CN1618167A

CN1618167A - 开关式功率放大器

Info

Publication number: CN1618167A
Application number: CN02823268.2A
Authority: CN
Inventors: R·乔克曼
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Transformer coil company
Priority date: 2001-11-23
Filing date: 2002-11-12
Publication date: 2005-05-18
Also published as: US20050017803A1; AU2002348890A1; US7030694B2; EP1451924A2; JP2005510163A; AU2002348890A8; WO2003044932A3; WO2003044932A2

Abstract

公开了一种数字开关式功率放大器电路，包括：一个直流电源(1)和以并联结构设置并且以开关模式操作的两个直流－直流转换器。每个转换器包括具有第一开关装置的初级侧(2a、2b)和具有第二开关装置的次级侧(5a、5b)。初级侧(2a、2b)连接到所述直流电源(1)，次级侧(5a、5b)连接到负载(6)的相对端。进而，每个转换器都具有变压器，用于在所述初级侧(2a、2b)和所述次级侧(5a、5b)之间提供直流隔离。变压器包括设在所述初级侧(2a、2b)的初级绕组(3a、3b)和设在所述次级侧(5a、5b)的次级绕组(4a、4b)。而且，控制装置(7)包括初级侧控制装置(10)和次级侧控制装置(12)，用于按照互补方式操作直流－直流转换器并且使用功率控制来实现每个转换器的开关循环。

Description

开关式功率放大器

技术领域

本发明涉及一种用在音频应用场合的开关式功率放大器。

背景技术

在美国专利4186437中公开了一种例如用在音频应用场合的开关式功率放大器和直流-直流转换器。这种开关式功率放大器包括并联配置的两个开关式直流-直流转换器。每个转换器都能够实现双向的电流流动，因此能够使得该功率放大器按照推挽工作方式工作。

在许多实际的音频应用场合，期望对于所用的设备能获得高安全性。例如，必须消除可能通过功率放大器传输因而可能损坏负载的直流电压峰。因此，提供具有这种安全性的音频功率放大器是颇具挑战性的课题。由于在US4186437中公开的这种类型的功率放大器不能满足这一要求，即不能阻止这样的直流电压峰传送到负载，所以将开发的中心集中在基于另一种类型电路的音频放大器上。在EP386933中公开了一个这样的处理方法。它提供的音频功率放大器包括两级，它们串联连接并且具有由变压器构成的绝缘隔障。一个控制电路控制初级侧和次级侧的切换过程。这样，在用于第一侧开关装置的驱动器和该开关装置本身之间、以及在用于初级侧开关装置的驱动器和该开关装置本身之都需要传送能量的变压器，才能获得在初级侧和次级侧之间的完全隔离。此外，次级侧包括两个并联的电路，一个电路用于每个次级侧开关装置。由于开关装置必须双向操作，所以各个次级侧开关装置即各个电路要经过引导二极管相互连接。

EP386933所示的放大器的缺点是电路设计复杂，这主要带来以下两个问题。第一，使用一个控制电路操作初级侧和次级侧的开关过程，这种情况带来的问题是：对于每个开关元件都要进行复杂的电路布置才能提供直流隔隔。第二，这两级是级联连接的，第一级包括具有隔离的电源，第二级用于所传输的信号的调制。这也导致放大器的功率效率的下降，这是因为使用了多个电路元件并且通过两个级联的功率放大级来处理功率的缘故。

发明内容

本发明的一个目的是提供一种具有直流隔离功能的开关式功率放大器，与现有技术相比，具有紧凑和简单的电路设计，使用了数目较少的元件，特别是使用了数目较少的开关元件。这又使功率放大器的尺寸减小和重量减轻。

本发明的另一个目的是提供一种具有高功率效率的隔离的开关式功率放大器。

本发明基于提供具有绝缘隔障的两个直流-直流转换器的理解，并且这两个转换器并联布置以提供能够双向流动电流的、具有隔离功能的、开关式功率放大器。

优选地，按照本发明的开关式功率放大器电路包括一个直流电源、两个并联配置并可按开关方式操作的直流-直流转换器。进而，对于控制装置进行安排，以便可按互补方式操作直流-直流转换器。使用功率控制来实现每个转换器的开关循环。况且，放大器的每个转换器包括一个初级侧和一个次级侧，初级侧连接到直流电源，次级侧连接到负载的相对端，其中每个转换器包括变压器装置，用于在初级侧和次级侧之间提供直流隔离，变压器装置包括连接到初级侧的初级绕组和连接到次级侧的次级绕组。

与现有技术解决方案相比，本发明的解决方案有几个优点。例如，通过变压器获得的直流隔离对于负载如扬声器提供高安全性，同时又没有复杂的电路设计。相比之下，按照本发明的放大器电路设计是简单而紧凑的。因此，放大器的制造成本很低。而且，放大器只有一级，因而改善了功率效率。

