CN1593018A - 数字通信方法与*** - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种在多维跳跃模式(hoppingpattern)冲突期间的冲突间隔中发送控制的方法与装置。本发明根据在发送器与接收器之间商定的通信标准来跳跃选择在多维正交资源区域内的正交无线资源，即一个由跳跃模式区分开的对应信道。本发明分配第二站的特定多维跳跃模式。在呼叫设置期间，该跳跃模式被永久地分配给第二站或者从第一站分配。当跳跃模式基于特有标识符被识别时，取得对于第二站的跳跃模式永久分配。所述特有标识符诸如第二站的ESN。第二站的跳跃模式相互独立，从而在预定的时刻以并发的方式将同一正交资源的坐标分配给不同的第二站。

Description

数字通信方法与***

技术领域

本发明涉及一种数字通信方法及其***，具体地涉及在使用通过单一介质相互同步的多个低活动性通信信道的有线/无线通信***中，一种在每个信道都具有小于基本发送速度R的可变发送速度的情况下根据多维正交资源跳跃方法进行信道统计多路复用的装置与方法。

具体地讲，本发明涉及一种由相互同步的第一站与多个第二站构成的***中多路复用装置与方法，其中第一站使用多维正交资源跳跃模式找到到每个第二站的信道，对应于第二站的正交资源跳跃模式，包括由第一站在呼叫设置期间分配的有意跳跃模式或者第二站所特有的伪随机跳跃模式。在不同信道跳跃模式中的多维正交资源的坐标能够匹配(此现象将称为“多维跳跃模式冲突”)。在这种情况下，信道是否匹配从与多维跳跃模式冲突有关的、第一站的所有发送信道的发送数据码元来决定。如果发送具有至少一个不匹配信道的数据码元，则关闭对应数据码元间隔，并且对于由通信条例所限定的预定时间将在数据码元发送中的所有信道的发送功率增加预定量，以便补偿所有有关信道缺失数据的平均比特能量的损失。

在本文中，第一与第二站分别对应于现有***中的基站与移动站。第一站与多个第二站通信。本发明涉及适用于在从第一站到第二站的方向上保持正交的同步信道群的统计多路复用方法。

背景技术

对于只在每个信道群中保持正交的***，本发明可以独立地实施在每个信道群中，例如在CDMA2000***中所使用的拟正交码(quasi-orthogonal code，QOC)，CDMA2000***为正在进行标准化的下一代移动通信***备选技术，即IMT-2000，或者在W-CDMA中所使用的多扰频码(multi-scrambling，MSC)。当将第一站的信道分配给具有与扇区化或者智能天线***相同的发送器天线波束的信道群时，本发明也可以独立地实施于每个信道之中。

为了便于说明本发明的多路服用***实施例中对现有技术的哪些部分作了修改，将基于现在商用的常规移动通信***的IS-95***给出以下描述。

在根据现有技术的数字/模拟FDM(频分多路复用)通信***中，在呼叫设置期间第一站不管信道活动地分配可用的FA(频率分配)给第二站，在呼叫终止期间第二站将该FA返回给第一站以用于另一第二站。

在根据现有技术的TDM(时分多路复用)通信***中，在呼叫设置期间第一站不管信道活动地分配一个FA中可用时隙之一给第二站，在呼叫终止期间第二站将该时隙返回给第一站以用于另一第二站。

在根据现有技术的FHM(跳频多路复用)通信***中，在呼叫设置期间第一站不管信道活动地使用协商跳频模式与第二站建立通信，并且根据所分配信道的数目确定是否分配新信道。但是FHM***没有本发明的控制功能，用于不发送相关信道的码元，以减少在跳跃模式冲突情况下在接收器的信道解码器处可能的错误。

在根据现有技术的OCDM(正交码分多路复用)通信***中，在呼叫设置期间第一站不管信道活动地分配正交码中可用正交码给第二站，在呼叫终止期间第二站将该正交码返回给第一站以用于另一第二站。

在描述现有技术中，相同的附图标记表示对本发明的描述中具有相同功能的部件。

图1为根据现有技术的示例以及本发明实施例的***的示意图，其中从基站101到第二站111、112和123所形成的信道121、122和123相互同步并且具有相互正交性。

图2a为第一站的发送器对于相应于现有技术与本发明的共同部件的部分的示意图，图2b为现有技术的示例中第一站的发送器对于业务信道的示意图。各个副载波SC必须具备导频信道200，这是因为它被用做信道估计信号以用于图1的第二站处的初始同步获取与搜索及同步解调。导频信道200为在由第一站控制的区域内所有第二站之间共享的信道。如图2a所示，通过发送没有信道编码或者信道交织的已知模式码元，导频信道200被用来提供用于同步解调的相位基准。与导频信道200类似，同步信道210为单侧发送给在由第一站控制的区域内所有第二站的广播信道。同步信道210由第一站用来发送对于所有第二站共同的必须信息(例如可视信息、第一站的标识符等等)。通过同步信道的数据借助卷积编码器214、用于码元速度控制的转发器216、用于克服错误突发的块交织器218、以及用于控制发送数据码元速度的转发器219来发送给扩展器与调制器以控制发送数据码元速率，扩展器与调制器以后将在图3中描述。寻呼信道220为在存在至第二站的来话消息时所使用的、或者用于响应第二站的请求的目的的公共信道。可以使用多个寻呼信道(paging channel)。

从寻呼信道发送的数据经过卷积编码器224、码元转发器226、以及块交织器228，送往异或运算器236。长代码生成器232的输出送往抽取器234，抽取器234使用用于寻呼信道的长代码掩码2 30抽取长代码生成器232的输出。异或运算器236将对来自块交织器248与长代码生成器232的所抽取的输出进行异或运算，然后送往图3的扩展器与调制器。图2b的业务信道240为在呼叫设置期间分配给每个第二站的、并且直到呼叫终止都由第二站独占使用的信道。业务信道用来从第一站向每个第二站传送数据。业务信道送往用来校验在被称为帧的预定时间单位(例如在IS-95***中20ms)中的错误CRC(循环冗余校验)的编码器214，用来在帧单位内对于独立信道编码***全为“0”的尾比特的尾比特***器252，以及卷积编码器244，然后是用来根据发送数据速度纠正发送数据码元速度的码元转发器246。

在码元转发之后，业务信道送往用来将错误突发转换为均一分布错误的块交织器248，然后送往扰频器256。抽取器234使用从由各个第二站所分配的ESN(电子序列号)生成的长代码掩码250将长代码生成器232的输出抽取为PN(伪躁声)序列。扰频器256使用PN序列对来自块交织器248的业务信道进行扰频。

扰频后的业务信道送往PCB(功率控制比特)位置抽取器258，以从PN序列抽取PCB位置，从而***PCB来控制来自第二站的发送功率。PCB打孔与***部件260在来自扰频器256的扰频后数据码元中在相应于PCB位置处的数据码元打孔(puncture)，并***PCB。***PCB的业务信道送往图3的扩展器与调制器。

根据本发明，对于发送时间跳跃多路复用，发送数据码元的位置也可以使用上述的所抽取PN序列进行检测。

图3a、3b、3c示出使用现***分多路复用技术的扩展器与调制器的示例。

图3a的扩展器与调制器使用基于的BPSK(二相移键控)的现有IS-95***。

图3b的扩展器与调制器使用与在图3a构造中不同的正交码扩展I/Q信道发送数据。图3c的扩展器与调制器使用QPSK(四相移键控)数据调制***，以用同样的带宽发送两倍于图3a的数据。QPSK数据调制***用于IMT-2000***的备选技术CDMA2000。

图3d的扩展器与调制器使用QPSK(四相移键控)数据调制***，以用同样的带宽发送两倍于图3a的数据。图3e示出使用一般用于IMT-2000***的备选技术CDMA2000的QOC(拟正交码)调制***的扩展器与调制器。

图3f示出使用与在图3e构造中不同的正交代码码元扩展I/Q信道发送数据。

参照图3a，信号转换器310、330、326、346和364将逻辑信号“0”、“1”分别转换为实际的发送物理信号“+1”、“-1”。图2的各个信道经过信号转换器送往扩展器312和332，并且用相应沃尔什代码生成器362的输出进行扩展。然后，扩展后的信道送往放大器314和334，以控制其相对发送功率。

在经过了使用固定分配给每个信道的正交沃尔什函数362的扩展器312和332以及放大器314和334之后，第一站的信道全都送往正交码分多路复用器316和336。

然后，多路复用后的信号使用由短PN序列生成器324和344所生成的用于第一站判别的短PN序列送往QPSK扩展器与调制器318和338。扩展与调制后的信号送往低通滤波器320和340，以及调制器322和342，以转换到发送波段。载波调制的信号送往无线部件(未示出)，例如大功率放大器，然后通过天线发送。

参照图3b，信号转换器310、3 30、326、346和364将逻辑信号“0”、“1”分别转换为实际的发送物理信号“+1”、“-1”。图2的各个信道经过信号转换器送往扩展器312和332，并且在I/Q信道用相应沃尔什代码生成器362的输出进行扩展。然后，扩展后的信道送往放大器314和334以控制其相对发送功率。在经过了使用固定分配给每个信道的正交沃尔什函数362的扩展器312和332以及放大器314和334之后，第一站的信道全都送往正交码分多路复用器316和336。然后，多路复用后的信号送往使用由短PN序列生成器324和344所生成的用于第一站判别的短PN序列的QPSK扩展器与调制器318和338。扩展与调制后的信号使用转换到发送波段的载波送往低通滤波器320和340，以及调制器322和342。载波调制的信号送往无线部件(未示出)，例如大功率放大器，然后通过天线发送。

图3c与图3a相同，只是图2中所生成的信号送往QPSK的多路解调器390，而不是BPSK，在发送不同信息数据时使用同相(I)信道与正交相位(Q)信道。多路解调器390以及信号转换器310和330用来实现QAM(正交幅度调制)，而不是QPSK。

图3d和图3b相同，除了使用在发送不同信息数据时的同相(I)信道与正交相位(Q)信道向多路解调器390发送图2中所生成的信号，以便进行QPSK，而不是BPSK。

图3e示出图3c中发送数据用由使用判别从第一站到第二站信道的拟正交代码掩码所生成的扩展码扩展。在使用不同拟正交代码的代码码元群中没有保持正交性，但在使用同一正交代码掩码的代码码元群中保持了正交性。

相应地，本发明所提出的***只适用于使用同一拟正交代码掩码并且保持正交性的正交代码码元群。

图3f与图3e相同，只是对于I与Q信道使用了分离的沃尔什代码生成器，从而用不同的正交代码码元扩展I/Q信道发送数据。

图4b、4c示出解释向通过发送信号的各个信道将正交资源分配给图2和3中生成的信号的多路复用方法的信号图。

当第一站与第二站通信时，各个第二站的数据速度可以随时间变化。使由第一站分配给第二站的基于信道的最大发送速度为基本发送速度R，根据基于帧的从第一站到第二站的发送数据量，基于帧的平均发送速度可以是R、R/2、R/4、...、或者0。

图4b为示出基于帧的瞬时发送速度调整到平均发送速度的信号图，该方法用于在IS-95正交码分多路复用通信***中的正向链路。

在图4b中，当基于帧的发送数据具有低于基本发送速度的发送速度时，使用哑信息来补偿不足部分，并由此将基于帧的瞬时发送速度匹配到平均发送速度。

图4c示出瞬时发送速度被分类为基本发送速度R与0(没有发送)，以及给定帧的平均发送速度根据具有发送速度R或0的间隔的百分比来调整。

在图4c中，与为本发明中所使用扩展单位的发送码元单位的发/停发开关不同，使用为功率控制单元单位的时隙单位的发/停发开关来调整基于帧的平均发送速度，同时保持用于IS-95***中逆向链路的闭环功率控制的基准信号的幅度。

与本发明不同，在IS-95逆向链路上的信道之间无正交性。

在图4b、4c中，公共导频信道与到第二站的信道并行使用。但是在接收器处用于同步基准、信道估计以及功率控制的导频信道可以时分多路复用发送，如在现有GSM(全球移动通信***)或W-CDMA(宽带CDMA)***中。在这种情况下，导频信道被称为“导频码元”或者根据多路复用位置的其他各种名称，例如前置序列、中间序列或者后置序列。

图4d示出现有频分多路复用***，其中从第一站到多个第二站的通信信道使用不同的频率分配(FA)。本发明的频分多路复用***包括目前正在研究的用于卫星广播的OFDM(正交频分多路复用***)。

