CN1600008A - Ofdm***中的功率放大器瞬变补偿 - Google Patents

Abstract

在正交频分多路复用通信***中，例如HIPERLAN/2***，当不用时关闭移动终端(4，6)的功率放大器(224)，当要进行信号发射时再打开。这样保存了电力，但引入了功率放大器瞬变(315)。接入点(2)，即一种类型的基站，在全部OFDM码元(或多个OFDM码元)上使用简单的标量常数增益瞬变校正来补偿这些功率放大器瞬变(315)。逐OFDM码元(或逐多个码元)更新该校正。

Description

OFDM***中的功率放大器瞬变补偿

技术领域

本发明涉及正交频分多路复用(OFDM)通信***。本发明可应用到，但不限于，HIPERLAN/2通信***。

背景技术

在无线通信***领域中，已知通常通过关闭不用的元件来保存电力。在电池供电的设备中，已知非常希望电力保存。

一种大功耗元件是发射机内的功率放大器。然而，如果关闭以保存电力，当再次开启时，功率放大器会不稳定一段时间，因此产生功率瞬变。

已知有补偿(或跟踪)方案来调节这种功率瞬变。这样的补偿方案可在发射机或接收机内实现。

对于单载波***，接收机内正在实行的这样的功率放大器瞬变跟踪形成***自动增益控制的一部分。这样的一个例子公开在1990年IEEE电路和***国际论文集第2卷第1529-1532页G.Travares和M.S.Piedade的“High performance algorithms for digital signal processingAGC(用于数字信号处理AGC的高性能算法)”中。

然而，在多载波***中，例如，诸如HIPERLAN/2(ETSI标准化委员会规定的、宽带无线接入网络(BRAN)，HIPERLAN类型2)的OFDM***，接收信号的大峰均比阻碍了使用自动控制增益来补偿功率放大器瞬变，因此仅在帧前同步码中执行自动增益控制，例如在WO-007948中公开的。

因为这个原因，提出了许多发射端补偿方案，例如US-527415公开的。然而，这些方案实施起来非常复杂。

某些其他的跟踪方案，例如1996年M.Sandell和O.Edfors的Lulea技术大学TULEA研究报告“A comparative study of pilot-based channelestimators for wireless OFDM(用于无线OFDM的基于导频的信道估计器比较研究)”，在多载波***中跟踪导频，但它的目的是为了校正时变信道。此外，这种方案是根据在多数OFDM***，包括HIPERLAN/2中都不存在的额外的导频做出的。