控制装置优选地包括初级侧控制装置和次级侧控制装置。对于次级侧控制装置进行安排，使其在转换器的次级侧可以检测与加到负载上的电压对应的第一次级侧控制信号，并且使其可以通过利用第一次级侧控制信号和音频输入电流按照互补方式控制次级侧的开关循环。对于初级侧控制装置进行安排，使其可以在每个转换器的第一绕组处检测初级侧信号，其中每个初级侧信号分别对应于每个转换器的次级绕组处的电压，并且使其可以通过利用初级侧信号以互补方式控制初级侧的开关循环。

这一结构在转换器的初级侧和次级侧之间提供完全隔离，这是因为在初级侧控制装置和次级侧控制装置之间没有任何实际的物理连接。在次级侧控制装置和初级侧控制装置之间的所有的信号通信都是借助于在次级绕组和初级绕组之间的感应传输的。这就是说，通过使用感应传输信号(即对应于信号的电压)，不仅使转换器成为直流隔离的，而且还使控制电路是直流隔离的。

按照本发明的优选实施例，放大器只包括4个开关元件或开关装置。这是有益的，因为简化了电路或放大器的设计。此外，还简化了放大器的控制，由此还简化了控制电路的设计。其结果是对于放大器的紧凑和功率有效的设计。进而，在每个转换器中使用的能量存储元件的数目较少，优选地在每个转换器中使用5个能量存储元件。这一特征进一步改善了功率效率，因为所有的能量存储元件都伴随着功率损耗。

每个变压器的第一绕组和第二绕组的极性最好相反。这将简化转换器的开关装置的互补驱动，因为在初级侧控制装置中可以使用初级绕组的感应电压，而不需要由反向电路处理，从而可以提供用于初级侧控制电路的信号，这个信号的极性应允许每个转换器的初级侧开关装置和次级侧开关装置互补操作。

按常规方式，使用MOSFET来实施转换器的开关装置，这将提供简单的和廉价的电路设计。此外，每个MOSFET都连接到一个接地的源结构中。借此，有可能通过相同的驱动源但相位相反地在转换器的每一侧上按照互补操作方式驱动MOSFET，即在初级侧的MOSFET由一个驱动源驱动，在次级侧的MOSFET由另一个驱动源驱动。这又自动地阻止了晶体管的随时间的叠加。进而，双向电流实施方案保证转换器总是工作在连续导通模式。这也简化了放大器的设计，并提供紧凑廉价的设计。

从以下对本发明的优选实施例的描述，本发明的更多的细节和方面将要变为显而易见。

附图说明

下面还要结合附图对本发明的优选实施例作详细描述，其中：

图1是实施本发明的放大器的一种基本形式的电路图；

图2是按照本发明的放大器的第一实施例的示意图；

图3是表示按照图2的开关装置的实际实施方案的示意图；

图4a和4b分别是初级侧和次级侧控制电路的示意图；

图5是按照本发明的放大器的基本电路的第二实施例的示意图。

具体实施方式

现在参照附图1，其中表示的是说明本发明的某些原理的方块图。如图所示，在一个并联配置中安排了两个相同的电路，每个电路都包括一个初级侧环路，初级侧环路包括分别依次串联连接的输入直流电压源1、输入电路装置2a和2b、变压器初级绕组3a和3b。进而，每个初级侧环路还包括第一开关装置，第一开关装置按照允许输入存储装置交替地充电和放电的方式连接到输入能量存储装置。此外，每个电路还包括一个次级侧环路，次级侧环路包括分别依次串联连接的变压器次级绕组4a和4b、输出电路装置5a和5b、和负载6。进而，输出电路装置包括第二开关装置，第二开关装置按照允许输出存储装置交替地充电和放电的方式连接到输出能量存储装置。

每个转换器器的第一和第二开关装置的切换通过控制电路7控制和同步，下面还要结合附图2、4a和4b更加详细地描述控制电路7的设计和操作。每个转换器的第一开关装置引起交替的导通的路径分别是：分别穿过初级绕组3a和3b、通过每个转换器的输入能量存储元件，和然后分别反方向穿过初级绕组3a和3b、通过输入能量存储元件。因此，输入能量存储元件表现出两个不同的时间间隔：放电时间间隔和充电时间间隔。如以上所述，第二开关装置的切换也是通过控制电路7控制的，因此类似地，输出能量存储元件也表现出两个不同的时间间隔：放电时间间隔和充电时间间隔。

进而，控制电路7包括一个音频输入端8和用于转换音频信号为PWM信号(脉冲宽度调制信号)的装置。这种转换例如借助于常规技术实现的，例如用于比较音频输入信号与例如提供PWM信号的一个锯齿波的比较器。

通过初级绕组3a和3b产生的电流分别在次级绕组4a和4b中感应出电流，感应电流的方向分别取决于初级绕组3a和3b和次级绕组4a和4b之间的极性关系。进而，感应电流由每个转换器的第二开关装置交替地耦合通过负载6。下面参照附图2、3、4a和4b详细描述本发明。