对于OFDM，各个副载波信道的FA不完全独立，而是重叠，但可以包括在本发明的正交资源之内，这是因为副载波信道之间的正交性是保证的。

图4e示出诸如GSM的现有时分多路复用***，其中从第一站到多个第二站的通信信道使用同一频率分配(FA)，但是帧中的时隙被绝对地分配给各个第二站。

图4f、4g和4h将跳频***应用到图4d的现有频分多路复用***，以用于增强频率分集与安全性的目的。图4f示出以时隙为单位的跳频。图4g示出以发送数据码元为单位的规则跳频。图4h示出以发送数据码元为单位的非规则跳频。图4g的***集中于频率分集，并且图4h***的重点在于频率分集与安全性，以防止未授权接收器的监听。

跳频多路复用包括以码元或者部分码元为单位快速跳频多路复用，以及以几个码元为单位的慢速跳频多路复用。应用到图4e的时分多路复用***的图4f、4g、4h的***提供了频率分集。

实际上，使用以时隙或者帧为单位的跳频在下一代移动通信***中可选地给出，即GSM，用于增强频率分集而不是安全性的目的。

图4i示出诸如CDMS2000或者W-CDMA***的现有正交码分多路复用***。在图4i中，使用同一频率分配(FA)与帧中所有时隙建立从第一站到各个第二站的通信信道。在呼叫设置期间第一站向每个信道分配固定正交代码码元，并且每个第二站返回该正交代码码元给第一站，以用于涉及另一呼叫设置的另一第二站。相应地，帧内的所有数据码元用同一正交代码码元扩展。与图4i相应的第一站的发送器在图3a至3f中示出。

图4j为现有ORDM(正交资源划分多路复用)***中来自第一站的发送信号的信号图，其中示出了基于信道正交资源的固定分配。ORDM应用于大多数现有数字通信***。

与根据图4i所示现有技术示例的第一站发送器相应的第二站的接收器类似于图3a至3f的发送器，不同之处只在于解扩展部分。因此，图5示出与图3a的发送器对应的接收器的示意图。通过天线接收的信号在解调器510和530用载波解调，并在低通滤波器512和532低通过滤为基带信号。从PN-I/Q短代码生成器520和540生成的序列以及与在发送器处所使用的同样的PN序列由所接收的基带信号在乘法器514和534处同步并相乘。对于发送数据码元间隔累加所乘得的序列，并送往解扩展器516和536。信道估计器550使用分配给导频信道的正交代码码元从基带信号抽取导频信道分量，以估计发送信道，并且相位恢复部件560使用所估计的相位失真值来补偿基带信号的相位失真。如果导频信道应用了时分多路复用而不是码分多路复用，则使用多路解调器来抽取导频码元部分，然后通过内插来估计所抽取的导频信号之间的间歇的相位变化。

图6示出对于来自第一站的、没有PCB***的信道的接收器的结构，与上述寻呼信道类似，其中PCB为用于控制从第二站到第一站的发送功率命令。在图5中的相位补偿之后，信号被送入最大比率组合器610和620。对于在图3b所示的发送器处的QPSK数据调制，组合后的信号送往多路复用器614以多路复用；换句话说，对于BPSK数据调制，相加这两个信号。然后，结果信号送往软判决部分616用于软判决。由长代码掩码620形成的长代码生成器622的输出送往抽取器624。来自软判决部件616的信号与长代码生成器622的抽取后的输出在乘法器618中相乘以解扰频。对于根据本发明实施例的经过正交代码跳跃多路复用的信道的第二站的接收器在结构上类似于图6的接收器。对于同步信道，省略了与长代码解扰频处理有关部件。

图7示出对于与上述业务信道一样的、来自第一站的、具有PCB***的信道接收器的结构，其中PCB为控制从第二站到第一站的发送功率的命令。在图5中的相位补偿之后，信号送入最大比率组合器710和720。对于在图3c所示的发送器处的QPSK数据调制，同相(I)分量与正交(Q)相位分量送入多路复用器714进行多路复用；换句话说，对于图3a所示的BPSK数据调制，将同相(I)分量与正交(Q)相位分量相加。结果信号送往抽取器740以抽取与来自第一站的PCB相应的信号分量信号，然后送往硬判决部件744用于硬判决。来自硬判决部件744的信号送往第二站的发送功率控制器。通过从多路复用器714所接收的信号中去除PCB所生成的数据码元送往软判决部件616用于软判决。由长代码掩码720从第二站标识符生成的长代码生成器722的输出送往抽取器724。来自软判决部件742的信号与长代码生成器722的抽取后的输出在乘法器718中相乘以解扰频。

图8示出图7中处理的所接收的信号经过块解交织器818、828和838处的信道解交织，与在卷积解码器814、824和834处的信道解码，从而重新构成从第一站发送的数据。对于同步信道810，来自软判决部件的信号送往抽样器819进行码元压缩，码元压缩通过累加所接收的信号，由此降低码元速度，是码元转发器219的逆过程。来自抽样器819的信号送往块解交织器818进行信道交织，在卷积解码器814进行解码之前，将信道解交织信号发送到用于另一个码元压缩的抽样器816，该码元压缩是码元转发器216的逆过程。来自抽样器816的信号送往卷积解码器814进行信道解码，由此重新构成从第一站接收的同步信道。对于寻呼信道820，来自软判决部分的信号送往块解交织器828用于信道解交织。信道解交织后信号送往抽样器826，以根据发送数据速度进行为码元转发器226的逆过程的码元压缩。来自抽样器826的信号送往卷积解码器824进行信道解码，由此重新构成从第一站接收的寻呼信道。对于业务信道830，来自软判决部分的信号送往块解交织器838用于不管发送数据速度的信道解交织。信道解交织后信号送往抽样器836，以根据发送数据速度进行为码元转发器246的逆过程的码元压缩。来自抽样器836的信号送往卷积解码器834进行信道解码，并且由尾比特去除器832去除尾比特以生成基于帧的独立发送信号。如同在发送数据部分的发送器中一样，生成CRC比特并且与通过信道解码而重新构成的CRC比特比较，以确定是否存在错误。当这两个CRC比特匹配时，判定没有错误，由此重新构成业务信道数据。如果在发送器处没有存储有关以20ms帧为单位的发送数据速度的信息，则信道解交织后的信号对于所有可能的发送数据速度独立地进行信道解码，然后比较CRC比特以判定来自第一站的发送数据速度。对于分离地传送发送数据速度的***，只有对于相应数据速度的信道解码过程是必须的。

有四种现有方法用于保持在如图1所示的、从第一站到第二站的信道之间的正交性，第一种方法为使用频分多路复用，从而在呼叫设置期间第一站固定地分配FA给第二站，如图4d所示。第二种方法为使用时分多路复用，从而在呼叫设置期间第一站固定地分配时隙给第二站，如图4e所示。第三种方法为在呼叫设置期间分配所控制的跳跃模式给第二站，以避免第一站的冲突，如图4f、4g、4h所示，或者对于单个第二站在给定的时间与给定的区域使用由多个副载波构成的总带宽，如军用中的。第四种方法为在呼叫设置期间分配未被第一站占据的正交代码码元，并扩展信道，如图4i所示。

除跳频多路复用方法之外，其他三种方法具有这样的特点：第一站固定地分配正交资源(例如频率、时间、或者正交代码)给第二站。在许多支持足够量的资源的应用中，如在军用中，跳频方法主要用于安全目的。因此，跳频多路复用不是针对资源的有效利用。

因此，当有限的正交资源分配给具有较少活动或者小于基本发送速度的可变发送数据速度的信道时，在上述方法中不容易有效地利用资源。

为了如在现有方法中固定地分配资源并提高资源的使用效率，需要快速的信道分配与返回。但是，有限资源的很大一部分不是用于实际的数据发送而是分配给了数据发送的控制信息，这是因为发送了用于频繁信道分配与返回的控制信号信息。

即使对于信道分配与返回的快速处理，在从其到达第一站到发送期间，通过信道分配(或返回)消息发送与确认的步骤，必须缓冲要发送的数据。在这种情况下，所需缓冲容量随这些步骤的处理时间的增加而增加。

在越区切换到临近小区期间固定分配资源的方法中，即使当临近小区的信道活动较少时也很难获得越区切换，这是因为没有可用资源分配。

另外，诸如控制信息等在发送之后必然需要确认步骤的重要信息必须被缓冲以用于重发。但只有通过发送在发送中具有最短延迟的资源，例如不需要确认步骤的数据报发送，才能降低所需要的缓冲容量。

发明内容

本发明的目的是提供一种***与方法，用于考虑到发送数据的活动性与发送数据速度，通过多维正交资源跳跃(hopping)多路复用，对具有较少活动性或者可变发送数据速度的业务进行统计多路复用，而不同于现有技术的固定分配诸如频率、时间、正交代码等正交资源以取得正交资源与信道的一对一对应关系，由此允许从第一站到第二站的信道分配，提高了有限正交资源的使用效率，降低了对于不必要信道分配与返回的信号业务流量，消除了发送调度步骤，降低了第一站的所需缓冲容量以及数据发送延迟时间，并且取得了到邻近小区的简单切换。

本发明的另一个目的在于提供一种***与方法，用于在保持正交性或者可变发送数据速度改变到基本发送速度以下的同步信道较少活动性的情况下采用以频率、时间、或者正交代码的正交轴的多维正交资源跳跃多路复用的统计多路复用，由此允许从第一站到第二站的信道分配，提高了有限正交资源的使用效率，降低了对于不必要信道分配与返回的信号业务流量，消除了发送调度步骤，降低了第一站的所需缓冲容量以及数据发送延迟时间，并且取得了到邻近小区的简单切换。

根据本发明的一个方面，提供了一种数字通信方法，用来通过基于多维正交资源跳跃方法同步分配从第一站到多个第二站通信信道来进行统计多路复用，所述数字通信方法包括：当发生在多维正交资源的跳跃模式之间的冲突时，确定发送数据码元的符号是否匹配；当所述发送数据码元的符号匹配时，发送所有所述数据码元；以及当所述发送数据码元的信号不匹配时，打孔所有所述数据码元。

根据本发明的另一个方面，提供了一种用于多维正交资源的跳跃多路复用的方法，该方法为数字通信方法，其包括基于所述多维正交资源的跳跃方法同步分配从第一站到多个第二站通信信道，然后对所分配的通信信道进行统计多路复用，所述跳跃多路复用方法包括：(a)对于所述多维正交资源的跳跃模式之间的冲突，根据该冲突所涉及的信道的发送信号码元以及该信道的发送信号幅度来控制每个正交无线资源单位的发送信号；(b)确定在具有所述跳跃模式冲突的信道的正交无线资源单位中发送的数据码元的符号；以及(c)将所述信道分类为虽分配但没有以所述正交无线资源单位来发送的信道的集合S⁰、具有以所述正交无线资源单位来发送的正数据码元的信道的集合S⁺、以及具有以所述正交无线资源单位来发送的负数据码元的信道的集合S^-，并且确定要以所述交无线资源单位来发送的数据码元。

根据本发明的另一个方面，提供了一种数字通信方法，用来通过基于多维正交资源跳跃方法同步分配从第一站到多个第二站通信信道来进行统计多路复用，所述数字通信方法包括：(a)确定从第一站到每个第二站的距离；以及(b)使用第一站的发送分集以补偿到相对远离第一站的第二站的信号损失。

本发明向具有较少发送数据活动、生成较少业务流量、或者根据所需要的服务的统计特点而具有低于基本发送速度R的可变发送速度的信道(此后称为“稀疏信道”)固定分配在用做有限资源的正交代码中的扩展正交代码码元，并因此在信道为正交资源的***中出现，并且通过以多维正交资源跳跃模式区分信道取得了统计多路复用。为了防止由于可能由各个第二站相互独立的跳跃模式所产生的多维正交资源坐标冲突所引起的在第二站处的错误数据接收，本发明比较在该冲突中所涉及的所有信道的发送数据码元，并切不发送这些数据码元，除非它们匹配。由于未发送数据码元，为了补偿所需的平均接收能量，第一站对于预定的间隔提高到有关第二站的发生能量。

