并通过积分通过并联的开关放电电阻Rd把所述电流送出用于对两个电容器C+，C-(5-1000微法)充电。 

电容器C+，C-的正充电或负充电和速度成比例，因而如果需要，这些电压可用作控制信号。如果电位器Pi和二极管D+，D-与电容器C+，C-的节点相连，代替电阻Rd+，Rd-，则在其指针上可以获得从正到负的可调信号(反馈)，所述信号和速度成比例，因而该信号例如作为反馈电流被提供给施密特触发器ST的输入端。 

例如，为了使电动机平滑启动，放电电阻Rd或者电容器C+，C-的值以这样的方式选择，使得电容器C+，C-中的一个更慢地达到相应于电动机的转速的电压。在电动机被接通之后，在电位器P1上汲取的信号具有更慢的变化，并且可以用于逐渐地减少延迟时间t，以便使电动机平滑启动。 

图12表示利用上述的延迟可以进行速度控制和限制的电路。为此所述延迟t借助于一个随速度增加的电压被控制。可以看出，该电路具有和图11的元件相应的元件(Rg，Dt，Rc，Ct，ST)，这些元件已经结合附图进行了说明。 

不过，电容器Ct借助于两对二极管D+，D-被充电或放电。流过电容器Ct的电流的正的部分经过二极管D+或者电阻Rv对积分电容器Cv充电，使得其平均充电电压和速度成比例。当霍尔检测器 31的各个输出Hx，Hy位于负电位时，电阻R1用于经过二极管D-使电容器Ct放电。电容器Cy和电阻Rv的容量被这样选择，使得在二极管D+的阴极上的电压Uv上升，其平均值相应于积分电容器Cv的充电状态(速度)，不过其中具有大的脉动(其主要由于在电阻Rv上的电压降而上升)，以便在相位持续时间内转换晶体管Tv。电阻Rf和电容器Cf用于从所述电压Uv中滤除寄生分量。 

电容器Cv的充电状态，因而也是相应于转速的该电压的建立时间可以借助于电位器Pv进行修正，使得利用所述电压进行速度控制。 

作用方式：当电动机的转速保持在经过电位器Pv调节的值以下时，在电容器Cv上的电压足够低，使得晶体管Tv即使在相的开始也不会导通(当电容器Ct处于充电状态时)。如果电动机的速度增加，则电容器Cv上的电压也增加，并且在二极管D+的阴极上的电压Uv也增加。(电阻Rc，Rv和电容器Ct构成分压器)。 

在这个时刻的电压Uv具有最高的值，因为相应于要被转换的相的电容器Ct在相的开始被充电。在相的开始，晶体管Tv导通因而封锁施密特触发器的导通的极化晶体管Te，使得输出晶体管Ta因而导通。 

因此功率开关21的栅极保持和地(-)相连，因而功率开关被封锁。如果在电容器Ct上的电压在时间延迟t后增加，则电压Uv被充分降低，使得晶体管Tv被封锁。因而，输出晶体管Ta也被封锁，并且相应的功率开关21在时间延迟t之后导通。这个处理对于每个相被重复，并且延迟t达到由于所述过程而对应于被调节的速度的值。因为电容器Cv的充电电压影响主电流，所以和转速有关的电动机的负载状态可以利用这一电压的增加被减少或被控制。 

进一步的控制影响可以具有增加电压或减少电压的效果。如上所述，电机的状态可以根据作用于功率开关的栅极Gx，Gy的不同参数被控制。不过，借助于根据图11-13的电路，更容易通过不直接地，而是在电平鉴别器ST的输入端或者在各个相的驱动器元件的输入端影响控制参数而获得按照a)到f)所述的功能。 

图13表示另一个电路，其中在原理上施密特触发器的功能通过两个特定的控制模块/相(具有门限值开关功能，这里是MOSFET驱动器(Dr)，例如Micrel型(Mic 4451B))利用按照图12的反向晶体管实现了。 

这另一个方案因为开关时间较短，特别是因为较大的MOSFET或者并联的开关MOSFET组而能够进行较好的触发。为此目的，按照图12的电路被改变如下。 

利用具有反向输出O连接到栅极(Gx或Gy)的MOSFET驱动器Dr/相代替电平鉴别器St(施密特触发器)和反向晶体管Tv。 

用于栅极的二极管D1和上拉电阻Rg被删除，因为现在两个MOSFET驱动器DrX，DrY的输出O直接经过双向电流对栅极Gx，Gy充放电。 

第一霍尔检测器31的输出Hx，Hy用这种方式控制MOSFET驱动器的输入，使得其输出是低(当霍尔检测器21(换向)的各个输出是高时，开关21被封锁)。 

电压Uv(具有交流电压纹波的模拟速度信号)经过解耦二极管De被直接馈送给MOSFET驱动器Dr的输入端。其功能和按照图12所述的类似。 

当第一霍尔检测器31的输出是低时，驱动器DrX的输出是高，电动机以触发器方式启动(没有控制)。 

如果速度超过预设置的限制，则电压Uv增加，驱动器DrX的输入端得到在所述驱动器的输入门限(大约1.5V)以上的电压Uv的瞬时值，使得其输出(栅极)只有在该电压经过之后，因而在经过延迟时间t之后，才能成为高，因而电动机工作在功率控制方式下。 