现在参照附图2，其中表示根据本发明的放大器的第一实施例。图中表示的电路包括两个隔离的并联连接的直流-直流转换器。一个直流电源V_i加到对应的转换器的输入端。在每个隔离的直流-直流转换器的初级侧，输入电感L_i1和L_i2分别连接到电源V_i。与每个输入电感L_i1和L_i2串联的两个分支在每个转换器内并联连接。在对应的转换器的第一分支内，输入存储电容C_i1和C_i2分别连接到变压器T₁和T₂的第一或初级绕组n11和n21，第一开关装置S₁和S₂分别安排在第二分支内。在次级侧，变压器T₁和T₂的第二或次级绕组n12和n22分别与输出存储电容C_o1和C_o2串联连接。应该注意，初级绕组和次级绕组的极性相反，如图2中的圆点所表示的。输出存储电容C_o1和C_o2在输出接点J_o1和J_o2分别连接到第二开关装置S₃和S₄。转换器的输出接点J_o1和J_o2经过一个输出滤波器连接到负载R_L的相对端。如图2所示的输出滤波器包括输出滤波电感L_of1和L_of2以及输出滤波电容C_of1和C_of2。每个输出滤波电感L_of1和L_of2都分别连接到输出接点J_o1和J_o2，并且经过输出滤波电容C_of1和C_of2接地。

在每个直流-直流转换器的初级侧，确定了三个不同的电流环路，它们分别来源于开关装置S₁和S₂的开路和闭合模式。由于这些转换器完全相同，所以只描述包括在第一转换器中的环路。一个开关装置S₁的开路模式导致一个开路模式的初级侧电流环路，其中电源供给环路，该环路包括输入电感L_i1、输入存储电容C_i1、和变压器T₁的第一绕组n11。一个开关装置S₁的闭合模式导致第一闭路模式的初级侧电流环路，该环路包括由电源供电的输入电感L_i1和开关装置S₁。进而，确定第二闭合模式初级侧电流环路，该环路包括：输入存储电容C_i1、变压器T₁的第一绕组n11和开关装置S₁。

在每个直流-直流转换器的次级侧，定义了三个不同的电流环路，它们分别来源于第二开关装置S₃和S₄的开路和闭合模式。如上所述，只描述包括在一个转换器中的环路。在第一转换器的第二开关装置S₃的开路模式中，确定了第二开路模式的电流环路，该电流环路包括变压器T₁的次级绕组n12、输出存储电容C_o1、和输出滤波器。第二开路模式的电流环路携带由变压器T₁的初级绕组n11中的电流在变压器T₁的次级绕组n12中感应出来的电流。这个感应电流又通过输出滤波器被提供到负载R_L上。在开关装置S₃的闭合模式中，确定第一闭合的电流环路和第二闭合的电流环路。第一闭合电流环路由变压器T₁的次级绕组n12和第二开关装置S₃确定，而第二闭合电流环路由第二开关装置S₃和滤波器确定，滤波器又提供给负载R_L。

应该注意的是，还有另一种滤波器设计，它可以代替在这个电路中的所述的2阶低通滤波器。一种可以想像得到的替换滤波器是4阶低通滤波器。4阶低通滤波器例如是由两个级联的2阶低通滤波器构成，如参照附图2所述的。

按照本发明，隔离的开关式转换器按串联方式(并联)操作。两个隔离的转换器最好按异相的方式操作，即，按互补开关驱动比例操作。事实上，当开关装置S₁和S₄在时间间隔DT_S是开路模式时，开关装置S₂和S₃在同一时间间隔处在闭合模式。这就是说，对应的转换器的初级侧开关装置S₁和S₂按异相方式操作，对于次级侧开关装置S₃和S₄同样也是这种情况。进而，上转换器的开关装置S₁和S₃按异相方式操作，对于下转换器的开关装置S₂和S₄同样也是这种情况。D是开关占空比或占空周期，f_s＝1/T_s是开关频率。出于几个理由，期望定界开关频率。开关频率最好在100-350kHz的范围内。占空比是在连续运行的特定周期期间所有的脉冲持续时间的总和与整个周期之比。

在对应的转换器中输出滤波器电容两端的输出电压V_o1、V_o2在理想的情况(不考虑寄生电阻)下是：

V_{o 1} = \frac{D}{(1 - D)} V_{i} - - - (1)

V_{o 2} = \frac{(1 - D)}{D} V_{i} - - - (2)

这里，V_i是输入电压，D是占空比。应该注意的是，这两个方程在假定两个转换器都在连续导通的模式下操作的情况下有效。从这两个方程可以看出，只在D＝0.5的情况下，这两个输出电压才会相等。于是，在包括如图2所示的两个并联安排的转换器的开关式功率放大器中，通过下式给出负载R_L两端的差分输出电压，其中由V_o1和V_o2表示在对应的输出滤波电容两端的输出电压：