因此需要一种在OFDM***中补偿功率放大器瞬变的方法，其中能减轻上述缺点。

发明内容

在本发明的第一方面，提供一种补偿接收的正交频分多路复用(OFDM)信号的增益瞬变的方法，如在权利要求1中所述的。

在本发明的另一方面，提供一种正交频分多路复用(OFDM)通信方法，如在权利要求9中所述的。

在本发明的又一方面中，提供一种存储有计算机可执行指令的存储介质，如在权利要求13中所述的。

在本发明的另一方面中，提供一种通信单元，如在权利要求14中所述的。

在本发明的另一方面中，提供一种通信***，如在权利要求16中所述的。

其他方面如在从属权利要求中所述的。

附图说明

现在将参考附随附图说明本发明的实施例，这些实施例仅为示范起见，其中：

图1是HEPERLAN/2通信***一部分的示意图；

图2是通信单元示意图；

图3显示在瞬变条件下，可能用在HIPERLAN/2***中的标准功率放大器的测量；

图4a显示没有增益瞬变的传输星座图；

图4b显示具有增益瞬变的传输星座图；

图5a显示没有瞬变和有瞬变的误比特率(BER)；

图5b显示没有瞬变和有瞬变的误分组率(PER)；

图6显示信号调制、发射、接收和解调处理的不同模块或元件；

图7是当没有应用校正并在帧开始执行信道估计时由瞬变引入的噪声的图示；

图8显示频域内的瞬变矩阵系数；

图9显示用于消除功率放大器瞬变影响的增益的理论值；

图10显示增益值的均方误差(MSE)；

图11a显示包括使用本发明实施例的补偿方案的不同条件下的误比特率；和

图11b显示包括使用本发明实施例的补偿方案的不同条件下的误分组率。

具体实施方式

在第一实施例中，本发明应用到和HIPERLAN/2兼容的局域网络(LAN)通信***中，但应当理解，本发明可应用到任何多载波OFDM通信***。

图1显示HIPERLAN/2通信***1的一部分。多个移动终端4，6在无线链路17、18上和基站通信，在HIPERLAN/2术语中称为接入点2。在此例子中，移动终端4是台式个人计算机，移动终端6是便携式个人计算机。通常，移动终端可以是任何类型的数据终端(或甚至可能是语音设备)。该***包括许多其他移动终端和接入点，为清楚起见没有显示它们。

接入点2和移动终端4，6每个都包含一个或多个收发机单元(通常移动终端仅包括一个，接入点包括多个)。

在此实施例中，接入点2和移动终端4，6适于提供并被提供通过关闭功率放大器减少移动终端4，6内的功率消耗，并由接入点2补偿在从移动终端接收的信号中所导致的功率放大器瞬变，如下面将详细说明的。在其他实施例中，通过仅改编有关关闭功率放大器的某些移动终端来应用本发明。在另一些实施例中，还可选地或另外应用本发明到接入点关闭其功率放大器、在一个或多个移动终端中进行补偿的情况中。

更广泛地，可在各通信单元(即，接入点2和/或移动终端4，6)内以任何适当方式实施此改编。例如，可添加新设备到通用通信单元，或可选地改编通用通信单元的现存部分，例如通过重编程其中的一个或多个处理器。同样地，所需的改编可用存储在存储介质上的处理器可执行指令的形式实施，存储介质例如软盘、硬盘、PROM，RAM、FPGA，ASIC，DSP或任何这些或其他存储介质的组合。

可以通过改编通信***1的任意其他适合元件或部分(未示出)来全部或部分实现可选地控制这样的传输特性改编和/或接收机操作，这也在本发明的预期之内。此外，在其他***基础结构的例子中，可在任何适当节点，例如任何其他适当类型的基站等实施。可选地，在确定和执行此改编(如下面将详细说明的)中所包含的不同步骤可用分布在不同位置的不同元件或在任何合适网络或***内的实体执行。

如上所述，在此实施例中，移动终端4，6适于发射而接入点2适于接收。同样，在此实施例中，接入点2和移动终端4，6在与理解本实施例相关的方面都具有相同基本形式，因此基本通信单元110的各个构成如在图2以框图形式显示的，现在在对本实施例的进一步说明中参考图2。在每种情况中，仅有在无线通信方面，和理解本发明相关的或有助于理解本发明的元件被显示和说明，不包括其他方面，例如移动终端4，6的核心数据终端功能。

每个通信单元110包括天线202，连接到在通信单元110内隔离接收和发射链路的开关204。

接收机链路，如本领域公知的，包括扫描接收机前端电路206(有效提供接收，滤波，中频或基带频率转换)。扫描前端电路串联连接到信号处理功能208。

提供来自信号处理功能的输出到输出模块210。

接收机链路还包括接收信号强度指示器(RSSI)电路212，它连接到控制器214，该控制器操作以维护通信单元110不同功能和模块的全部控制。控制器214还连接到扫描接收机前端电路206和信号处理功能208(通常用数字信号处理器即DSP实现)。

控制器214包括存储器216，它存储操作状态(REGIME)，包括那些对于本发明重要的，例如打开或关闭(当发射时)功率放大器(下面将看到)，补偿功率放大器瞬变(当接收时)。计时器218通常连接到控制器214，以控制通信单元110内的操作定时(发射或接收时间相关信号)。

至于发射链路，它包括输入模块220。输入模块通过发射机/调制电路222以及功率放大器224，串联连接到天线202。发射机/调制电路222和功率放大器224根据控制器操作。

在各通信单元110内的不同元件在本实施例中以集成元件形式实现。当然，在其他实施例中，它们可以分离形式实现，或集成元件和分离元件的混合形式，或实际上任何其他适当形式。此外，在此实施例中，包括存储器216的控制器214用可编程处理器实现，但在其他实施例中，可以包括专用电路或任何其他适当形式。