另外，本发明的方法与现有***兼容，这是因为所有资源保持的正交性使之可能独立于用于现有方法的资源集合来操作用于多维正交资源跳跃多路复用的资源集合。

附图说明

此处所包含的附图为本说明书的一部分，它们示出了本发明的实施例，并且与描述一起用来解释本发明的原理：

图1为根据现有技术的示例以及本发明实施例的包括第一站与多个第二站的***的示意图；

图2a为第一站的发送器对应于现有技术与本发明的共同部件的示意图；

图2b为现有技术的示例中第一站的发送器对于业务信道的示意图；

图3a为根据现有技术示例的(基于BPSK数据调制并对I/Q信道使用同样的正交代码码元)、用于码分多路复用的第一站的发送器的示意图；

图3b为根据现有技术示例的(基于BPSK数据调制并对I/Q信道使用不同的正交代码码元)、用于码分多路复用的第一站的发送器的示意图；

图3c为根据现有技术示例的(基于QPSK数据调制并对I/Q信道使用同样的正交代码码元)、用于码分多路复用的第一站的发送器的示意图；

图3d为根据现有技术示例的(基于QPSK数据调制并对I/Q信道使用不同的正交代码码元)、用于码分多路复用的第一站的发送器的示意图；

图3e为根据使用拟正交代码的现有技术示例的(基于QPSK数据调制并对I/Q信道使用同样的正交代码码元)、用于码分多路复用的第一站的发送器的示意图；

图3f为根据现有技术示例的(基于QPSK数据调制并对I/Q信道使用同样的正交代码码元)、用于码分多路复用的第一站的发送器的示意图；

图4a为示出根据现有技术示例的、来自第一站的、通过各个帧的发送信号的信号图；

图4b为示出根据现有技术另一示例的、来自第一站的、通过各个帧的发送信号的信号图；

图4c为示出根据现有技术另一示例的、来自第一站的、通过各个帧的发送信号的信号图；

图4b为示出根据现有FDM(频分多路复用)***的、来自第一站的发送信号的信号图；

图4e为示出根据现有TDM(时分多路复用)***的、来自第一站的发送信号的信号图；

图4f为示出根据现有TDM(使用基于槽的跳频)***的、来自第一站的发送信号的信号图；

图4g为示出为了频率分集(使用基于码元的规则跳频)根据现有FHM(跳频多路复用)***的、来自第一站的发送信号的信号图；

图4h为示出为了频率分集并防止未授权监听(使用基于码元的非规则跳频)根据现有FHM***的、来自第一站的发送信号的信号图；

图4i为示出根据现有OCDM(正交代码划分多路复用)***(使用基于信道的固定正交代码分配方法)的、来自第一站的发送信号的信号图；

图4j为示出根据现有ORDM(正交资源划分多路复用)***(使用基于信道的固定正交资源分配方法)的、来自第一站的发送信号的信号图；

图5为对于根据图4i所示现有技术示例的码分多路复用的第二站中接收器的示意图；

图6为第二站中接收器的示意图，示出了现有技术示例与本发明实施例的共同部件；

图7为根据现有技术示例的第二站中接收器的示意图；

图8为第二站中接收器的示意图，示出了现有技术示例与本发明实施例的共同部件；

图9a示出了根据本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的对于业务信道的第一站中发送器的示意图以及CPCCH(公共物理控制信道)的示意图(正交资源＝正交代码)；

图9b为根据本发明实施例的CPCCH的信号图；

图10a为根据本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第一站中发送器(相应于图3a)的示意图；

图10b为根据本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第一站中发送器(图10a的信号表示为复数信号)的示意图；

图10c为根据本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第一站中发送器(相应于图3b)的示意图；

图10d为根据本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第一站中发送器(图10b的信号表示为复数信号)的示意图；

图10e为根据本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第一站中发送器(相应于图3c)的示意图；

图10f为根据本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第一站中发送器(图10c的信号表示为复数信号)的示意图；

图10g为图3d中所示的现有技术的示例的根据本发明实施例的用于ORHM的第一站中发送器的示意图；

图10h为根据本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第一站中发送器(相应于图3d)的示意图；

图10i为根据本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第一站中发送器(图10d的信号表示为复数信号)的示意图；

图10j为根据本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第一站中发送器(相应于图3e)的示意图；

图10k为根据本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第一站中发送器(图10e的信号表示为复数信号)的示意图；

图10l为根据本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第一站中发送器(相应于图3f)的示意图；

图10m为根据本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第一站中发送器(图10f的信号表示为复数信号)的示意图；

图11为根据本发明实施例的多维正交资源跳跃模式生成器的示意图；

图12a为示出根据本发明实施例的、用于跳频的副载波群的例子的图(正交资源＝频率)；

图12b为根据本发明实施例的基于跳频模式生成器的输出的副载波合成器的示意图；

图12c为示出根据本发明实施例的用于基于码元的发送时间跳跃的发送数据码元位置间隔的例子的图(正交资源＝时间；“1”＝发；“0”＝停发)；

图12d为根据本发明实施例的在第一站的发送器处的、基于时间跳跃模式生成器输出的码元位置选择器(或者缓冲器)的示意图；

图12e为根据本发明实施例的基于正交代码跳跃模式的正交Gold码生成器的示意图(正交资源＝正交Gold码)；

图12f为示出基于不同扩展因子树型正交沃尔什码的图(正交资源＝正交沃尔什码)；

图12g为根据本发明实施例的基于正交代码跳跃模式的正交沃尔什码生成器的示意图(正交资源＝正交沃尔什码)；

图12h为根据本发明实施例的在第二站的接收器处的、基于时间跳跃模式生成器输出的码元位置选择器(或者缓冲器)的示意图；

图13a为根据图10a所示的本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第二站中接收器的示意图；

图13b为根据图10c所示的本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第二站中接收器的示意图；

图13c为根据图10e所示的本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第二站中接收器的示意图；

图13d为根据图10g所示的本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第二站中接收器的示意图；

图13e为根据图10i所示的本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第二站中接收器的示意图；

图13f为根据图10k所示的本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第二站中接收器的示意图；

图14a为示出根据现有技术示例的来自第一站的通过各个帧的发送信号的信号图；

图14b为示出根据本发明实施例的来自第一站的通过各个帧的发送信号的信号图；

图14c为示出根据本发明实施例的来自第一站的在具有小于基本发送速度R的发送速度的帧中发送信号的信号图(规则发送时间跳跃)；

图14d为示出根据本发明实施例的来自第一站的在稀疏帧中发送信号的信号图(非规则发送时间跳跃)；

图14e为示出根据本发明实施例的、来自第一站的在稀疏帧中对于FHM(跳频多路复用)***的发送信号的信号图(非规则发送时间跳跃)；

图14f为示出由发送时间与副载波二维坐标表示的跳跃模式由图14e中多个信道在同一时间选择的情况的图(由双实线画出的正方形为冲突数据码元)；

图14g为示出图14f的冲突坐标的数据码元相互比较以确定是否发送的图(黑正方形表示发送；虚线正方形表示不发送)；

图14h为示出根据本发明实施例的用于时间跳跃多路复用的、来自第一站的在稀疏帧中发送信号的信号图(规则发送时间跳跃)；

图14i为示出根据本发明实施例的用于时间跳跃多路复用的、来自第一站的在稀疏帧中发送信号的信号图(非规则发送时间跳跃)；

图14j为示出由发送时间一维坐标表示的跳跃模式由图14i中多个信道在同一时间选择的情况的图(由双实线画出的正方形为冲突数据码元)；

图14k为示出图14j的冲突坐标的数据码元相互比较以确定是否发送的图(黑正方形表示发送；虚线正方形表示不发送)；

图14l为示出根据本发明实施例的用于正交代码跳跃多路复用的、来自第一站的在具有基本发送速度R的帧(即密集帧)中发送信号的信号图；

图14m为示出根据本发明实施例的用于基于时隙的发送时间跳跃多路复用与正交代码跳跃多路复用的、来自第一站的在稀疏帧中发送信号的信号图；

图14n为示出由发送时间与正交代码二维坐标表示的跳跃模式由图14m中多个信道在同一时间选择的情况的图(由双实线画出的正方形为冲突数据码元)；

图14o为示出图14n的冲突坐标的数据码元相互比较以确定是否发送的图(黑正方形表示发送；虚线正方形表示不发送)；

图14p为示出根据本发明实施例的用于基于码元的规则发送时间跳跃多路复用与正交代码跳跃多路复用的(当帧开始码元在同一位置出现时)、来自第一站的在稀疏帧中发送信号的信号图；

图14q为示出由发送时间与正交代码二维坐标表示的跳跃模式由图14p中多个信道在同一时间选择的情况的图(由双实线画出的正方形为冲突数据码元)；

图14r为示出图14q的冲突坐标的数据码元相互比较以确定是否发送的图(黑正方形表示发送；虚线正方形表示不发送)；

图14s为示出根据本发明实施例的用于基于码元的规则发送时间跳跃多路复用与正交代码跳跃多路复用的(当帧开始码元在交错位置出现时)、来自第一站的在稀疏帧中发送信号的信号图；

图14t为示出由发送时间与正交代码二维坐标表示的跳跃模式由图14s中多个信道在同一时间选择的情况的图(由双实线画出的正方形为冲突数据码元)；

图14u为示出图14t的冲突坐标的数据码元相互比较以确定是否发送的图(黑正方形表示发送；虚线正方形表示不发送)；

图14v为示出根据本发明实施例的用于基于信道的非规则发送时间跳跃多路复用与以码元为单位的正交代码跳跃多路复用的、来自第一站的在稀疏帧中发送信号的信号图；

图14w为示出由发送时间与正交代码二维坐标表示的跳跃模式由图14v中多个信道在同一时间选择的情况的图(由双实线画出的正方形为冲突数据码元)；

图14x为示出图14w的冲突坐标的数据码元相互比较以确定是否发送的图(黑正方形表示发送；虚线正方形表示不发送)；

图14y为示出根据本发明实施例的、用于基于信道的非规则副载波频率跳跃多路复用、发送时间跳跃多路复用与以码元为单位的正交代码跳跃多路复用的、来自第一站的在稀疏帧中发送信号的信号图；

图14z为示出由副载波频率、发送时间与正交代码三维坐标表示的跳跃模式由图14y中多个信道在同一时间选择的情况的图(由双实线画出的方块为冲突数据码元)；

图14aa为示出图14z的冲突坐标的数据码元相互比较以确定是否发送的图(白方块表示发送；虚线方块表示不发送)；

图15示出对于包括未发送数据码元的帧的预定间隔增加第一站的发送功率，以补偿信道解码器所需的平均接收能量信道，由此确保当在图14g、14k、14o、14r、14u、14x、14aa所示的多维跳跃模式冲突间隔中停止发送时所需通信质量；