\frac{V_{o 1} - V_{o 2}}{V_{i}} = \frac{D}{(1 - D)} - \frac{(1 - D)}{D} . - - - (3)

最好由以下各式对占空比进行限制：

D_max＝0.7

D_min＝0.3 (4)

D＝0.5+0.2sinωt

这里，0.2sinωt是调制信号。如从这些方程可以看见的，使用有限的调制深度就可能获得足够大的差分输出电压。

转换器是双向的，即在每个转换器的电流(功率)流动是双向的。这是很重要的，因为在两个单独的转换器之间通过负载的电流是在一个转换器输出上出现(souring)并在另一个转换器输出上下沉(sinking)，其结果是在两个分支的转换器中有相反的电流流动。

每个开关装置最好都由n沟道MOSFT实现，如图3所示。即，第一开关装置S₁由Q₁和D₁实现，这里D₁是由MOSFET的内部二极管或体二极管。其它的开关装置S₂、S₃、S₄都按照相同的方式实现。当然，还可以设想得出，可使用MOSET和外部二极管来实现开关装置。而且，还有许多可以想像得出的其它的半导体开关，如p沟道MOSFET和闸流管。

还包括分别在初级侧和次级侧上操作MOSFET的初级侧控制电路10和次级侧控制电路12。现在分别参照附图4a和4b描述控制电路10和12的基本元件。对于初级侧控制电路10进行安排，使其可以在初级侧上操作MOSFET Q₁和Q₂，即，初级侧控制电路10连接到每个MOSFETQ₁和Q₂的栅极。类似地，对于次级侧控制电路12进行安排，使其可以在次级侧上操作MOSFET Q₃和Q₄，即，次级侧控制电路12连接到每个MOSFET Q₃和Q₄的栅极。如从图4a可以看见的，初级侧控制电路10包括；启动振荡器20、逻辑电路21、和触发器22。启动振荡器20具有一个输入端23，用于接收启动信号，并且如图所示，由直流电压V_i提供这个输入，这个输入为逻辑电路21产生一个振荡信号。逻辑电路21连接到振荡器20，逻辑电路21具有信号输入端24、25，用于接收对应于转换器的初级侧上的电压的控制信号。在优选实施例中，在反馈配置中分别为输入端24、25提供电压V₁₁和V₂₁。如图2所示，分别在初级侧初级绕组n11、n21和输入存储电容C_i1、C_i2之间的结点产生电压V₁₁和V₂₁。每个电压V₁₁和V₂₁都分别受到在次级绕组n12和n22处的电压的感应的影响。来自于振荡器21和初级侧的输入信号在逻辑电路21中被处理以便向触发器23产生一个调制的信号。通过一个初级侧驱动器(未示出)得到在初级侧上的MOSFET的两相控制，该初级侧驱动器将触发器23输出的真值(Q_p)输出和互补(Q_p)输出转换成控制信号，然后将控制信号提供到初级侧上的MOSFET的栅极。

如图4b所示，次级侧控制电路12包括积分器27、比较器28、逻辑电路29、和触发器30。在次级侧控制电路12上还提供反馈输入端31和音频输入端32。音频信号V_audio在提供到音频输入端32之前按照已知的方式进行处理，即按适当的方式经过反馈运算放大器(未示出)、抗混叠滤波器(未示出)、和运算放大器(未示出)，其中利用了低通滤波器输出的功率反馈，在图3和4b中用V₂₂表示这个信号。当然，还可以使用V₁₂作为反馈信号或者使用V₁₂和V₂₂这两者作为反馈信号。在优选实施例中，在V₁₂和V₂₂之间的电压差用作反馈信号。使用脉冲宽度调制信号来切换触发器30。脉冲宽度调制信号是通过逻辑电路并使用比较器28比较来自于积分器27的控制信号和由图4b中的freq表示的波形信号而产生的。通过一个次级侧驱动器(未示出)得到次级侧上的MOSFET的两相控制，该次级侧驱动器将触发器30输出的真值(Q_s)输出和互补(Q_s)输出转换成控制信号，然后将控制信号提供到次级侧上的MOSFET的栅极。

应该注意的是，这里根本没有连接初级侧控制电路10和次级侧控制电路12的任何实际的物理链接，如光耦合器或脉冲变压器。初级侧控制电路10通过绕组由次级侧控制电路12间接控制，因为分别利用由次级绕组n12和n22处的电压所感应出来的变化电压V₁₁和V₁₂作为初级侧控制电路10的控制信号。通过第一转换器的次级绕组n12两端电压的变化来控制电压V₁₁的交变效果，而次级绕组n12两端电压的变化又是由次级侧上的MOSFET Q₃控制的，因此是由次级侧控制电路12控制的。这就是说，对应于电压V₁₁的控制信号是经过变压器T₁从次级侧间接反馈来的。对于第二转换器即电压V₂₁，情况是相同的。