注意到上述关于通信单元110的对应特征也可以在通用通信单元(即通用HIPERLAN/2移动终端和接入点)内发现。然而，在此实施例中，如下面将详细说明的，由于适于发射和/或接收的控制器214，包括存储器216，以及适当其他描述元件，各个通信单元110，即接入点2和移动终端4，6，不同于通用通信单元。

总的来说，在此实施例中，当不使用时关闭移动终端4，6的各功率放大器224，并当要进行信号发射时再次打开。这样保存了电力，但引入了功率放大器瞬变。接入点2使用简单的标量常数增益瞬变校正，在全OFDM码元(或多个OFDM码元)上补偿这些功率放大器瞬变。在OFDM上逐码元(或逐多个码元)地更新此校正。在更全面地解释这些方面之前，非常方便来：

(i)解释功率放大器瞬变的一些细节，特别是在HIPERLAN/2***环境中；以及

(ii)解释更进一步的方面，即在例如HIPERLAN/2的***中，本发明非常有利的实现是引入接收机在***规范限度内能调节的功率放大器瞬变电平，到一些可接受或可允许的性能程度，甚至不在接收机内使用该补偿方法。

将如下处理点(i)和(ii)。

在优选实现中，整个***应当遵循HIPERLAN/2规范。例如，如果功率放大器瞬变符合该标准的发射规范，就是有利的，而同时保持(如果恶化)不使用本发明的***可接受的性能。因此，理解功率瞬变对发射和接收信号以及误差率的影响是有帮助的。

图3显示在瞬变条件下可能用于HIPERLAN/2***的通用功率放大器(ARAFTEK7501)的测量。甚至是使用其他功率放大器的***，它给出了可能性能指示。

可以在图3中看出三种影响。当电流到达放大器时，放大器增益迅速上升305，增益中的环(ring)造成短期峰值310，以及当放大器发热时，增益最终逐渐降低315。不必考虑所有这些影响，因为HIPERLAN/2标准(特别是ETSI标准化委员会，宽带无线接入网络(BRAN)，HIPERLAN类型2；一致性测试规范；第1部分：无线一致性测试要求，Norme ETSI，文件DEN/BRAN-020002-1，欧洲电信标准协会，1999年12月，法国，Valbonne，Sophia-Antipolis)允许在接收和发射模式之间的6微秒切换时间。因此，如果功率放大器在切换时间一开始就打开，当我们开始发射时仅剩下放大器增益的缓慢降低。应当注意到，其他放大器可能有不同瞬变响应，在此情况中，其他影响可能相关。然而，如下面将清楚的，补偿方案独立于瞬变形式，因此也可应用到其他瞬变。

在打开功率放大器6微秒后，放大器增益是23.8dB。随时间降低到23.1dB，此时增益是稳定的。我们可用简单公式模拟此增益瞬变：

增益＝20log₁₀Vg(1+ae^-kt)                          [1]

其中20log₁₀Vg是23.1dB，功率放大器的稳定增益。如上所述，当功率放大器准备好发射时(假定t＝0)，增益是23.8dB。因此我们可以导出a＝0.08393。类似地，100微秒后，增益降低到23.45dB，因此k＝7135。

我们现在考虑增益瞬变的影响。考虑增益瞬变的一种过分简单但有用的方式是作为噪声源。在星座点方面考虑这个非常有用，这是本领域技术人员公知的本领域中的标准表示，其中传输质量用星座点中的扩展圆点表示，并且因为理想传输，仅有理想点，而不是实际中围绕这些点的分布。在此，对于帧开始的调制，我们假定星座点的位置是固定的，在帧期间剩余的不改变。因此，在长帧结束时，星座点从其额定值移动了0.7dB。因此我们可以根据此结果导出信躁比(SNR)：

SNR＝-20log₁₀a                                     [2]

因此，对于ARAFTEK功率放大器的情况，由于增益瞬变导致的SNR计算出是21.5dB。

应当注意到，在发射开始之后稍稍执行了自动增益控制(AGC)。同样，增益瞬变并不像热噪声一样增加星座点的高斯分布。因此，此数值仅被考虑为增益瞬变影响的较坏情况极限。

增益瞬变将星座点有效移动到接近确定电平。因此对于接收机灵敏度的影响不能被直接认为是SNR，而是实际SRN的增加，是获得期望误分组率(PER)所需的。因此期望增益瞬变对PER的影响是在PER曲线内的偏移。