图16为解释由于多维跳跃模式冲突而停止发送以及不匹配发送数据码元由确保空间正交性的第一站的各个发送天线波束独立地控制的图；

图17为示出对于同一数据服务、来自第一站的对于靠近第一站的第二站与远离第一站的第二站的发送功率差异的图；

图18a为示出根据本发明实施例的用于确定各个正交无线资源单位在发送器处从第一站至第二站的发送信号的第一种方法的流程图(发送与打孔两段方法)；

图18b示出在两个信道之间发生多维正交资源跳跃模式冲突的情况下使用图18a的方法确定最终发送信号；

图18c示出在两个信道c与1之间多维正交资源跳跃模式冲突，用来解释使用图18a的方法确定最终发送信号；

图18d示出在图18c的情况下根据18a的算法所确定的最终发送信号；

图19a为示出根据本发明实施例的用于确定各个正交无线资源单位在发送器处从第一站至第二站的发送信号的第二种方法的流程图(具有发送功率门限值的方法)；

图19b示出在两个信道之间发生多维正交资源跳跃模式冲突的情况下使用图19a的方法确定最终发送信号；

图19c示出在两个信道c与1之间多维正交资源跳跃模式冲突，用来解释使用图19a的方法确定最终发送信号；

图19d示出在图19c的情况下根据19a的算法所确定的最终发送信号；

图20a为示出根据本发明实施例的、用于确定各个正交无线资源单位在发送器处从第一站至第二站的发送信号的第三种方法的流程图；

图20b示出在两个信道之间发生多维正交资源跳跃模式冲突的情况下使用图20a的方法确定最终发送信号；

图20c示出在四个信道c、j、l、s之间多维正交资源跳跃模式冲突，用来解释使用图20a的方法确定最终发送信号；

图20d示出在图20c的情况下用于比较选择正交无线资源单位的信道幅度的信道排列；

图20e示出在图20c的情况下根据20a的算法所确定的最终发送信号；

图21a为示出根据本发明实施例的用于确定各个正交无线资源单位在发送器处从第一站至第二站的发送信号的第四种方法的流程图；

图21b示出在两个信道之间发生多维正交资源跳跃模式冲突的情况下使用图21a的方法确定最终发送信号；

图21c示出在四个信道c、j、l、s之间多维正交资源跳跃模式冲突，用来解释使用图21a的方法确定最终发送信号；

图21d示出在图21c的情况下用于比较选择正交无线资源单位的信道的幅度的信道排列；

图21e示出在图21c的情况下根据21a的算法所确定的最终发送信号；

图22a为示出根据本发明实施例的用于确定各个正交无线资源单位在发送器处从第一站至第二站的发送信号的第五种方法的流程图；

图22b示出在两个信道之间发生多维正交资源跳跃模式冲突的情况下使用图22a的方法确定最终发送信号；

图22c示出在四个信道c、j、l、s之间多维正交资源跳跃模式冲突，用来解释使用图22a的方法确定最终发送信号；

图22d示出在图22c的情况下用于比较选择正交无线资源单位的信道幅度的信道排列；

图22e示出在图22c的情况下根据22a的算法所确定的最终发送信号；

图23a为示出根据本发明实施例的用于确定各个正交无线资源单位在发送器处从第一站至第二站的发送信号的第六种方法的流程图；

图23b示出在两个信道之间发生多维正交资源跳跃模式冲突的情况下使用图23a的方法确定最终发送信号；

图23c示出在四个信道c、j、l、s之间多维正交资源跳跃模式冲突，用来解释使用图2 3a的方法确定最终发送信号；

图23d示出在图23c的情况下用于比较选择正交无线资源单位的信道幅度的信道排列；

图23e示出在图23c的情况下根据23a的算法所确定的最终发送信号；

图24a为示出根据本发明实施例的、用于确定各个正交无线资源单位在发送器处从第一站至第二站的发送信号的第七种方法的流程图；

图24b示出在两个信道之间发生多维正交资源跳跃模式冲突的情况下使用图24a的方法确定最终发送信号；

图24c示出在四个信道c、j、l、s之间多维正交资源跳跃模式冲突，用来解释使用图24a的方法确定最终发送信号；

图24d示出在图23c的情况下用于比较选择正交无线资源单位的信道幅度的信道排列；

图24e示出在图24c的情况下根据24a的算法所确定的最终发送信号；

图25a为示出根据本发明实施例的用于确定各个正交无线资源单位在发送器处从第一站至第二站的发送信号的第八种方法的流程图；

图25b示出在两个信道之间发生多维正交资源跳跃模式冲突的情况下使用图25a的方法确定最终发送信号；

图25c示出在四个信道c、j、l、s之间多维正交资源跳跃模式冲突，用来解释使用图25a的方法确定最终发送信号；

图25d示出在图25c的情况下用于比较选择正交无线资源单位的信道幅度的信道排列；

图25e示出在图25c的情况下根据25a的算法所确定的最终发送信号；

图26示出根据本发明实施例的由各个正交无线资源单位在位于具有相对较弱的来自第一站接收信号的区域内(例如小区边界)的第二站上，从第一站到第二站的发送器使用软切换以补偿第一到第八发送信号判决方法的不利的方面；

图27a示出现有技术的示例以及本发明实施例，用于所有来自***信道编码器的输出比特的正交资源划分多路复用，其中不区分与输入比特一样的***比特与从信道编码器生成的奇偶校验比特

图27b示出作为图27a的实施例的现有技术的示例以及本发明实施例，用于所有来自迭代(Turbo)编码器的输出比特的正交资源跳跃多路复用；

图27c示出在***信道编码器的输出比特中，与输入比特一样的***比特经过正交资源划分多路复用，从***信道编码器生成的奇偶校验比特经过正交资源跳跃多路复用；

图27d示出图27c的实施例，其在时间上区分了正交资源划分多路复用区域与正交资源跳跃多路复用区域；

图27e示出迭代编码器的输出比特中，与输入比特一样的***比特经过正交资源划分多路复用，从***信道编码器生成的奇偶校验比特经过正交资源跳跃多路复用；

图28a示出在图4c中，根据本发明的实施例，基于帧的多维正交资源跳跃模式的冲突概率或者打孔概率与基准值进行比较；

图28b示出对最少受影响的第二站，第一站有意不发送全部或部分的发送帧，从而多维正交资源跳跃模式的冲突概率或者打孔概率应该小于基准值；

图29a示出根据本发明实施例，将用于在广义上多维正交资源跳跃多路复用的正交无线资源单位划分为用于在狭义上正交资源跳跃多路复用的正交无线资源单位的集合，以及用于正交资源划分多路复用的正交无线资源单位的集合；

图29b示出对于根据本发明实施例的狭义多维正交资源跳跃多路复用，具有固定分配的正交无线资源单位的信道是相对于具有根据跳跃模式所分配的正交无线资源单位的信道；

图29c为依次示出在根据现有技术示例的正交资源划分多路复用以及根据本发明实施例的多维正交资源跳跃多路复用中信道请求、无线资源分配、信道终止步骤的原理图；

图29d为依次示出在根据本发明另一实施例的狭义多维正交资源跳跃多路复用中信道请求、无线资源分配和信道终止步骤的原理图；

图30a为根据本发明实施例的狭义多维正交资源跳跃多路复用中划分模式的原理图；

图30b为根据本发明实施例的狭义多维正交资源跳跃多路复用中处于跳跃模式下的跳跃模式的原理图；

图30c为根据本发明实施例的狭义多维正交资源跳跃多路复用中混合模式的原理图；

图30d为根据本发明实施例的狭义多维正交资源跳跃多路复用中对于单一信道的群模式的原理图；

图30e为根据本发明实施例的狭义多维正交资源跳跃多路复用中对于多个信道的群模式的原理图。

具体实施例

在以下详细描述中，示出并描述了本发明的优选实施例，但只是作为本发明人所设想的最佳模式的示范。将会看到，本发明能够在各个显而易见的方面进行改变，但都不脱离本发明。相应地，应将附图与描述看作在本质上是示例性的，而非限制性的。

虽然对本发明实施例的描述具体针对无线移动通信***，但是本发明所提出的统计多路复用除无线通信***之外也适用于有线通信***。

在对本发明实施例的描述中，与现有技术的示例中相同的部件具有相同的附图标记。因为以前已经描述了相应部件，所以对本发明实施例的描述主要针对所修改与添加的部件。

图9a示出对于多维正交资源跳跃多路复用的稀疏信道的结构，其中该结构与现有技术所描述的结构类似，只是打孔并***发送对于第二站的功率控制命令。

有两种通信类型：双向通信与单向通信。对于第二站的发送功率控制命令不一定在单向通信***中发送。但是对于双向通信***，发送功率控制是必须的，其中有效的功率控制可以最大化***容量。

为了快速处理，功率控制命令在许多情况下没有信道编码。由于随机正交代码跳跃模式，所以不可避免地要发生不同信道的冲突。

由此，功率控制命令必须通过没有冲突的信道发送。为此目的，本发明引入了用于IMT-2000***的备选技术CDMA2000的公共功率控制信道的概念，并且在本文中将该无冲突信道称为“公共物理控制信道(CPCCH)”。

CPCCH是作为导频信道的具有分离正交代码码元的扩展，并且用来发送通过对多个第二站的时分多路复用的物理分级的控制命令。在呼叫设置期间，分配对于每个第二站的功率控制命令的位置。图9a示出CPCCH的实施例，例如，其控制IS-95***中24个第二站。当从第一站到每个第二站的信道具有低于基本发送速度R的可变发送速度时，被判定必须无冲突传送的信息经过时分多路复用，并通过公共控制信道作为第二站的发送功率控制命令发送。没有有关实际发送速度的信息，接收器通过对于所有可用组合的信道解码与CRC校验来依次确定实际发送数据速度。一般在初始呼叫设置期间在第一站与第二站之间协商可用组合。图9b为根据本发明实施例的公共物理控制信道(CPCCH)的信号图，其中CPCCH包括用于传送第二站的发送功率控制命令的第一站的CPCCH#1，以及用于传送第一站的发送数据速度信息的CPCCH#2。

图10a示出将本发明用于图3a所示现有技术示例的实施方法。为了根据本发明所提出的多维正交资源跳跃多路复用进行统计多路复用，使用了冲突检测器与控制器384，用来检测从多维跳跃模式生成器380所形成的、并且由生成信道无关的跳跃模式所引起的多维跳跃模式的冲突，并且正确控制该冲突。图11示出多维跳跃模式生成器的示例。图11的多维跳跃模式生成器具有用通用PN序列生成器生成多维跳跃模式的结构。也可以通过另一方法来实现多维跳跃模式。多维跳跃模式可以包括一维跳跃模式(例如频率、发送时间、正交代码等等)、两维跳跃模式(例如频率/发送时间、频率/正交代码、发送时间/正交代码等等)、或者三维跳跃模式(例如频率/发送时间/正交代码等等)。在***开发步骤中，通过设计使只有一部分正交资源涉及跳跃而其他部分被固定分配。换句话说，所有正交资源都涉及跳跃多路复用，然后根据控制命令只有一部分正交资源涉及跳跃。根据多维跳跃模式生成器380，需要有用于跳频的频率合成器388，用于发送时间跳跃的缓冲器392和393，或者生成用于正交代码跳跃的扩展正交代码码元的正交代码生成器382。

对于从频率合成器388生成的载波或副载波，用于多维跳跃模式生成器380的输出的表示频率轴上坐标值的比特的数目依据跳频中所使用的(副)载波的数目而不同，如图12a所示。在跳跃模式生成器388的输出中，对应于频率轴上坐标值的信号输入频率合成器388，以根据输入值生成所限定的(副)载波。与其中载波频率不变的时间跳跃或正交代码跳跃不同，多维正交资源跳跃多路复用***中的频率跳跃具有载波频率的变化，从而使之不容易在接收器处取得信道估计与相位补偿。所以，当基本提供了多载波并且在接收器处并行独立地取得对于各个载波的信道估计时，如在CDMA2000***的MC方法中，容易实现使用作为能够跳跃的载波的与MC(多载波)有关的副载波的跳频多路复用。

用于发送时间跳跃的缓冲器392和393接收在多维跳跃模式生成器380的输出之中与时间轴上坐标值对应的信号，并且根据输入值确定缓冲器中数据的发送位置，如图12c所示。在图12c中，“1”表示存在发送数据，“0”表示发送数据不存在。图12d示出发送数据有图12c的16个可能位置(PP)的例子。在多维正交资源跳跃多路复用中，以发送码元而不是帧或时隙为单位实现发送时间跳跃，使用了基本发送速度R作为瞬时发送速度，以最大化统计多路复用并容易地搜索到第二站的通信信道。在一个帧内基于码元的跳跃使之容易在第二站的接收器处搜索信道的变化，这是因为发送码元按均一的可能性分布在帧中。

从正交代码生成器382生成的正交代码可以是任意保持正交性的正交代码，例如从图12e所示的正交Gold代码生成器生成的正交Gold代码或者如图12f所示的对于特定扩展因子称为沃尔什代码的分级结构的OSVF(正交可变扩展因子)代码。正交码分多路复用与现有技术相同，只是如果在多维跳跃模式生成器380的输出中在正交代码轴上的坐标是固定的。一个正交代码分为两个正交代码码元群，一个正交代码码元群通过固定的分配用于正交码分多路复用，另一个正交代码码元群通过跳跃模式用于正交代码跳跃多路复用。换句话说，一个正交代码码元群用于使用有意选择的、从而不发生跳跃模式冲突的跳跃模式的正交代码跳跃多路复用，而另一个正交代码码元群用于使用可能引起跳跃模式冲突的信道无关的跳跃模式、基于统计多路复用的正交代码跳跃多路复用。前一种情况涉及对相对重要的发送数据或者较多活动性的信道的分配，而后一种情况涉及对引起相对稀疏业务的信道的分配，由此取得统计多路复用的益处。当使用支持如图12f中的可变扩展增益的分级正交代码作为扩展代码时，在正交码分方面希望将正交代码分为由所有具有为“01”或“0110”的相同父代码码元391和395的子代码码元构成的正交代码码元群393和397。

如上所述，当多维跳跃模式生成器380有意生成多维跳跃模式从而对于各个信道在同一时间不同信道不选择同一正交资源时，没有跳跃模式冲突。但是这种方法具有以下问题：(1)跳跃模式不是由第二站确定的，而是在呼叫设置期间由第一站分配的；(2)由第一站分配的多维跳跃模式的数目由正交资源的数目限定；以及(3)对于越区切换到邻近小区，必须从邻近小区分配新的多维跳跃模式。在到第二站的信道之间无冲突地分配多维跳跃模式是用来取得分集的益处而不是取得统计多路复用。对于到第二站的较多活动性与密集信道，不产生跳跃模式冲突就足够了。但是对于到第二站的较少活动性与稀疏信道，可能发生资源的浪费与低效率，从而生成信道无关的多维跳跃模式以根据每个信道的数据活动性取得统计多路复用的益处，以及频率与时间分集。不可避免地，这就导致了多维跳跃模式冲突，即不同的信道在同一时间确定同一多维正交资源的坐标。为了解决此问题，本发明使用冲突检测器与控制器384和386，以接收对于所有信道与待发送数据码元的跳跃模式，并由此确定这些跳跃模式是否冲突。各个第二站的多维跳跃模式在第一站中生成，并且待发送给每个第二站的数据也送往第一站，从而在实际冲突之前可能确定这些跳跃模式是否冲突，以及发送数据是否匹配。对于多维跳跃模式冲突，比较对于所有有关信道的发送数据码元。如果发送数据码元全部匹配，则发送存在于冲突间隔内的数据码元。这是因为在有关第二站的信道解码过程中不发生错误。但对于只有一个不匹配的发送数据码元，则不发送在相关信道的冲突间隔内的数据码元。即，根据冲突检测器于比较器384和386的输出，乘法器385和387的输入为“+1”或“0”。当乘法器385和387的输入为“0”时，发送停止。这种扩展数据码元发送的中断导致为满足所需质量所需的第二站的平均接收能量不足。为了补偿不足的平均接收能量，通过调整相应信道的放大器315和335的增益，从而对于作为***参数给定的间隔将第一站的发送功率提高作为***参数给定的幅度，如图15的附图标记1072和1074所示。除此以外，第二站可以通过现有方法进行第一站的发送功率控制。