这一特征是有益的，因为不仅在直流-直流转换器中，而且在控制电路10和12之间，获得了在初级侧和次级侧之间的完全隔离。

正如技术人员所知，控制电路的逻辑电路是很容易以各种各样的方式实施的，因此这里不作进一步的详细讨论。

本发明的一个方便的特征是，所有的4个MOSFET全都参照地(接地的源)。因此，有可能通过同一个驱动源驱动在转换器的每一侧上的MOSFET，但在上述的相位相反的情况下，即由一个驱动源驱动初级侧上的MOSFET，并由另一个驱动源驱动次级侧上的MOSFET。由此可自动地防止晶体管在时间上的重叠。而且，双向电流实施可保证转换器总是在连续导通的模式下工作。

MOSFET Q₁、Q₂、Q₃和Q₄通过它们各自的驱动器交替地导通和截止。如图2所示，MOSFET Q₁在时间间隔DT_S导通，在时间间隔(1-D)T_S截止，而对于MOSFET Q₃，相反的状态有效。MOSFET Q₂在时间间隔(1-D)T_S导通，在时间间隔DT_S截止，而对于MOSFET Q₄，相反的状态有效。MOSFET的内部二极管在MOSFET截止期间导通，并且当控制信号打开MOSFET时，即MOSFET导通时，MOSFET充当内部二接管，以消除内部二极管的正向损耗。

在操作中，电路的工作状态如下。为简单起见，参照一个变换器描述电路的操作。应该注意的是，电路的第二转换器按照相似的方式操作。在第一时间间隔，当MOSFET Q₁截止并且MOSFET Q₃导通即处在导通模式时，由直流电源Vi提供的输入电流给输入电感L_i1和输入电容C_i1充电，并且流过变压器T₁的初级绕组n11。由于绕组n11和n12的极性相反，由变压器T₁的次级绕组n12内的输入电流的影响引起的、在相同方向流动的感应电流作为输入电流给输出电容C_o1充电。例如通过改变变压器的匝数比，即变压器的初级绕组的匝数与变压器的次级绕组的匝数之比，可以调节感应电流的强度。优选的变压器匝数比是16∶1。

输出电感L_of1放电到负载R_L和输出滤波电容C_of1中，这就产生了在输出滤波电容C_of1两端的输出电压V_o1。如方程(1)和(2)所示，输出电压V_o1、V_o2是占空比D和输入电压V_i的函数。在这个第一时间间隔期间，MOSFET Q₃开关的内部二极管D₃传输输入和输出电流之和，或者换言之，传输感应电流和来自于输出电感L_of1的放电电流。在这个第一时间间隔期间，电能储存在输入电容C_i1和输出电容C_o1中，并且从输入电感L_i1和输出电感L_of1释放磁能。

在第二时间间隔期间，MOSFET Q₁导通，即处在导通模式，MOSFET Q₃截止，输入电流给输入电感L_i1充电，并且输入电容C_i1放电到MOSFETQ₁和变压器T₁的初级绕组n11中。这个放电电流是在变压器T₁的次级绕组n12中感应出来的。这又使输出电容C_o1放电，并且给输出滤波电感L_of1充电，并提供给负载R_L。如在第一时间间隔一样，将电压V_o1提供给负载R_L。在此第二时间间隔，MOSFET Q₁传输输入和输出电流之和。通过改变占空比D和开关频率f_s，很容易调节时间间隔的长度。

电路的第二转换器以与上所述相似但方向相反的方式操作，即，当Q₁导通时，Q₂截止，并且对于Q₃和Q₄出现相反的关系。即，两个转换器按照异相方式操作。由此，在负载两端的总电压即是如方程(3)所示的差分电压。应该注意的是，还可以想像的出，这些MOSFET按照交错模式操作，即，这些MOSFET的周期不完全是异相的。

第一变压器T₁的绕组即n11和n12的极性相反，并且第二变压器T₂的绕组即n21和n22的极性相反，这将保证n11两端的电压在切换的时间间隔期间与n22两端的电压具有相同的方向。这种关系还适用于n12和n21，但与n11和n22两端电压相比，方向相反。

应该注意的是，还可以想像的出，使用其它的电路结构同样能获得在次级绕组n12和n22上的电压之间的期望的极性关系，并且可获得对应于提供到初级侧控制电路上的初级侧电压的信号。例如，如果绕组n11和n12具有相同的极性，则可以在初级侧控制电路10中包括一个信号反相器级。这就意味着，输入信号V₁₁和V₂₁在提供到逻辑电路21之前由反相器级(未示出)反向，产生允许触发器22操作的信号，以产生输出信号即真值输出(Q_p)和互补输出( Q_p)的信号用于驱动器，要求该信号启动该驱动器按照以上所述的互补方式控制在初级侧上的MOSFET初级侧。