因为指定了和固定星座点相关的误差向量幅度(EVM)，在此情况中可直接将增益瞬变考虑为噪声。HIPERLAN/2标准(特别是ETSI标准化委员会，宽带无线接入网络(BRAN)，HIPERLAN类型2；物理(PHY)层，Norme ETSI，文件DTS0023003，欧洲电信标准协会，1999年12月，法国，Valbonne，Sophia-Antipolis)要求64QAM中24dB最小EVM规范，因此我们现在详细考虑该瞬变影响。

应当注意到，增益瞬变的这个简单模型不考虑非线性增益瞬变造成的码元间调制影响。和信道影响组合，这可以导致接收信号的扰动，因为OFDM编码的循环特性被打破。如果我们假定(consider)OFDM子载波不是相关的，则该调制间可被认为是类似热噪声影响。因此增益瞬变的调制间影响会添加误差最低标准到误分组率(PER)曲线。此外，由于增益瞬变而带来的降低的接收机灵敏度也具有夸大现存误差最低标准的影响。

下面将考虑各个影响的更完整研究。

我们首先考虑对EVM的影响。在独立于接收机测量传输***性能中这是一个重要标准。为此原因，ETSI HIPERLAN/2标准规定，适应(compliant)***最大可接受EVM是24dB，如上所述。因此，虽然执行如在下面将要详细说明的接收机端功率放大器补偿，期望发射机是指在出现瞬变中也是一致(conformant)的。

功率放大器瞬变对HIPERLAN/2***的影响的正确分析需要随机产生数据的全统计分析，和例如HIPERLAN/2仿真器一起运行。由于考虑的影响主要是由于RF不理想性造成的，RF元件建模是其主要部分。本发明发明人使用具有如等式1中所给出的增益瞬变的HIPERLAN/2原版(phototype)***模型进行研究。由此可以直接获得功率放大器增益瞬变影响。

应当注意到，在ETSI一致性测试中，没有指定的或已知的用于测量EVM的方法。已知的用于EVM的不同的一致性测试文件是用于IEEE标准的，即IEEE 802.11a 5Ghz带宽内高速物理层，对标准802.11的补充草案，1999年1月，IEEE，纽约，其中规定发射帧至少具有16个OFDM码元，EVM可被计算作20个发射帧的均方根。因为16个OFDM码元表示长度为64微秒的帧，在此情况中看不出增益瞬变的全部影响。因此EVM将显著好于在具有较大数目OFDM码元的帧上测量的EVM。

表1

发射信号	误差向量幅度
		16 OFDM码元无瞬变128 OFDM码元无瞬变16 OFDM码元有瞬变128 OFDM码元有瞬变	30.5dB30.0dB29.1dB24.2dB

考虑这些影响，我们发现计算的EVM可如归纳在表1内的，它显示了在10dBm发射的64QAM信号的EVM。应当注意到，选择发射功率从而确保功率放大器的线性，小发射信号的噪声不影响EVM性能。如在表1中看见的，当仅发射16个OFDM码元时，EVM总是比较好。对于不存在增益瞬变的情况，该改进可能仅仅由于16码元不足以具有合理的噪声统计的事实。因此，认为不具有增益瞬变的结果在其置信度内相同。

然而，还能清楚看出，当仅考虑16码元时，由于增益瞬变导致的EVM的降低显然更多(better)。如果当测量EVM时我们考虑128个OFDM码元，EVM降低到如此程度，仅仅遵守ETSI规定的24dB的极限。因为我们没有ESTI EVM一致性测试规范，因此不清楚EVM随增益瞬变到何种程度。然而，在最坏情况中，以上测量的增益瞬变形式在标准中是可接受的，虽然如此勉强。

考虑发射星座图也是十分有用的。图4a显示没有增益瞬变的发射星座图405，图4b显示有增益瞬变的发射星座图410。同样在图4a和4b中可以看出二进制相移键控(BPSK)导频415和DC 420。将图4b发射星座点410和图4a发射星座点405比较，显示由于增益瞬变造成的星座图的时间发展(evolves in time)。