由现有技术得知，通过两个霍尔检测器31，31’之间的相移或切换引起在电动机/发电机(制动)之间的改变。 

对于车辆引擎或者对于无线电动工具，能量回收是有用的。本发明的磁阻电机作为发电机时不用附加的措施便可以产生比电池的电压高的电压，这使得能够达到运动速度。因而，上述功能的实现尤 为简单。因为在发电机方式下不常使用功率控制功能，所以它们可以在大部分时间中被切断。 

为了通过对电池的部分充电实现制动功能，有时只需改变相控的输出信号(低代替高)便足够了。 

Claims (26)

1.一种利用把切断相(X或Y)的去磁能量直接传送给下一相(Y或X)的电子换向的两相(X，Y)磁阻电机的功率控制方法，其中相(X或Y)是一组被同时激励的绕组，所述绕组安装于磁轭(11)上并且在切断时产生自感电压(Ua)，所述自感电压(Ua)经由连接第一相(X)的旁路二极管(22)被引导到下一相(Y)的旁路绕组(113Y)，其特征在于，在一个延迟(t)之后才使流经连接在电机的功率源的正棒条与功率开关(21X，21Y)之间的主绕组(112X，112Y)的主电流(Ip)导通，其中所述延迟的持续时间开始于借助于在用于相位控制的霍尔检测器(31)前方旋转的转子位置指示器(32)进行所述相(X，Y)的换向时，并且结束于将所述相(X，Y)的绕组连接到电机的功率源的负棒条的功率开关(21X，21Y)的接通时。

2.如权利要求1所述的功率控制方法，其特征在于，通过延迟(t)与电机速度无关，而实现速度控制和限制。

3.如权利要求1所述的功率控制方法，其特征在于，主电流(Ip)的延迟(t)等于电机相(X，Y)之一的第一换向信号与具有相同频率的第二换向信号之间的相位偏移，其中这些信号的频率都与可变的电机速度成比例，使得所述延迟(t)的持续时间随着电机速度而变化，其中所述相位偏移的角度量对应于预置的固定的角度(v)，其中所述相之一(X或Y)的第一换向信号与第二换向信号从通过转子位置指示器(32)切换的第一霍尔检测器(31)和第二霍尔检测器(31a)获得。

4.如权利要求3所述的功率控制方法，其特征在于，第一霍尔检测器(31)和第二霍尔检测器(31a)的信号的相位偏移是因为第一霍尔检测器(31)和第二霍尔检测器(31a)中一个或二者相对于电机的定子的角度移动。

5.如权利要求3所述的功率控制方法，其特征在于，通过来自驱动装置的物理输出参数控制第一霍尔检测器(31)的机械角度移动或其输出信号的电相位偏移。

6.如权利要求5所述的功率控制方法，其特征在于，所述来自驱动装置的物理输出参数是压力、流量、温度、电流和振荡幅值。

7.如权利要求5所述的功率控制方法，其特征在于，第一霍尔检测器(31)的机械角度移动或其输出的电相位偏移将电机的操作方式从电动机改变为发电机功能。

8.如权利要求4所述的功率控制方法，其特征在于，通过预置用于启动电机的第一霍尔检测器(31)而实现所选择的旋转方向，通过第一霍尔检测器(31)和第二霍尔检测器(31a)之间的相位差实现速度控制，其中所述相位差通过第一霍尔检测器(31)和第二霍尔检测器(31a)的移动或通过其输出信号的电相位偏移而被改变。

9.如权利要求1所述的功率控制方法，其特征在于，主电流(Ip)的延迟(t)通过电子定时器实现，所述定时器被设置成借助于第一霍尔检测器(31)的输出端(Hx，Hy)处的相位控制信号的高/低电平转换进行操作。

10.如权利要求1所述的功率控制方法，其特征在于，通过使功率开关(21X，21Y)的栅极(Gx，Gy)一次或多次对负电位短路长达一恒定的或按参数可变的延迟(t3)而实现在一相内主电流(Ip)的遮断，其中这被用于减小在该相(X)和下一相(Y)中主电流(Ip)的峰值(Is)。