图10b为根据本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第一站内发送器的示意图，其中图10a的信号表示为复数信号。

图10c示出将本发明应用到图3b所示的现有技术示例的实施方法。图10c的发送器与图10a的发送器结构相同，只是多维跳跃模式生成器380生成与同相(I)与正交相位(Q)信道无关的多维跳跃模式。对于根据本发明所提出的多维正交资源跳跃多路复用的统计多路复用，需要多维跳跃模式生成器380与冲突检测器与控制器384和386，以检测冲突以及与I/Q信道无关的发送。

图10d为根据本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第一站内发送器的示意图，其中图10c的信号表示为复数信号。

图10e示出将本发明应用到图3c所示的现有技术示例的实施方法。图10e的发送器与图10a的发送器结构相同，只是发送数据在I信道与Q信道间不同，这是因为进行了QPSK数据调制，而不象进行BPSK数据调制的图10a的发送器。

图10f为根据本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第一站内发送器的示意图，其中图10e的信号表示为复数信号。

图10g示出将本发明应用到图3d所示的现有技术示例的实施方法。图10g的发送器与图10e的发送器结构相同，只是多维跳跃模式生成器380生成与同相(I)与正交相位(Q)信道无关的多维跳跃模式。对于根据本发明所提出的多维正交资源跳跃多路复用的统计多路复用，需要多维跳跃模式生成器380与冲突检测器与控制器384和385，以检测冲突以及与I/Q信道无关的发送。

图10h为根据本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第一站内发送器的示意图，其中图10g的信号表示为复数信号。

图10i示出将本发明应用到图3e所示的现有技术示例的实施方法。图10i的发送器与图10e的发送器结构相同，只是使用了QOC(拟正交代码)。

图10j为根据本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第一站内发送器的示意图，其中图10i的信号表示为复数信号。

图10k示出将本发明应用到图3f所示的现有技术示例的实施方法。图10k的发送器与图10g的发送器结构相同，只是使用了QOC。图10l为根据本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第一站内发送器的示意图，其中图10k的信号表示为复数信号。

图13a为根据如图10a所示的本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第二站内接收器的示意图。通过天线从第一站接收的信号送往解调器510和530，以由频率合成器588在多维跳跃模式生成器580的控制下解调。然后，解调后的信号送往低通滤波器512和532。

低通滤波后的信号送往解扰频器522和542，以使用从扰频代码生成器520和540生成的与在发送器中同样的扰频代码进行解扰频。解扰频后的信号送入乘法器514和534，以与正交代码生成器582根据从与第一站的发送器同步的多维跳跃模式生成器580输出的正交代码轴的坐标值所生成的正交代码码元相乘。结果信号在积分器516和536处对于对应码元间隔积分，以解扩展。解扩展后的信号送入补偿器560，以使用信道估计器550补偿相位差异，由此取得同步解调。根据多维跳跃模式生成器的发送时间轴的坐标值，补偿后的数据码元送入缓冲器592和593。因为图10a所示第一站的发送器进行BPSK数据调制，所以相应于图13a的第一站的接收器在加法器596处将具有相同信息的I信道与Q信道接收数据相加。对于第一站的发送器处为提供时间分集而对I信道与Q信道独立的交织器，第二站将通过解交织器的I信道与Q信道接收数据相加。

图13b为根据如图10b所示的本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第二站内接收器的示意图。图13b的接收器与图13a的接收器结构相同，只是对于I信道与Q信道具有独立的正交代码生成器582和584。

图13c为根据如图10c所示的本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第二站内接收器的示意图。图13c的接收器与图13a的接收器结构相同，只是与图13c对应的第二站接收器不将具有不同信息的I信道与Q信道接收数据相加，这是因为图10c所示的第一站的接收器进行QPSK数据调制。

图13d为根据如图10d所示的本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第二站内接收器的示意图。图13d的接收器与图13c的接收器结构相同，只是对于I信道与Q信道具有独立的正交代码生成器582和584。

图13e为根据如图10e所示的本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第二站内接收器的示意图。图13e的接收器与图13c的接收器结构相同，只是使用QOC 566进行解扩展。

图13f为根据如图10f所示的本发明实施例的用于正交资源跳跃多路复用的第二站内接收器的示意图。图13f的接收器与图13e的接收器结构相同，只是对于I信道与Q信道具有独立的正交代码生成器582和584。

图14为根据本发明实施例的来自第一站的发送信号的原理图。图14a的信号图与根据图4a所示现有技术示例的、通过各个帧示出来自第一站的发送信号的信号图相同。根据服务的特点，从第一站到每个第二站的信道的基于帧的发送速度改变到小于在呼叫设置期间分配的基本发送速度R，如附图标记920和930所示，或者改变到基本发送速度R，如附图标记940和950所示，由此在发送(发)与不发送(停发)之间反复。附图标记940和950所示的信道可以用信道活动性来表示。在本发明中，附图标记920和930所示的信道根据基于帧的发送数据速度经过发送时间跳跃多路复用，如图14b的信道924和934。发送时间跳跃由图12d的方法来实现。图14c与14d示出根据基于帧的发送数据速度的例子所实际确定的发送时间的跳跃类型。图14c示出规则与周期跳跃，图14d示出非规则与随机跳跃。图14c有利于时间分集与信道估计，但不利于统计多路复用。图14d可能产生信道无关的多维跳跃模式的冲突，但有利于统计多路复用。

图14e示出根据本发明实施例在稀疏信道内同时进行FHM(频率跳跃多路复用)与THM(时间跳跃多路复用)的***，其中第二站由各个正方形中的模式区分。图14f示出由发送时间与副载波的二维坐标表示的多维跳跃模式在图14e中在同一时间由多个信道选择的冲突。在该图中，双实线正方形表示具有多维跳跃模式冲突的数据码元的位置，单实线正方形表示没有多维跳跃模式冲突的数据码元的位置。图14g示出具有图14f中冲突的坐标的数据码元相互比较以最终确定是否发送。黑正方形表示具有多维跳跃模式冲突的数据发送，但具有对于冲突中所涉及的所有信道的相同的数据码元。虚线正方形表示对于冲突中所涉及的所有信道的不同数据码元没有数据发送。

图14h为根据本发明实施例的对于在稀疏帧中基于码元的时分多路复用的、来自第一站的发送信号的信号图。与图4e的、以密集分布在帧内特定间隔的时隙为单位的时分多路复用不同，图14h的时分多路复用以均匀分布在帧内的码元为单位进行，由此有助于估计到各个第二站的通信信道，并且提供时间分集。如上所述，涉及周期跳跃模式的本发明主要针对于信道估计与时间分集，而不是统计多路复用。所以在到第二站的信道之间没有独立性，并且第一站在呼叫设置期间参照给现有第二站的分配来分配信道。所以，在每个信道的瞬时发送速度恒定的情况下，最好为图14h的基于码元的时分多路复用。

与图14h不同，图14i示出以伪随机的方式选择至第二站的信道的发送数据码元间隔，从而取得统计多路复用。各个第二站的发送时间跳跃模式相互独立。图14j示出图14i中在同一时间多个信道选择由发送时间一维坐标表示的多维跳跃模式的冲突。在此图中，双实线正方形表示具有多维跳跃模式冲突的数据码元的位置，单实线正方形表示没有多维跳跃模式冲突的数据码元的位置。图14k示出具有图14j中冲突的坐标的数据码元相互比较以最终确定是否发送。黑正方形表示具有多维跳跃模式冲突的数据发送，但具有对于冲突中所涉及的所有信道的相同的数据码元。虚线正方形表示对于冲突中所涉及的所有信道的不同数据码元没有数据发送。

图14l示出作为多维正交资源跳跃多路复用的特例的正交代码跳跃多路复用，即以伪随机方式选择用于至第二站的信道的频带扩展发送数据码元的正交代码，以取得统计多路复用。各个第二站的正交代码跳跃模式相互独立。在本发明人中请号为10-1999-0032187的申请中详细描述了这一点，其公开了用于正交代码跳跃多路复用的***与方法。

图14m为示出根据本发明实施例的对于与图14l的正交代码跳跃多路复用相结合的、以时隙为单位的发送时间跳跃多路复用的第一站的发送信号的信号图。为了取得统计多路复用，以伪随机的方式选择用于频带扩展到每个第二站的信道的发送时隙的正交代码码元以及各个发送数据码元。对于各个第二站的发送时间与正交代码的二维跳跃模式相互独立。图14n示出图14m中在同一时间多个信道选择由发送时间与正交代码的二维坐标表示的多维跳跃模式的冲突。在此图中，双实线正方形表示具有多维跳跃模式冲突的数据码元的位置，单实线正方形表示没有多维跳跃模式冲突的数据码元的位置。图14o示出具有图14n中冲突的坐标的数据码元相互比较以最终确定是否发送。黑正方形表示具有多维跳跃模式冲突的数据发送，但具有对于冲突中所涉及的所有信道的相同的数据码元。虚线正方形表示对于冲突中所涉及的所有信道的不同数据码元没有数据发送。

图14p为示出对于与图14l的正交代码跳跃多路复用相结合的、图14h的发送划分多路复用的第一站的发送信号的信号图。图14h为不能取得统计多路复用的益处的结构，图14l如上所述。但是通过使用能够取得统计多路复用的益处的图14l的正交代码跳跃多路复用，可以取得统计多路复用。不管帧中每个信道的发送速度如何，到每个第二站的第一发送码元的位置全部相同。以伪随机的方式选择用于频带扩展到每个第二站的信道的各个发送数据码元。对于各个第二站的正交代码一维跳跃模式是相互独立。图14q示出图14o中在同一时间多个信道选择由正交代码一维坐标表示的多维跳跃模式的冲突。在该图中，双实线正方形表示具有多维跳跃模式冲突的数据码元的位置，单实线正方形表示没有多维跳跃模式冲突的数据码元的位置。图14r示出具有图14q中冲突的坐标的数据码元相互比较以最终确定是否发送。黑正方形表示具有多维跳跃模式冲突的数据发送，但具有对于冲突中所涉及的所有信道的相同的数据码元。虚线正方形表示对于冲突中所涉及的所有信道的不同数据码元没有数据发送。

图14s为图14p的时间划分与正交代码跳跃多路复用的修改。第一站将至第二站的第一发送码元在帧中交错排列，以保持发送功率的平衡。与图14p的方法一样，以伪随机的方式选择用于频带扩展至每个第二站的信道的各个发送数据码元正交代码码元。对于各个第二站的正交代码一维跳跃模式相互正交。图14t示出图14s中在同一时间多个信道选择由正交代码一维坐标表示的多维跳跃模式的冲突。在此该图中，双实线正方形表示具有多维跳跃模式冲突的数据码元的位置，单实线正方形表示没有多维跳跃模式冲突的数据码元的位置。图14u示出具有图14t中冲突的坐标的数据码元相互比较以最终确定是否发送。黑正方形表示具有多维跳跃模式冲突的数据发送，但具有对于冲突中所涉及的所有信道的相同的数据码元。虚线正方形表示对于冲突中所涉及的所有信道的不同数据码元没有数据发送。

图14v为示出对于图14i的发送时间跳跃多路复用与图14l的正交代码跳跃多路复用的第一站的发送信号的信号图。这是一种复合统计多路复用***，其通过图14i的发送时间跳跃多路复用与图14l的正交代码跳跃多路复用两者来取得统计多路复用的益处。多维(即两维)跳跃模式以伪随机的方式选择帧中每个信道的发送时间以及用于频带扩展到每个第二站的信道的各个发送数据码元。对于各个第二站的发送时间与正交代码的二维跳跃模式是相互独立的。图14w示出图14v中在同一时间多个信道选择由发送时间与正交代码二维坐标表示的多维跳跃模式的冲突。在该图中，双实线正方形表示具有多维跳跃模式冲突的数据码元的位置，单实线正方形表示没有多维跳跃模式冲突的数据码元的位置。图14x示出具有图14w中冲突的坐标的数据码元相互比较以最终确定是否发送。黑正方形表示具有多维跳跃模式冲突的数据发送，但具有对于冲突中所涉及的所有信道的相同的数据码元。虚线正方形表示对于冲突中所涉及的所有信道的不同数据码元没有数据发送。