我们现在考虑对误比特率(BER)和误分组率(PER)的影响。用于建模EVM计算的RF前端的相同代码也可同等用于对误比特率和误分组率的影响的建模。在这种情况中，信道在确定由于功率放大器瞬变造成的恶化中扮演重要角色。适于在BRAN A信道(如在ETSI标准化委员会，在不同室内情况下HIPERLAN/2的信道模型，NormeETSI，文件3ERI085B，欧洲电信标准协会，1999年12月，法国，Valbonne，Sophia-Antipolis)上和ITU-P1238传播模型(如在ITU无线通信集会，“Propagation data and prediction model for the planning ofindoor radiocommunication systems and radio local area networks in thefrequency range 900MHz to 100GHz(在900MHz到1000MHz频率范围用于设计室内无线通信***和无线局域网传播数据和预测模型)”，技术报告，ITU-R，1997年，ITU-R第1238页)一起对64QAM信号建模，发射机和接收机之间的距离是5米。对于EVM结果，在各帧内使用128个OFDM码元。图5a显示具有瞬变的误比特率(BER)505和没有瞬变的误比特率(BER)510。图5b显示具有瞬变的误分组率(PER)515和没有瞬变的误分组率(PER)520。

在图5a和5b中都可以看出由于增益瞬变导致的曲线偏移。例如，增益瞬变导致在所需SNR以获得10^-1PER上1dB的降低。然而，更严重的影响是由于瞬变在结果中引入误差最低标准。由于该误差最低标准，需要额外的4dB以获得2×10^-2PER。

应当注意到，虽然观察到由于功率放大器瞬变造成的***显著恶化，该性能仍然足以用于和那些不使用下面详细说明的补偿过程的***的相互操作要求。

我们现在进一步考虑理论分析，证明以上分析得出的特定近似值，它显示下面将要说明的补偿方法虽然相对简单但非常有效。

功率放大器的增益瞬变实际上是非线性的。这将具有OFDM码元载波相互间调制的影响，引入额外的噪声影响。此外，在通过信道后，该非线性会影响OFDM编码的循环特性。

功率放大器瞬变通过在发射机用依赖时间指数(index)的可变增益加权要发射的所有块采样来引入非线性。当***循环前缀时，这就破坏了传输信道的通常的对角线性质。进一步理论分析的目的是分析并量化所产生的载波间干扰(ICI)。

当采用增益瞬变的数字建模时，它的影响可用以下等式说明：

x(nT)＝(1+adⁿ)s(nT)                                [3]

其中x(t)是通过信道发送的时域信号。通过将以上模型参数a和b与图3的曲线相匹配，发现a＝0.0839269，b＝0.9997028。

为完成该符号(notation)，下面显示并说明图6中(稍后将更详细解释)向量S(k)(k是采样指数，还用作块指数)OFDM调制的通用操作，它产生时域采样s(k)以及循环前缀***，将s(k)转换为s^cp(k)：

$s_n\left(k\right)=s\left((\mathrm{kN}+n)T\right),0\&le;n<N$

$s\left(k\right)={(S_0\left(k\right),\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,S_{N-1}\left(k\right))}^t$

$s\left(k\right)={(s_0\left(k\right),\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,s_{N-1}\left(k\right))}^t=F_N^{-1}S\left(k\right)$

$s^{\mathrm{cp}}\left(k\right)={(s_{N-D}\left(k\right),s_{N-D+1}\left(k\right),\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,s_{N-1}\left(k\right),s_0\left(k\right),s_1\left(k\right),\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,s_{N-1}\left(k\right))}^t$