当输入电流具有相反的极性的时候，即来自于电源的电流具有相反的极性的时候，转换器的输出电流就有相反的极性。因此，这些开关必须允许电流和功率有双向的流动，这是通过如图3所示的MOSFET和它们的内部二极管来实现的。

现在参照附图5，这个示意图表示按照本发明的放大器电路的第二实施例。这里对于包括在转换器电路中的元件使用与如图2所示的转换器电路的第一实施例相同的标号。

与参照图2所述的电路类似，所示的电路包括并联配置的两个隔离的直流-直流转换器。将直流电源V_i提供到各个转换器的输入端。在每个直流-直流转换器的初级侧，第一开关装置S₁和S₂分别连接到直流电源V_i。与每个第一开关装置S₁和S₂串联连接，在相应的转换器内包括并联布置。这个并联布置在第一分支内分别包括变压器T₁和T₂的初级绕组n11和n21，并且在第二分支内分别包括输入能量存储装置L_i1和L_i2。包围变压器的虚线框包括绝缘隔障。

如图5所示的电路的次级侧类似于参照附图2描述的电路的次级侧。而且，由包围包括在滤波器中的元件的虚线框表示的第二实施例的输出滤波器类似于参照附图2描述的输出滤波器。

实现这个切换方案的硬件实施方案的方式与参照图3描述的方式相似。即，每个开关装置S1、S2、S3和S4都是由半导体开关实现的，优选的是n沟道的MOSFET以及它的内部二极管，如图3所示。在图4a和4b中公开的控制电路10、12经过适当改进后也适合于控制包括按照图5的两个直流-直流转换器的放大器。对于控制电路10、12的这些改进是技术人员容易做到的，因此在这里不进行描述。

使用两个不同类型的直流-直流转换器(见图2和图5)来实施按照本发明的隔离开关式功率放大器，这应该仅仅被认为是个例子。使用多个不同的直流-直流转换器实施这种功率放大器也是可能的，例如使用逆向变换器、抗升压变换器(buck-boost type converter)、Sepic变换器，都不会偏离权利要求书中限定的本发明的范围。

对于按照本发明的设备预期的一种特定的应用是它在音频放大器级中的应用，例如，在音频微调器(audio-micro set)中的应用或在利用5.1杜比数字音频频道的DVD接收器中的应用。另外的应用是它在音乐领域的准低音喇叭级中的应用。

总之，公开了一种开关式功率放大器，它包括一个直流电源和两个直流-直流转换器，它们并联安排并可按照开关方式工作。每个转换器包括具有第一开关装置的初级侧和具有第二开关装置的次级侧。初级侧连接到所说的直流电源，次级侧连接到负载的相对端。进而，每个转换器设有一个变压器，以便在初级侧和次级侧之间获得直流隔离。变压器包括安排在初级侧上的初级绕组和安排在次级侧上的次级绕组。而且，放大器包括控制装置，控制装置包括初级侧控制装置和次级侧控制装置，对于控制装置进行安排，使其可以按照互补方式操作直流-直流转换器，并且可以使用功率控制来实现每个转换器的开关循环。

Claims

1.一种开关式功率放大器电路，包括：

一个直流电源(1)；

两个直流-直流转换器，它们并联配置并且按照开关模式工作；

控制装置(7)，被安排成使其可以按照互补方式操作所述直流-直流转换器，并且可以利用功率控制来实现每个转换器的开关循环；

其中，每个转换器包括一个初级侧(2a、2b)和一个次级侧(5a、5b)，所述初级侧(2a、2b)连接到所述直流电源(1)，所述次级侧(5a、5b)连接到负载(6)的相对端，其中，每个转换器都包括变压器装置，用于在所述初级侧(2a、2b)和所述次级侧(5a、5b)之间提供直流隔离，所述变压器装置包括连接到所述初级侧(4a、4b)的初级绕组(3a、3b)和连接到所述次级侧(5a、5b)的次级绕组(4a、4b)。

2.根据权利要求1所述的开关式功率放大器电路，其中所述控制装置包括初级侧控制装置(10)和次级侧控制装置(12)，其中次级侧控制装置(12)被安排成使其可以：

在转换器的所述次级侧上检测与提供到所述负载(6)上的电压对应的第一次级侧控制信号，并且次级侧控制装置(12)被安排成使其可以：

通过利用所述第一次级侧信号和音频输入信号(8)按照互补方式控制次级侧(5a、5b)的开关循环，并且

其中，所述初级侧控制装置(10)被安排成使其可以：

在每个转换器的第一绕组(3a、3b)上检测初级侧信号，其中每个初级侧信号分别对应于每个转换器的次级绕组(4a、4b)上的电压，并且初级侧控制装置(10)被安排成使其可以：

通过利用所述初级侧信号按照互补方式控制初级侧(2a、2b)的开关循环。

3.根据权利要求1或2所述的开关式功率放大器电路，其中所述次级侧控制装置(12)分别连接到每个转换器的所述次级侧(5a、5b)，所说的初级侧控制装置(10)分别连接到每个转换器的所述初级侧(2a、2b)，其中所述次级侧控制装置(12)包括：