图14v所示的使用发送时间与正交代码的二维跳跃模式的统计多路复用可以扩展到图14y所示的使用频率、发送时间与正交代码的三维跳跃模式的统计多路复用。图14y为示出根据本发明实施例的、对于以稀疏帧的码元为单位的基于信道的非规则载波跳频多路复用、发送时间跳跃多路复用、以及正交代码跳跃多路复用的、来自第一站的发送信号的信号图。图14z示出图14y中在同一时间由多个信道选择由频率、发送时间与正交代码三维坐标表示的多维跳跃模式的冲突。在该图中，粗实线方体表示冲突数据的码元，空白方体表示待发送数据码元是匹配的，黑方体表示待发送数据码元是不匹配。图14a示出具有图14z中冲突的坐标的数据码元相互比较以最终确定是否发送。空白方体表示数据发送，虚线方体表示对于冲突中所涉及的所有信道的不同数据码元没有数据发送。

对本发明所提出***的进一步扩展使之能够通过由正交资源1、正交资源2、...、正交资源N表示的N维正交资源的跳跃多路复用进行统计多路复用。多维资源跳跃多路复用所取得的统计多路复用的益处可以从多维跳跃模式的冲突概率与相应发送数目码元的不发送概率来类推。恢复未发送数据码元的可能性取决于信道编码方法。在本文中，将只分析在信道上承载信息的情况，这是因为信息没有在至有关第二站的信道上承载的情况不值得分析。以下的数学分析基于图18、19所示的多维跳跃模式冲突的控制算法。在图20中，对于图25的多维跳跃模式冲突的控制算法的数学分析太复杂，将不进行描述。

M＝由第一站分配的信道数目；

N＝在给定时间间隔内的有效信道的数目；

α＝信道活动性(＝每帧平均发送速度/基本发送速度)

π_i＝发送数据码元i的概率，其中i∈{0，1，2，...，s-1}；以及

s＝数据码元的数目

例子)对于8PSK，s＝8；对于16QAM，s＝16。

1)跳频多路复用

c_l＝多维跳跃模式中频率轴上副载波的总数目。

(1)跳跃模式冲突概率

[等式1]

$\underset{N=2}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\{1-{(1-\frac{1}{c_1})}^{N-1}\}\left[\begin{array}{c}M-1\\ N-1\end{array}\right]{\mathrm{\α}}^{N-1}{(1-\mathrm{\α})}^{M-N}$

(2)数据码元穿孔(发送中断)概率

[等式2]

$\underset{N=2}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\left[\underset{i=0}{\overset{s-1}{\mathrm{\Σ}}}\right\{1-{(1-\frac{1-{\mathrm{\π}}_i}{c_1})}^{N-1}\}\·{\mathrm{\π}}_i]\left[\begin{array}{c}M-1\\ N-1\end{array}\right]{\mathrm{\α}}^{N-1}{(1-\mathrm{\α})}^{M-N}$

(3)对于所有同一π_i数据码元穿孔概率

[等式3]

$\underset{N=2}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\{1-{(1-\frac{1-\frac{1}{s}}{c_1})}^{N-1}\}\left[\begin{array}{c}M-1\\ N-1\end{array}\right]{\mathrm{\α}}^{N-1}{(1-\mathrm{\α})}^{M-N}$

2)发送时间跳跃多路复用

c₂＝多维跳跃模式中时间轴上可发送码元间隔的总数目。

(1)跳跃模式冲突概率

[等式4]

$\underset{N=2}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\{1-{(1-\frac{1}{c_2})}^{N-1}\}\left[\begin{array}{c}M-1\\ N-1\end{array}\right]{\mathrm{\α}}^{N-1}{(1-\mathrm{\α})}^{M-N}$

(2)数据码元穿孔概率

[等式5]

$\underset{N=2}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\left[\underset{i=0}{\overset{s-1}{\mathrm{\Σ}}}\right\{1-{(1-\frac{1-{\mathrm{\π}}_i}{c_2})}^{N-1}\}\·{\mathrm{\π}}_i]\left[\begin{array}{c}M-1\\ N-1\end{array}\right]{\mathrm{\α}}^{N-1}{(1-\mathrm{\α})}^{M-N}$

(3)对于所有同一π_i数据码元穿孔概率

[等式6]

$\underset{N=2}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\{1-{(1-\frac{1-\frac{1}{s}}{c_2})}^{N-1}\}\left[\begin{array}{c}M-1\\ N-1\end{array}\right]{\mathrm{\α}}^{N-1}{(1-\mathrm{\α})}^{M-N}$

3)正交代码跳跃多路复用

c₃＝多维跳跃模式中正交代码轴上正交代码码元的总数目。

(1)跳跃模式冲突概率

[等式7]

$\underset{N=2}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\{1-{(1-\frac{1}{c_3})}^{N-1}\}\left[\begin{array}{c}M-1\\ N-1\end{array}\right]{\mathrm{\α}}^{N-1}{(1-\mathrm{\α})}^{M-N}$

(2)数据码元穿孔概率

[等式8]

$\underset{N=2}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\left[\underset{i=0}{\overset{s-1}{\mathrm{\Σ}}}\right\{1-{(1-\frac{1-{\mathrm{\π}}_i}{c_3})}^{N-1}\}\·{\mathrm{\π}}_i]\left[\begin{array}{c}M-1\\ N-1\end{array}\right]{\mathrm{\α}}^{N-1}{(1-\mathrm{\α})}^{M-N}$

(3)对于所有同一π_i数据码元穿孔概率

[等式9]

$\underset{N=2}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\{1-{(1-\frac{1-\frac{1}{s}}{c_3})}^{N-1}\}\left[\begin{array}{c}M-1\\ N-1\end{array}\right]{\mathrm{\α}}^{N-1}{(1-\mathrm{\α})}^{M-N}$

4)频率、发送时间与正交代码跳跃多路复用

c₁＝多维跳跃模式中频率轴上副载波的总数目。

c₂＝多维跳跃模式中频率轴上可发送码元间隔的总数目。

c₃＝多维跳跃模式中正交代码轴上正交代码码元的总数目。

(1)跳跃模式冲突概率

[等式10]

$\underset{N=2}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\{1-{(1-\frac{1}{c_1+c_2+c_3})}^{N-1}\}\left[\begin{array}{c}M-1\\ N-1\end{array}\right]{\mathrm{\α}}^{N-1}{(1-\mathrm{\α})}^{M-N}$

(2)数据码元穿孔概率

[等式11]

$\underset{N=2}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\left[\underset{i=0}{\overset{s-1}{\mathrm{\Σ}}}\right\{1-{(1-\frac{1-{\mathrm{\π}}_i}{c_1+c_2+c_3})}^{N-1}\}\·{\mathrm{\π}}_i]\left[\begin{array}{c}M-1\\ N-1\end{array}\right]{\mathrm{\α}}^{N-1}{(1-\mathrm{\α})}^{M-N}$

(3)对于所有同一π_i数据码元穿孔概率

[等式12]

$\underset{N=2}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\{1-{(1-\frac{1-\frac{1}{s}}{c_1+c_2+c_3})}^{N-1}\}\left[\begin{array}{c}M-1\\ N-1\end{array}\right]{\mathrm{\α}}^{N-1}{(1-\mathrm{\α})}^{M-N}$

图15示出在未发送数据码元之后对于限定间隔增加第一站的发送功率，以补偿信道解码器所需的平均接收能量，这是为了满足当在图14g、14k、14o、14r、14u和14x所示的多维跳跃模式冲突间隔中停止发送时所需通信质量。如果可能在该帧开始时间之前确定由于多维跳跃模式冲突而破坏的相应帧中数据码元的数目，则通过先行调整由该破坏所造成的接收能量的变化，可以用最大化的统计多路复用的益处来降低该破坏的效果，如图15的附图标记1076所示。

由于多维跳跃模式冲突与不匹配的发送数据码元，所以对于存在于来自第一站的同一发送天线波束中的信道群停止发送。对于来自第一站的诸如图16的智能天线等多个发送天线波束1120、1130和1140，虽然有多维跳跃模式冲突，但是在非重叠发送天线波束1130和1140中，对于天线1132、1142和1144，在冲突间隔中不停止发送。

在本发明的实施例中，当以伪随机跳跃模式进行多维正交资源跳跃多路复用时，在多维跳跃模式冲突间隔中可能有意地发生发送数据的丢失。在这种情况下，为了在接收器处重新构成存在于数据丢失间隔中的数据，必然使用在发送器处的信道编码与在接收器处的信道解码。

如上所述，在使用用来最大化统计多路复用的益处的信道无关跳跃模式的多维正交资源跳跃多路复用中，发送数据的有意丢失是不可避免的。以下将描述对于控制来自第一站的发送信号以降低数据丢失效果并由此增加在第二站的接收器处的信道解码增益的不同算法。

图17示出同一数据服务的来自第一站1710对于靠近第一站的第二站1720和远离第一站的第二站1730间的发送功率的差异。在该图中，来自第一站1710的发送功率的差示出为只根据从第一站到每个第二站的距离。实际上，与图17不同，根据为了克服衰退基于使用从第二站接收的信号强度的第一站的估计的第一站(开环发送功率控制)或者第二站(闭环发送功率控制)的发送功率控制，对于较接近第一站的第二站1720可能需要更高的发送功率。但这个问题不足以改变本发明的原理。为简便起见，此处假设从第一站到每个第二站间的距离与来自第一站的发送功率的强度成比例。第一站1710发送幅度为A_i(发送功率A_i ²)的信号给较近的第二站1720，与幅度为A₎(发送功率A₂ ²)的信号给第二站1730。

在以下对于图18至25的描述中，所有信号都被认为是包含实部(I信道)与虚部(Q信道)的复数。将主要针对实部(I信道)进行描述，但对虚部(Q信道)也一样。实部可以为负、零、或正。在每一情况下，在多维正交资源跳跃模式冲突期间的实际所发送的I信道发送信号可以被确定为A_I＝A_I ⁺+A_I ^-，其中A_I ⁺为在冲突期间对于具有正值的I信道发送信号的总和；A_I ^-为在冲突期间对于具有负值的I信道发送信号的总和。所有由第一站允许以数据码元间隔为单位连接的正交无线资源单位的信道必然包括在任何一个S⁰、S⁺、S^-集合中。此处，S为由第一站允许连接的所有信道的集合；S⁰为包含在S中没有选择对应于正交无线资源的信道集合；S⁺为在选择正交无线资源的信道中具有正值的信道集合；S^-为在选择正交无线资源的信道中具有负值的信道集合。

图18a为示出根据本发明实施例的用于确定各个正交无线资源单位在发送器处从第一站至第二站的发送信号的第一种方法的流程图。所述第一种方法可以如下所述。对于S＝S⁰(步骤1830)，其意味着没有任何信道选择该正交无线资源单位，I信道发送信号设置为A_I＝0(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝0)，从而第一站不发送该正交无线资源单位。对于S＝S⁰YS⁺(步骤1840)，其意味着所有选择该正交无线资源单位的信号都具有正值，第一站发送具有 $A_I=\underset{j\∈S^{+}}{\mathrm{\Σ}}(+A_j)(A_I^{+}=\underset{j\∈S^{+}}{\mathrm{\Σ}}(+A_j),A_I^{-}=0)$ 的值的正交无线资源单位。对于S＝S⁰YS^-(步骤1850)，其意味着所有选择该正交无线资源单位的信号都具有负值，第一站发送具有 $A_I=\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}(-A_j)(A_I^{+}=0,A_I^{-}=\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}(-A_j))$ 的值的正交无线资源单位。对于S⁺≠{}且S^-≠{}(步骤1860)，I信道发送信号被设置为A_I＝0(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝0)，从而第一站不发送正交无线资源单位。

图18b示出在两个信道之间发生多维正交资源跳跃模式冲突的情况下使用图18a的方法确定最终发送信号。设这两个信道在同一数据码元间隔中选择同一正交无线资源单位。当数据码元值为+A_i与+A₀(A_i＜A₀)时，由该正交无线资源单位所发送的最终数据码元值为A_I＝0(步骤1802)。