11.如权利要求1所述的电机功率控制方法，其特征在于，从由被永磁体(33)极化的模拟型第三霍尔检测器(31c)所产生的锯齿转子位置信号获得用于电动机控制的主电流(Ip)的延迟(t)，其中所述永磁体和所述第三霍尔检测器都径向接近软磁锯齿盘(32a)地被设置，所述软磁锯齿盘与转子一起旋转，并且与第三霍尔检测器(31c)一起形成可变磁阻的***，使得第三霍尔检测器(31c)的输出信号是锯齿形信号。

12.如权利要求11所述的功率控制方法，其特征在于，通过将第三霍尔检测器(31c)的锯齿形信号的电平与电平鉴别器(34)的可调触发电平(Uk)相比较，在所述电平鉴别器(34)上根据第三霍尔检测器(31c)的锯齿形信号获得矩形相位转换触发信号。

13.如权利要求1所述的功率控制方法，其特征在于，其使用与两相的相位持续时间之差成比例的信号(Ud)补偿相位对称差，并且所述信号(Ud)用于改变用于校正相位宽度的电平鉴别器(34)的触发电平(Uk)。

14.如权利要求1或3所述的功率控制方法，其特征在于，两相磁阻电机的电子换向的控制信号来自模拟第三霍尔检测器(31c)的正弦信号，其中所述正弦信号以电子方式被偏移。

15.如权利要求1所述的功率控制方法，其特征在于，通过校正主电流(Ip)与/或旁路电流(Ib)以及自感电压(Ua)，优化旨在提高效率的相位转换，以便降低电动机的功率输入。

16.如权利要求1所述的功率控制方法，其特征在于，借助于可编程型的第四霍尔检测器优化所述电机的控制功能以获得更好的效率。

17.如权利要求3所述的功率控制方法，其特征在于，所述电机的控制功能借助于差动霍尔检测器实现，其中所述差动霍尔检测器替代第一或第二霍尔检测器(31或31a)，所述转子(2)的齿(121)借助于所述差动霍尔检测器直接被扫描。

18.如权利要求1所述的功率控制方法，用于由角度偏移、独立操作的两个半个电机构成的两相磁阻电机，其特征在于，来自半个电机的相的旁路电流(Ib)被输送给另一个半个电机的相。

19.如权利要求11所述的功率控制方法，其特征在于，通过在主电流(Ip)达到上限值(Iv)时切断主电流(Ip)而进行启动电流限制，其中在主电流(Ip)达到下限时之后经过一恒定的或按参数可变的延迟(t3)之后再接通主电流。

20.如权利要求1所述的功率控制方法，其特征在于，在切断主电流(Ip)时所产生的自感电压(Ua)的危险值被功率开关(21)的导通时间段吸收，也被称为有源箝位，其中所述导通时间段由所述自感电压(Ua)控制。

21.如权利要求1所述的功率控制方法，其特征在于，重要的对于过电压、欠电压、过热断开和过电流的保护功能通过功率开关(21)的控制实现，其中对于所述功率开关，触发其栅极(Gx，Gy)，以避免这些危险。

22.如权利要求1所述的功率控制方法，用于没有定子具有两个独立的转子(1，2)的磁阻电机，其特征在于，作为所述两个独立的转子之一的磁场转子(1)承载功率开关(21)和旁路二极管(22)以及借助于由静止控制绕组(49)触发的轴向安装的旋转的第五霍尔检测器(39)从外部非接触地接收控制信号的功率控制设备的一部分。

23.如权利要求23所述的功率控制方法，其特征在于，静止控制绕组(49)的信号的同步借助于识别在连接线路中的电流的波形和电压的路径来实现。

24.如权利要求9所述的功率控制方法，其特征在于，第一霍尔检测器(31)的输出(Hx，Hy)上获得的用于相控的触发器信号对与电阻(Rt)串联的、与第一霍尔检测器(31)的每个输出(Hx，Hy)相对应的电容器(Ct)交替地充电，使得它们形成确定用于速度控制的每相的延迟(t)的RC模块(Rt，Ct)。

25.如权利要求1所述的功率控制方法，其特征在于，也被称为“Mosfet驱动器”电子元件的功率开关驱动器元件(Drx，Dry)被用于每相，所述功率开关驱动器元件的输入(I)具有各自的一个电平鉴别器(ST)，并且所述功率开关驱动器元件的输出(O)使功率开关(21X，21Y)的栅极(Gx，Gy)交替地从低电位转换为高电位。

26.如权利要求1所述的功率控制方法，其特征在于，和速度有关的模拟信号被用作负反馈，用于影响电动机的启动性能和速度控制。

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