用于接收所述音频输入信号的装置(32)；

用于检测与提供到所述负载上的电压对应的所述次级侧信号的装置(31)；

用于通过比较所述音频信号与所述次级侧信号来提供比较信号的比较装置(28)；

逻辑装置(29)，用于通过利用所述比较信号和一个振荡输入信号提供第一组互补信号；

控制电路(30)，用于通过利用所述第一组互补信号以互补方式来操作所述转换器的次级侧的切换；

其中所述初级侧控制装置(10)包括：

用于在每个初级侧上检测由在次级绕组(4a、4b)上的第二电压感应出来的、与初级绕组(3a、3b)上的第一电压对应的所述初级侧信号的装置(24、25)，其中所述第二电压是由次级侧(5a、5b)的切换引起的；

逻辑装置(21)，用于通过利用所述初级侧信号来提供第二组互补信号，和

控制电路(22)，用于通过利用所述第二组互补信号以互补方式操作转换器的初级侧的切换。

4.根据前述权利要求中任何一个所述的开关式功率放大器电路，其中

每个转换器的所述初级侧(2a、2b)包括：

第一开关装置(S₁、S₂)；

连接到所述第一开关装置(S₁、S₂)、所述第一绕组(3a、3b)、和所述电源(1)的输入能量存储装置；并且

其中所述第一开关装置(S₁、S₂)连接到所述电源(1)、连接到所说所述第一绕组(3a、3b)、并且连接到所述输入能量存储装置，由此确定在所述第一开关装置(S₁、S₂)的开路模式期间的第一电流环路以及在所述第一开关装置(S₁、S₂)的闭合模式期间的至少一个第二电流环路，并且

其中每个转换器的所述次级侧(5a、5b)包括：

第二开关装置(S₃、S₄)；

连接到所述第二开关装置(S₃、S₄)和所述第二绕组(4a、4b)的输出能量存储装置；和

连接到所述第二开关装置(S₃、S₄)和所述输出能量存储装置以及所述负载(6)的输出滤波器装置；

其中所述第二开关装置(S₃、S₄)连接到所述输出滤波器装置、连接到所述第二绕组(4a、4b)、并且连接到所述输出能量存储装置，由此确定在所述第二开关装置(S₃、S₄)的开路模式期间的第一电流环路以及在所述第二开关装置(S₃、S₄)的闭合模式期间的一个第二和一个第三电流环路，并且

其中所述初级侧控制装置(10)被连接和安排成使其可以控制每个转换器的所述第一开关装置(S₁、S₂)的切换，由此可控制该初级侧的所述电流环路的耦合和去耦合，并且其中所述次级侧控制装置(12)被连接和安排成使其可以控制每个转换器的所述第二开关装置(S₃、S₄)的切换，由此可控制该次级侧的所述电流环路的耦合和去耦合。

5.根据前述权利要求中的任何一个所述的开关式功率放大器电路，其中每个变压器(T₁、T₂)的所述初级绕组(n11、n21)的极性和所述次级绕组(n12、n22)的极性是相反的。

6.根据权利要求4或5所述的开关式功率放大器电路，其中

每个转换器的输入能量存储装置包括：

连接到所述电源和所述第一开关装置(S₁、S₂)的输入电感(L_i1、L_i2)，和

输入电容(C_i1、C_i2)，其连接到所述输入电感(L_i1、L_i2)和所述第一开关装置(S₁、S₂)之间的结点并且连接到所述初级绕组(n11、n21)的第一连接点，其中所述初级绕组(n11、n21)的第二连接点连接到所述第一开关装置(S₁、S₂)和所述电源之间的结点，

其中每个转换器的所述输出能量存储装置包括一个输出存储电容(C_o1、C_o2)，该输出存储电容(C_o1、C_o2)连接到所述第二开关装置(S₃、S₄)并且连接到所述次级绕组(n12、n22)的第一连接点，

其中每个转换器的输出滤波装置包括：

一个输出滤波电感(L_of1、L_of2)，其连接到所述输出存储电容(C_o1、C_o2)和所述第二开关装置(S₃、S₄)之间的结点并且连接到所述负载的第一连接点；和

一个输出滤波电容(C_of1、C_of2)，其连接到所述输出滤波电感(L_of1、L_of2)和所述负载的该第一连接点之间的结点，并且连接到所述第二开关装置(S₃、S₄)、所述次级绕组(n12、n22)的第二连接点、和所述负载的第二连接点之间的结点；

其中每个转换器的所述初级侧输入电压从所述输入电容(C_i1、c_i2)和所述初级绕组(n11、n21)的第一连接点之间的结点提供给所述初级侧控制装置(10)，并且其中所述次级侧输入电压从任何一个转换器的所述输出电容(C_o1、c_o2)、所述第二开关装置(S₃、S₄)和所述输出滤波电感之间的结点提供给所述次级侧控制装置(12)。