$s\left(k\right)=\frac{1}{\sqrt{T}}{F}^{-1}S\left(k\right)---\left[4\right]$

在循环前缀采样数目中，N表示FFT长度，D表示持续时间，而T表示采样率。在HIPERLAN/2环境中，1/T＝20MHz，N＝64，D＝16。

在某些微积分运算之后，可以显示，在保护间隔拆装(stripping)之后，可用以下矩阵模拟传输信道h＝(h_o...，h_d-1，0，...，0)^t的滤波：

$\left[\begin{array}{cccc}{H}_0& 0& 0& H_1\\ H_1& H_0& 0& 0\\ 0& H_1& H_0& 0\\ 0& 0& H_1& H_0\end{array}\right]+a{b}^{k(N+D)}\left[\begin{array}{cccc}\mathrm{\&beta;}{H}_0\mathrm{\&beta;}& 0& 0& H_1{\mathrm{\&beta;}}^4\\ \mathrm{\&beta;}{H}_1\mathrm{\&beta;}& {\mathrm{\&beta;}}^2{H}_0{\mathrm{\&beta;}}^2& 0& 0\\ 0& {\mathrm{\&beta;}}^2{H}_1{\mathrm{\&beta;}}^2& {\mathrm{\&beta;}}^3{H}_0{\mathrm{\&beta;}}^3& 0\\ 0& 0& {\mathrm{\&beta;}}^3{H}_1{\mathrm{\&beta;}}^3& {\mathrm{\&beta;}}^4{H}_0{\mathrm{\&beta;}}^4\end{array}\right]$

$=H_{\mathrm{circ}}+H_{\mathrm{trans}}\left(k\right)---\left[5\right]$

其中所有矩阵元素都是大小为D×D的块：

以及β＝b^N/4。解码接收的时域向量r(k)，从而表示为(无噪声情况)：

r(k)＝(H_circ+H_trans(k))s(k)                       [8]

注意到H_circ是循环的，并对应信道(不产生ICI)的通用循环卷积，H_trans(k)模拟了功率放大器瞬变的失真，是ICI的源。

当在发射机不应用补偿方法时，H_trans(k)的欧几里得范数提供了在接收机由于瞬变导致的失真程度的良好指示。

当不应用任何校正并且在帧开始时执行信道估计时，在图7中已经描述了(参考标记705)由于瞬变在一个信道实现上引入的作为OFDM码元函数的噪声。图7还显示校正的特性710，稍后将进行说明。误差的极限值是在图5a和5b中看见的误差最低水平导致的。可以看见，观察到的误差水平与BER和PER内的误差最低水平值对应良好。

一个重要的观察是，在实际中，频域内ICI近似不存在，因为如图8所示F_NH_trans(k)F_N ^-1是准对角线的，它显示频域内的瞬变矩阵系数。

此外，仅考虑F_NH_trans(k)F_N ^-1的对角线元素，我们发现，它们在频域内都和各自信道系数成比例。

如前面所述，总体看来，在此实施例中，当不用时关闭移动终端4，6的各自功率放大器224，当进行信号发射时再次打开。这样节省了电力，但引入了功率放大器瞬变。接入点2用全OFDM码元(或多个OFDM码元)上的简单的标量常数增益瞬变校正来补偿这些功率放大器瞬变。逐OFDM码元(或逐多个码元)更新校正。

上述分析显示了怎样方便使用全OFDM码元上的简单标量常数增益瞬变校正的近似值进行补偿，该校正逐码元更新，并产生良好结果。更进一步，现在将说明补偿过程的细节。

在本补偿过程中的近似值实际包括，假定B≈I_D(大小为D的单位矩阵)，β≈1且H_trans(k)≈ab^k(N+D)H_circ。这产生了以下用于消除功率放大器瞬变的增益系数(即，补偿系数)：α(k)＝1+ab^k(N+D)。

图9显示由此近似值产生并在帧内作为OFDM码元指数的函数的、用于消除功率放大器瞬变影响的增益理论值。图10显示由近似值产生并在帧内作为OFDM码元指数函数的增益值的均方误差(MSE)。

补偿方案包括数字测量OFDM信号导频码元(或载波)的功率电平。(导频码元或载波用于帮助解调等，并***到信号中的某个频率位置。)然后在判决之前(该判决是确定星座点扩展提供什么点或值)使用该平均功率电平补偿OFDM信号。逐OFDM码元更新该补偿系数。(在其他实施例中，在多个码元之后更新补偿系数。)本方案的一个优点是，功率电平测量可以重用现存微代码(micro-code)，并且校正自身仅涉及简单的向量相乘。

在此阶段非常方便详细说明术语“OFDM码元”的意思。以下项都等同于并被术语“OFDM码元”包含，每个都应用在不同的情况中或根据本领域技术人员考虑信号处理操作的域(例如频率或时间)。