图18c示出在两个信道c与l之间多维正交资源跳跃模式冲突，用来解释使用图18a的方法确定最终发送信号。对于I信道，S⁰＝{a，b，d，e，f，g，h，i，j，k，m，n，o，p，q，r，s，t}，S⁺＝{c，l}，S^-＝{}＝φ(空集)。对于Q信道，S⁰＝{a，b，d，e，f，g，h，i，j，k，m，n，o，p，q，r，s，t}。S⁺＝{l}，S^-＝{c}。

图18d示出在图18c的情况下根据18a的算法所确定的最终发送信号。对于I信道，A_c+A_l＞A_max，但是通过照实发送信道c与l的原始信号，正交无线资源单位具有值A_I＝A_c+A_l(A_I ⁺＝A_c ⁺A_l，A_I ^-＝0)。对于Q信道，信道c的发送信号具有信道l的发送信号的相反的符号，并且正交无线单位具有值A_Q＝0(A_Q ⁺＝0，A_Q ^-＝0)。

图19a为示出根据本发明实施例的、用于确定各个正交无线资源单位在发送器处从第一站至第二站的发送信号的第二种方法的流程图。该第二种方法可以如下所述。对于S＝S⁰(步骤1830)，其意味着没有任何信道选择该正交无线资源单位，I信道发送信号设置为A_I＝0(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝0)，从而第一站不发送该正交无线资源单位。对于S＝S⁰YS⁺(步骤1840)，这意味着所有选择该正交无线资源单位的信号都具有正值。如果 $\underset{j\∈S^{+}}{\mathrm{\Σ}}(+A_j)\≤+A_{\max }$ (步骤1842)，则第一站发送具有 $A_I=\underset{j\∈S^{+}}{\mathrm{\Σ}}(+A_j)(A_I^{+}=\underset{j\∈S^{+}}{\mathrm{\Σ}}(+A_j),A_I^{-}=0)$ 的值的正交无线资源单位；否则，第一站发送具有 $A_I=+A_{\max }(A_I^{+}=+A_{\max },A_I^{-}=0)$ 的值的正交无线资源单位。对于S＝S⁰YS^-(步骤1850)，这意味着所有选择该正交无线资源单位的信号都具有负值。如果 $\underset{i\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}(-A_j)\≥-A_{\max }$ (步骤1852)，则第一站发送具有 $A_I=\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}(-A_j)(A_I^{+}=0,A_I^{-}=\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}(-A_j))$ 的值的正交无线资源单位；否则，第一站发送具有 $A_I=-A_{\max }(A_I^{+}=0,A_I^{-}=+A_{\max })$ 的值的正交无线资源单位。对于S⁺≠{}且S^-≠{}(步骤1960)，I信道发送信号被设置为A_I＝0(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝0)，从而第一站不发送正交无线资源单位。

图19b示出在两个信道之间的多维正交资源跳跃模式冲突的情况下使用图19a的方法确定最终发送信号。使这两个信道在同一数据码元间隔中选择同一正交无线资源单位。当数据码元值为+A_i与+A₀(A_i＜A₀)时，由该正交无线资源单位所发送的最终数据码元值为A_I＝+A_max，这是因为A_i+A_o＞+A_max(步骤1901)。如果数据码元值为-A_i与+A₀(A_i＜A₀)，则由该正交无线资源单位所发送的最终数据码元值为A_I＝0(步骤1902)。此处，用于约束不必要的干扰的增长的A_max确定为***参数。

图19c示出在两个信道c与l之间多维正交资源跳跃模式冲突，用来解释使用图19a的方法确定最终发送信号。对于I信道，S⁰＝{a，b，d，e，f，g，h，i，j，k，m，n，o，p，q，r，s，t}，S⁺＝{c，l}，S^-＝{}＝φ(空集)。对于Q信道，S⁰＝{a，b，d，e，f，g，h，i，j，k，m，n，o，p，q，r，s，t}。S⁺＝{l}，S^-＝{c}。

图19d示出在图19c的情况下根据19a的算法所确定的最终发送信号。对于I信道，A_c+A_l＞A_max，但是通过照实发送信道c与l的原始信号，正交无线资源单位具有值A_I＝+A_max(A_I ⁺＝+A_max，A_I ^-＝0)。对于Q信道，信道c的发送信号具有信道I的发送信号的相反的符号，并且正交无线单位具有值A_Q＝0(A_Q ⁺＝0，A_Q ^-＝0)。

图20a为示出根据本发明实施例的、用于确定各个正交无线资源单位在发送器处从第一站至第二站的发送信号的第三种方法的流程图。该第三种方法可以如下所述。对于S＝S⁰(步骤1830)，其意味着没有任何信道选择该正交无线资源单位，I信道发送信号设置为A_I＝0(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝0)，从而第一站不发送该正交无线资源单位。对于S＝S⁰YS⁺(步骤1840)，这意味着所有选择该正交无线资源单位的信号都具有正值。如果 $\mathrm{\Σ}(+A_j)\≤+A_{\max }$ (步骤1842)，则第一站发送具有 $A_I=\underset{\∈S^{+}}{\mathrm{\Σ}}(+A_j)(A_I^{+}=\underset{i\∈S^{+}}{\mathrm{\Σ}}(+A_j),A_I^{j\∈S^{-}}=0)$ 的值的正交无线资源单位；否则，第一站发送具有 $A_I=+A_{\max }(A_I^{+}=+A_{\max },A_I^{-}=0)$ 的值的正交无线资源单位。对于S＝S⁰YS^-(步骤1850)，这意味着所有选择该正交无线资源单位的信号都具有负值。如果 $\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}(-A_j)\≥-A_{\max }$ (步骤1852)，则第一站发送具有 $A_I=\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}(-A_j)(A_I^{+}=0,A_I^{-}=\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}(-A_j))$ 的值的正交无线资源单位；否则，第一站发送具有 $A_I=-A_{\max }(A_I^{+}=0,A_I^{-}=+A_{\max })$ 的值的正交无线资源单位。对于S⁺≠{}且S^-≠{}(步骤2060)，基准值被确定为具有正值的最小幅度(min{A_i，i∈S⁺})与具有负值的最小幅度(min{A_i，i∈S^-})中较大一个(max{min{A_i，i∈S⁺}，min{A_i，i∈S^-})(步骤2062)。如果较小的一个为具有正值的最小幅度(max{min{A_i，i∈S⁺}，min{A_i，i∈S^-}}＝min{A_i，i∈S⁺})，则具有负值与小于θ·min{A_i，i∈S⁺}的幅度的信道集合被限定为S^*(0≤θ≤1)。如果S^*为空集(步骤2081)，则I信道发送信号被设置为A_i＝0(A_i ⁺＝0，A_i ^-＝0)，从而第一站不发送正交无线资源单位(步骤2089)。如果S^*中所有信道的幅度和小于θ·min{A_i，i∈S⁺}(步骤2083)，则第一站发送具有 $A_I=\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}(-A_j)(A_I^{+}=0,A_I^{-}=\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}(-A_j))$ 的值的正交无线资源单位(步骤2083)；否则第一站发送具有A_I＝-θ·min{A_i，i∈S⁺}(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝-θ·min{A_i，i∈S^*})的值的正交无线资源单位(步骤2087)。如果较小的一个为具有负值的最小幅度(max{min{A_i，i∈S⁺}，min{A_i，i∈S^-}}＝min{A_i，i∈S^-})，则具有正值与小于θ·min{A_i，i∈S^-}的幅度的信道集合被限定为S^*。如果S^*为空集(步骤2082)，则I信道发送信号被设置为A_i＝0(A_i ⁺＝0，A_i ^-＝0)，从而第一站不发送正交无线资源单位(步骤2089)。如果S^*中所有信道的幅度总和小于θ·min{A_i，i∈S^-}(步骤2084)，则第一站发送具有 $A_I=\underset{I\∈S^{+}}{\mathrm{\Σ}}(+A_j)(A_I^{+}=\underset{i\∈S^{*}}{\mathrm{\Σ}}\left({+A}_j\right),A_I^{-}=0)$ 的值的正交无线资源单位(步骤2086)；否则第一站发送具有A_I＝+θ·min {A_i，i∈S^-}(A_I ⁺＝+θ·min{A_i，i∈S^*}，A_I ^-＝0)的值的正交无线资源单位(步骤2088)。

图20b示出在两个信道之间发生多维正交资源跳跃模式冲突的情况下使用图20a的方法确定最终发送信号。使这两个信道在同一数据码元间隔中选择同一正交无线资源单位。如果数据码元值为+A_i与+A₀(A_i＜A₀)时，在该正交无线资源单位所发送的最终数据码元值为A_I＝+A_max，这是因为A_i+A₀＞+A_max(步骤2001)。如果数据码元值为-A_i与+A₀(A_i＜A₀)，则由该正交无线资源单位所发送的最终数据码元值对于A_i≤+θA_o为A_I＝-A_i(A⁺ _I＝0，A^- _I＝-A_i)(步骤2002)，对于A_i＞+θA_o为A_I＝0(A⁺ _I＝0，A^- _I＝0)(步骤2003)。此处，用于约束不必要的干扰的增长的A_max与用于确定是否打孔的θ给定为***参数。A_max与θ的确定受I与Q信道的|min{A_i，i∈S⁺}-min{A_i，i∈S^-}|的影响。

图20c示出在四个信道c、j、l、s之间多维正交资源跳跃模式冲突，用来解释使用图20a的方法确定最终发送信号。对于I信道，S⁰＝{a，b，d，e，f，g，h，i，j，k，m，n，o，p，q，r，t}，S⁺＝{c，l，s}，S^-＝{j}。对于Q信道，S⁰＝{a，b，d，e，f，g，h，i，j，k，m，n，o，p，q，r，t}。S⁺＝{j，l}，S^-＝{c，s}。

图20d示出在图20c的情况下用于比较选择正交无线资源单位的信道的幅度的信道排列。对于I信道，由步骤2062与2070所确定的基准值为第j个信道的大小(-A_j)。对于Q信道，由步骤2062与2070所确定的基准值为第s个信道的大小(-A_s)。

图20e示出在图20c的情况下根据20a的算法所确定的最终发送信号。对于I信道，具有小于θA_j的值的信道为第l个信道，因此正交无线资源单位具有值A_I＝+A_l(A_I ⁺＝+A_l，A_I ^-＝0)。在图20e中，信道c、j、s为停发状态(A_c＝0，A_j＝0，A_s＝0)，只有信道l为发状态(发送)(A_l≠0)。但是只要幅度满足A_c+A_j+A_l+A_s＝A_I，每个信道的幅度就不重要。对于Q信道没有信道具有小于θA_s的值，因此正交无线资源单位具有值A_Q＝0(A_Q ⁺＝0，A_Q ^-＝0)。

图21a为示出根据本发明实施例的、用于确定各个正交无线资源单位在发送器处从第一站至第二站的发送信号的第四种方法的流程图。该第四种方法可以如下所述。对于S＝S⁰(步骤1830)，其意味着没有任何信道选择该正交无线资源单位，I信道发送信号设置为A_I＝0(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝0)，从而第一站不发送该正交无线资源单位。对于S＝S⁰YS⁺(步骤1840)，这意味着所有选择该正交无线资源单位的信号都具有正值。如果 $\underset{j\∈S^{+}}{\mathrm{\Σ}}(+A_j)\≤+A_{\max }$ (步骤1842)，则第一站发送具有 $A_I=\underset{j\∈S^{+}}{\mathrm{\Σ}}(+A_j)(A_I^{+}=\underset{j\∈S^{+}}{\mathrm{\Σ}}(+A_j),A_I^{-}=0)$ 的值的正交无线资源单位；否则，第一站发送具有 $A_I=+A_{\max }(A_I^{+}=+A_{\max },A_I^{-}=0)$ 的值的正交无线资源单位。对于S＝S⁰YS^-(步骤1850)，这意味着所有选择该正交无线资源单位的信号都具有负值。如果 $\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}(-A_j)\≥{-A}_{\max }$ (步骤1852)，则第一站发送具有 $A_I=\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}(-A_j)(A_I^{+}=0,A_I^{-}=\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}\left({-A}_j\right))$ 的值的正交无线资源单位；否则，第一站发送具有 $A_I={-A}_{\max }(A_I^{+}=0,A_I^{-}=+A_{\max })$ 的值的正交无线资源单位。对于S⁺≠{}且S^-≠{}(步骤2160)，基准值被确定为具有正值的最小幅度(min{A_i，i∈S⁺})与具有负值的最小幅度(min{A_i，i∈S^-})中较大一个(max{min{A_i，i∈S⁺}，min{A_i，i∈S^-})(步骤2062)。如果较小的一个为具有正值的最小幅度(max{min{A_i，i∈S⁺}，min{A_i，i∈S^-}}＝min{A_i，i∈S⁺})，则具有负值与小于θ·min{A_i，i∈S⁺}的幅度的信道集合被限定为S^*(0≤θ≤1)。如果S^*为空集(步骤2081)，则I信道发送信号被设置为A_I＝0(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝0)，从而第一站不发送正交无线资源单位(步骤2089)。如果S^*不为空集，则第一站发送具有集合S^*中最大幅度的正交无线资源单位，即A_I＝-max{A_i，i∈S^*}(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝-max{A_i，i∈S^*})(步骤2187)。如果较小的一个为具有负值的最小幅度(max{min{A_i，i∈S⁺}，min{A_i，i∈S^-}}＝min{A_i，i∈S^-})，则具有正值与小于θ·min{A_i，i∈S^-}的幅度的信道集合被限定为S^*。如果S^*为空集(步骤2082)，则I信道发送信号被设置为A_I＝0(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝0)，从而第一站不发送正交无线资源单位(步骤2089)。如果S^*不为空集，则第一站发送具有集合S^*中最大幅度的正交无线资源单位，即A_I＝+max{A_i，i∈S⁺}(A_I ⁺＝+max{A_i，i∈S⁺}，A_I ^-＝0)(步骤2188)