7.根据权利要求4或5所述的开关式功率放大器电路，其中

每个转换器的输入能量存储装置包括：

连接到在所述第一开关装置(S₁、S₂)和所述初级绕组(n11、n21)的第一连接点之间的结点并且连接到所述电源的输入电感(L_i1、L_i2)，其中所述初级绕组(n11、n21)的第二连接点连接到所述电源和所述输入电感(L_i1、L_i2)之间的结点，

其中每个转换器的输出滤波装置包括：

一个输出滤波电容(C_of1、C_of2)，其连接到所述输出滤波电感(L_of1、L_of2)和所述负载的第一连接点之间的结点，并且连接到所述第二开关装置(S₃、S₄)、所述次级绕组(n12、n22)的第二连接点、和所述负载的第二连接点之间的结点；

其中每个转换器的所述初级侧输入电压从所述第一开关装置(S₁、S₂)、所说初级绕组(n11、n21)的第一连接点、和所述输入电感(L_i1、L_i2)之间的结点提供给所述初级侧控制装置(10)，并且其中所述次级侧输入电压从任何一个转换器的所述输出电容(C_o1、c_o2)、所述第二开关装置(S₃、S₄)和所述输出滤波电感之间的结点提供给所述次级侧控制装置(12)。

8.根据权利要求2-6中的任何一个所述的开关式功率放大器电路，其中所述初级侧控制装置(10)的控制电路(22)包括一个装置，该装置利用所述第二组互补信号以互补方式改变转换器的所述第一开关装置(S₁、S₂)的切换，从而可以控制第一转换器的所述第一开关装置的一个状态的开关占空比D，以及第二转换器的所述第一开关装置的另一个状态的互补占空比(1-D)，和

其中所述次级侧控制装置(12)的控制电路(30)包括一个装置，该装置利用所述第一组互补信号以互补方式改变所述第二开关装置(S₃、S₄)的周期性操作，从而可以控制第一转换器的所述第二开关装置的一个状态的互补占空比(1-D)，以及第二转换器的所述第二开关装置的另一个状态的占空比D。

9.据权利要求6、7、或8中的任何一个所述的开关式功率放大器电路，其中每个开关装置包括一个MOSFFET(Q₁、Q₂、Q₃、Q₄)，其中每个MOSFFET(Q₁、Q₂、Q₃、Q₄)都以一个接地的源配置连接，由此初级侧上的MOSFFET(Q₁、Q₂)的驱动来源于在所述初级侧控制装置(10)的所述控制电路(22)中构成的一个初级侧驱动器，其中所述初级侧驱动器包括转换装置，其用于把真值二进制信号(Q_p)和互补二进制信号转换成用于初级侧MOSFFET(Q₁、Q₂)的控制信号，所述真值二进制信号(Q_p)和互补二进制信号是利用所述第二组互补信号由初级侧触发器产生的，其中所述初级侧触发器在所述初级侧控制装置(10)的所述控制电路(22)中构成，并且，次级侧上的MOSFFET(Q₃、Q₄)的驱动来源于在所述次级侧控制装置(12)的所述控制电路(30)中构成的一个次级侧驱动器，其中所述副则驱动器包括转换装置，用于把真值二进制信号(Q_S)和互补二进制信号

转换成用于次级侧MOSFFET(Q₃、Q₄)的控制信号，所述真值二进制信号(Q_S)和互补二进制信号是利用所述第一组互补信号由次级侧触发器产生的，其中在所述次级侧控制装置(12)的所述控制电路(30)中包括所述次级侧触发器。

10.以并联配置安排并且可按开关模式操作的两个直流-直流转换器的应用，每一个转换器都有通过变压器装置分隔开的初级侧(2a2、b)和次级侧(5a、5b)，变压器装置在开关式音频功率放大器中包括连接到所述初级侧(2a、2b)的初级绕组(3a、3b)和连接到所述次级侧(5a、5b)的次级绕组(4a、4b)，其中所述转换器使用音频输入信号和对应于提供到负载(6)的电压的参考信号按照互补方式以可变的开关循环进行操作。

11.一种控制开关式功率放大器的方法，所述开关式功率放大器包括两个并联配置的直流-直流转换器，其中每个转换器包括连接到电源的初级侧和连接到负载的次级侧以及变压器，变压器具有初级绕组和次级绕组，用于在所述初级侧和所述次级侧之间提供直流隔离，该方法包括如下步骤；

检测在至少一个转换器的次级侧上的次级侧信号，其中所述次级侧信号对应于提供到所述负载上的电压；

接收音频输入信号；

利用所述次级侧信号和所述音频输入信号以互补方式控制转换器的次级侧的开关循环；

检测在每一个初级侧上的初级侧信号，其中每个初级侧信号对应于提供到变压器的次级绕组上的电压；

利用所述初级侧信号以互补方式控制该初级侧的开关循环。