术语OFMD码元可用于频域OFDM码元，它是在发射机端的反快速傅立叶变换(IFFT)的输入向量(发射频域OFDM码元)，或在接收机端的FFT输入(接收频率OFDM码元)，或可用于时域OFDM码元，是在发射机端的IFFT输出(发射时域OFDM码元)，或在接收机端的快速傅立叶变换(FFT)的输入(接收时域OFDM码元)。

0FDM码元持续时间是用于发射有用时域采样和与给定时域或频域OFDM码元相关的循环扩展所需的时间。因此，术语OFDM码元还对应等式4中出现的S(k)和/或s(k)，取决于本领域技术人员考虑的域。

本实施例的补偿方案正式用以下等式说明：

$\hat{H}\left(0\right)=R\left(0\right)\&CircleTimes;S^{*}\left(0\right)$

$\mathrm{\&alpha;}\left(k\right)=\frac{\underset{i\&Element;\mathrm{Pil}}{\mathrm{\&Sigma;}}{R}_i\left(k\right){\hat{H}}_i^{*}\left(0\right)S_i^{*}\left(k\right)}{\underset{i\&Element;\mathrm{Pil}}{\mathrm{\&Sigma;}}{\left|{\hat{H}}_i\left(0\right)\right|}^2}---\left[9\right]$

$\hat{S}\left(k\right)=\mathrm{\&alpha;}\left(k\right){\hat{H}}^{*}\left(0\right)\&CircleTimes;R\left(k\right)$

其中表示2向量Schur乘积(按分量逐个作出的乘积，componentwise product)，*是共轭操作符。第一等式代表在帧码元0上执行的初步信道估计。所有这些操作都显示在图6中。

在校正方案中，注意到，基本上达到改变频域内均衡抽头(通常是固定的)为需要用可变增益α(k)加权的向量，并且每当接收新OFDM块时就更新。相应加权解码器中使用的维特比(Viterbi)度量。

因此，该方案优选是接收机内的所有载波的1/α(k)相乘的简单增益。然而，应当理解，在可选实施例中，实现了接收机内所有载波1//α(k)相乘的简单增益，这仍然代表对现有技术的显著改进。

现在将详细说明图6。图6显示本实施例中，信号调制、发射、接收和解调的过程的不同模块或元件。除以上早已参考等式4到8讨论的方面以外，图6还显示下面的内容。在发射机(即调制器)605、信号在环境中的多径传播表示610和接收机(即解调器)615之间划分模块或元件。

发射机605包括调制模块620，执行对向量S(k)的IFFT，以产生时域采样s(k)，并行传输到串行转换器625。同样显示了作为发射机一部分的元件630，将串行采样和1+abⁿ相乘，表示形成功率放大器瞬变。

信号在环境中的多径传播表示610是等式5到8的影响的图示。

接收机615包括元件635，代表将b(k)加到接收信号上的影响的***中的热噪声。接收机615进一步包括串行到并行转换器640，执行FFT的解调模块645，以及均衡器650。

由于结合标量常数增益系数α(k)(如以上等式9)，以上说明的补偿方案在均衡器650中或由均衡器650有效实现。在此实施例中，接收机615作为以上参考图2所述的控制器214的一部分实现。

回到图7，它进一步显示(参考标号710)在同步良好假设下，在无噪声情况中功率放大器瞬变补偿方案的理论影响，并证明它在实际情况中的用途。注意到，几乎完成功率放大器瞬变抑制。还应当注意到，该方案假定同步良好，因此仅考虑了增益瞬变，因为通常相位分量可用同步算法中的相位跟踪算法消除。

我们在HIPERLAN/2仿真器中实现了此方案，并重新运行如图5a和5B所示的仿真。图11a显示使用补偿方案后对ITU-P1238传播模型以及接收机和发射机5米距离、BRAN-A信道上64QAM信号的BER的结果。更具体地，图11a显示和图5a所示的具有瞬变505的相同误比特率(BER)，和图5a所示的没有瞬变510的相同误比特率，以及具有瞬变和补偿805的误比特率。可以看出，通过图形分辨，具有瞬变和补偿805的误比特率和没有瞬变510的误比特率相同，显示补偿方案的影响，即改进***性能。

类似地，图11b显示使用补偿方案对ITU-P1238传播模型以及接收机和发射机5米距离、BRAN-A信道上64QAM信号的PER的结果。更具体地，图11b显示和图5b所示的具有瞬变515(没有补偿)的相同误分组率(PER)，图5b所示的没有瞬变520的相同误分组率，以及具有瞬变和补偿815的误分组率。可以看出，通过图形分辨，具有瞬变和补偿815的误分组率和没有瞬变520的误分组率相同，显示补偿方案的影响，即改进***性能。

因此，正如先前理论分析所显示的，本发明中提出的简单校正方案能潜在地恢复所有或基本上所有由于功率放大器瞬变而降低的***性能。

在进一步的实施例中，通过直接从α(k)中识别模型参数a和b，并在块基础上随时间平均这些估计，就可以得到改进。

应当注意到，其他增益瞬变影响，例如信道中的多普勒，也可以通过此跟踪方案部分校正。同样，注意到在其他实施例中，本发明应用于补偿或部分补偿(或校正或部分校正)其他类型的增益瞬变。

本发明发现在例如HIPERLAN/2***的无线通信***中的特定应用。然而，在此包含的本发明的概念还可同等应用到可替换的无线通信***中。同时，以上说明了本发明特定、优选实施，很明显本领域技术人员可以轻易应用本发明概念的变化和修正。

还应当理解，以上描述的功率放大器瞬变补偿过程和设备是为了提供，尤其是，允许功率放大器瞬变的可能性，因此允许开、关功率放大器以节省电力，在接收机端实施简单但有效的补偿过程。不需要任何发射RF元件的反馈。

Claims (17)

1.一种补偿接收的正交频分多路复用OFDM信号的增益瞬变(315)的方法，该方法包括：

确定标量增益系数；和

用所述标量增益系数补偿所述增益瞬变(315)。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述增益瞬变(315)是功率放大器瞬变。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其中，对各个OFDM码元或OFDM信号的各自多个OFDM码元，所述标量增益系数被确定为各个恒定值，并在不同OFDM码元或OFDM信号的多个不同OFDM码元上变化。

4.根据权利要求1到3任何之一所述的方法，其中，通过平均导频载波电平来确定所述标量增益系数。

5.根据权利要求1到3任何之一所述的方法，其中，使用预先确定的所述增益瞬变(315)模型参数来确定所述标量增益系数。

6.根据任何前述权利要求所述的方法，其中，使用所述标量增益系数来补偿所述增益瞬变(315)的步骤包括使用和所述标量增益系数相乘的补偿抽头来均衡接收的OFDM信号。

7.根据权利要求1到5任何之一所述的方法，其中，使用所述标量增益系数来补偿所述增益瞬变(315)的步骤包括将信道估计和所述标量增益系数的倒数相乘。

8.根据权利要求1到5任何之一所述的方法，其中，使用所述标量增益系数来补偿所述增益瞬变(315)的步骤包括用所述标量增益系数加权解码器所使用的度量。

9.一种正交频分多路复用OFDM通信方法，包括：

发射包括增益瞬变(315)的OFDM信号；

接收包括所述增益瞬变(315)的OFDM信号；和

使用根据权利要求1至8任何之一所述的方法来补偿所述增益瞬变(315)。

10.根据权利要求9所述的方法，其中，增益瞬变(315)是功率放大器瞬变。

11.根据权利要求9或10所述的方法，其中，在通信***(1)内执行所述方法，在所述通信***内，规定了接收信号恶化允许程度，并且当接收到所述OFDM信号时，如果没有执行所述补偿步骤，所述增益瞬变(315)就将调节到规定的信号恶化允许程度。

12.根据权利要求1到11任何之一所述的方法，适于用在HIPERLAN/2通信***中。

13.一种存储介质，存储处理器可执行指令，用于控制处理器执行权利要求1到12任何之一所述的方法。

14.一种适于执行权利要求1到8任何之一所述的方法的通信单元(2，4，6)。

15.根据权利要求14所述的通信单元，形式上是HIPERLAN/2***中的接入点(2)或移动终端(4，6)。

16.一种适于执行权利要求9到11任何之一所述的方法的通信***。

17.根据权利要求16所述的通信***，基本上符合HIPERLAN/2***规范。

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