图21b示出在两个信道之间发生多维正交资源跳跃模式冲突的情况下使用图21a的方法确定最终发送信号。使这两个信道在同一数据码元间隔中选择同一正交无线资源单位。如果数据码元值为+A_i与+A₀(A_i＜A₀)，则由该正交无线资源单位所发送的最终数据码元值为A_I＝+A_max，这是因为A_i+A₀＜A_max(步骤2101)。如果数据码元值为-A_i与+A₀(A_i＜A₀)，则由该正交无线资源单位所发送的最终数据码元值为A_I＝-A_i(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝-A_i)，这是因为A_i≤+θA_o并且A_i＝max{A_i，i∈S^*}(步骤2102)。对于A_i＞+θA_o，集合S^*是空集，并且A_I＝0(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝0)(步骤2103)。此处，用于约束不必要的干扰的增长的A_max与用于确定是否打孔的θ给定为***参数。

图21c示出在四个信道c、j、l、s之间多维正交资源跳跃模式冲突，用来解释使用图21a的方法确定最终发送信号。对于I信道，S⁰＝{a，b，d，e，f，g，h，i，k，m，n，o，p，q，r，t}，S⁺＝{c，l，s}，S^-＝{j}。对于Q信道，S⁰＝{a，b，d，e，f，g，h，i，k，m，n，o，p，q，r，t}。S⁺＝{j，l}，S^-＝{c，s}。

图21d示出在图21c的情况下用于比较选择正交无线资源单位的信道的幅度的信道排列。对于I信道，由步骤2062与2070所确定的基准值为第j个信道的大小(-A_j)。对于Q信道，由步骤2062与2070所确定的基准值为第s个信道的大小(-A_s)。

图21e示出在图21c的情况下根据21a的算法所确定的最终发送信号。对于I信道，具有小于θA_j的最大值的信道为第l个信道，因此正交无线资源单位具有值A_I＝+A_l(A_I ⁺＝+A_l，A_I ^-＝0)。在图21 e中，信道c、j、s为停发状态(A_c＝0，A_j＝0，A_s＝0)，只有信道l为发状态(发送)(A_l≠0)。但是只要幅度满足A_c+A_j+A_l+A_s＝A_I，每个信道的幅度就不重要。对于Q信道，S^*为空集，因此正交无线资源单位具有值A_Q＝0(A_Q ⁺＝0，A_Q ^-＝0)。

图22a为示出根据本发明实施例的、用于确定各个正交无线资源单位在发送器处从第一站至第二站的发送信号的第五种方法的流程图。该第五种方法可以如下所述。对于S＝S⁰(步骤1830)，其意味着没有任何信道选择该正交无线资源单位，I信道发送信号设置为A_I＝0(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝0)，从而第一站不发送该正交无线资源单位。对于S＝S⁰YS⁺(步骤1840)，这意味着所有选择该正交无线资源单位的信号都具有正值。如果 $\underset{j\∈S^{+}}{\mathrm{\Σ}}(+A_j)\≤{+A}_{\max }$ (步骤1842)，则第一站发送具有 $A_I=\underset{j\∈S^{+}}{\mathrm{\Σ}}(+A_j)(A_I^{+}=\underset{j\∈S^{+}}{\mathrm{\Σ}}(+A_j),A_I^{-}=0)$ 的值的正交无线资源单位；否则，第一站发送具有 $A_I=+A_{\max }(A_I^{+}={+A}_{\max },A_I^{-}=0)$ 的值的正交无线资源单位。对于S＝S⁰YS^-(步骤1850)，这意味着所有选择该正交无线资源单位的信号都具有负值。如果 $\underset{i\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}\left({-A}_j\right)\≥{-A}_{\max }$ (步骤1852)，则第一站发送具有 $A_I=\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}\left({-A}_j\right)(A_I^{+}=0,A_I^{-}=\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}(-A_j))$ 的值的正交无线资源单位；否则，第一站发送具有 $A_I={-A}_{\max }(A_I^{+}=0,A_I^{-}={+A}_{\max })$ 的值的正交无线资源单位。对于S⁺≠{}且S^-≠{}(步骤2260)，基准值被确定为具有正值的最小幅度(min{A_i，i∈S⁺})与具有负值的最小幅度(min{A_i，i∈S^-})中较大一个(max{min{A_i，i∈S⁺}，min{A_i，i∈S^-})(步骤2062)。如果较小的一个为具有正值的最小幅度(max{min{A_i，i∈S⁺}，min{A_i，i∈S^-}}＝min{A_i，i∈S⁺})(步骤2070)，则A_I ⁺与A_I ^-被初始化为A_I ⁺＝0，A_I ^-＝0(步骤2271)，并且具有负值并且最大幅度小于θ·min{A_i，i∈S⁺}的信道被指定为A_l ^-(步骤2273、2283)。在这种情况下，第一站发送具有值A_I＝A_I ⁺+A_I ^-的正交无线资源单位。如果较小的一个为具有负值的最小幅度(max{min{A_i，i∈S⁺}，min{A_i，i∈S^-}}＝min{A_i，i∈S^-})，则A_I ⁺与A_I ^-被初始化为A_I ⁺＝0，A_I ^-＝0(步骤2272)，并且具有负值并且最大幅度小于θ·min{A_i，i∈S^-}的信号信道被指定为A_I ⁺(步骤2274)。在这种情况下，第一站发送具有值A_I＝A_I ⁺+A_I ^-的正交无线资源单位。

图22b示出在两个信道之间发生多维正交资源跳跃模式冲突的情况下使用图22a的方法确定最终发送信号。使这两个信道在同一数据码元间隔中选择同一正交无线资源单位。如果数据码元值为+A_i与+A₀(A_i＜A₀)，则由该正交无线资源单位所发送的最终数据码元值为A_I＝+A_max，这是因为A_i+A₀＞+A_max(步骤2201)。如果数据码元值为-A_i与+A₀(A_i＜A₀)，则由该正交无线资源单位所发送的最终数据码元值为A_I＝-A_i(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝-A_i)，这是因为A_i≤+θA_o并且A_i为最大值(A_i＝max{A_i，i∈S^*})(步骤2202)。对于A_i＞+θA_o，A_I＝0(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝0)(步骤2203)。此处，用于约束不必要的干扰的增长的A_max与用于确定是否打孔的θ给定为***参数。

图22c示出在四个信道c、j、l、s之间多维正交资源跳跃模式冲突，用来解释使用图22a的方法确定最终发送信号。对于I信道，S⁰＝{a，b，d，e，f，g，h，i，k，m，n，o，p，q，r，t}，S+＝{c，l，s}，S^-＝{j}。对于Q信道，S⁰＝{a，b，d，e，f，g，h，i，k，m，n，o，p，q，r，t}。S⁺＝{j，l}，S^-＝{c，s}。

图22d示出在图22c的情况下用于比较选择正交无线资源单位的信道的幅度的信道排列。对于I信道，由步骤2062与2070所确定的基准值为第j个信道的大小(-A_j)。对于Q信道，由步骤2062与2070所确定的基准值为第s个信道的大小(-A_s)。

图22e示出在图22c的情况下根据22a的算法所确定的最终发送信号。对于I信道，具有小于θA_j的最大值的信道为第l个信道，因此正交无线资源单位具有值A_I＝+A_l(A_I ⁺＝+A_l，A_I ^-＝0)。在图2 2e中，信道c、j、s为停发状态(A_c＝0，A_j＝0，A_s＝0)，只有信道l为发状态(发送)(A_l≠0)。但是只要幅度和满足A_c+A_j+A_l+A_s＝A_I，每个信道的幅度就不重要。对于Q信道，没有值小于θA_s的信道，因此正交无线资源单位具有值A_Q＝0(A_Q ⁺＝0，A_Q ^-＝0)。

图23a为示出根据本发明实施例的、用于确定各个正交无线资源单位在发送器处从第一站至第二站的发送信号的第六种方法的流程图。该第六种方法可以如下所述。对于S＝S⁰(步骤1830)，其意味着没有任何信道选择该正交无线资源单位，I信道发送信号设置为A_I＝0(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝0)，从而第一站不发送该正交无线资源单位。对于S＝S⁰YS⁺(步骤1840)，这意味着所有选择该正交无线资源单位的信号都具有正值。如果 $\underset{j\∈S^{+}}{\mathrm{\Σ}}\left({+A}_j\right)\≤+A_{\max }$ (步骤1842)，则第一站发送具有值为 $A_I=\underset{j\∈S^{+}}{\mathrm{\Σ}}\left({+A}_j\right)(A_I^{+}=\underset{j\∈S^{+}}{\mathrm{\Σ}}\left({+A}_j\right),A_I^{-}=0)$ 的正交无线资源单位；否则，第一站发送具有 $A_I={+A}_{\max }(A_I^{+}=+A_{\max },A_I^{-}=0)$ 的值的正交无线资源单位。对于S＝S⁰YS^-(步骤1850)，这意味着所有选择该正交无线资源单位的信号都具有负值。如果 $\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}\left({-A}_j\right)\≥-A_{\max }$ (步骤1852)，则第一站发送具有值为 $A_I=\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}\left({-A}_j\right)(A_I^{+}=0,A_I^{-}=\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}\left({-A}_j\right))$ 的正交无线资源单位；否则，第一站发送具有 $A_I={-A}_{\max }(A_I^{+}=0,A_I^{-}={+A}_{\max })$ 的值的正交无线资源单位。对于S⁺≠{}且S^-≠{}(步骤2360)，基准值被确定为具有正值的最小幅度(min{A_i，i∈S⁺})与具有负值的最小幅度(min{A_i，i∈S^-})中较大一个(max{min{A_i，i∈S⁺}，min{A_i，i∈S^-})(步骤2062)。如果较小的一个为具有正值的最小幅度(max{min{A_i，i∈S⁺}，min{A_i，i∈S^-}}＝min{A_i，i∈S⁺})，则具有负值与小于θ·min{A_i，i∈S⁺}的幅度的信道集合被限定为S^*(0≤θ≤1)。如果S^*为空集(步骤2081)，则I信道发送信号被设置为A_I＝0(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝0)，从而第一站不发送正交无线资源单位(步骤2089)。如果S^*不为空集(步骤2081)，则第一站发送具有集合S^*中最大幅度的正交无线资源单位，A_I＝-θmin{A_i，i∈S⁺}(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝-θmin{A_i，i∈S^*)(步骤2387)。如果较小的一个为具有负值的最小幅度(max{min{A_i，i∈S⁺}，min{A_i，i∈S^-}}＝min{A_i，i∈S^-})，则具有负值与小于θ·min{A_i，i∈S^-}的幅度的信道集合被限定为S^*。如果S^*为空集(步骤2082)，则I信道发送信号被设置为A_I＝0(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝0)，从而第一站不发送正交无线资源单位(步骤2089)。如果S^*不为空集，则第一站发送具有A_I＝+θmin{A_i，i∈S^-}(A_I ⁺＝+θmin{A_i，i∈S^*}，A_I ^-＝0)的值的正交无线资源单位(步骤2388)。

图23b示出在两个信道之间发生多维正交资源跳跃模式冲突的情况下使用图23a的方法确定最终发送信号。使这两个信道在同一数据码元间隔中选择同一正交无线资源单位。如果数据码元值为+A_i与+A₀(A_i＜A₀)，则由该正交无线资源单位所发送的最终数据码元值为A_I＝+A_max，这是因为A_i+A₀＞+A_max(步骤2301)。如果数据码元值为-A_i与+A₀(A_i＜A₀)，则由该正交无线资源单位所发送的最终数据码元值对于A_i≤+θA_o为A_I＝+θA_o(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝-θA_o)(步骤2302)，对于A_i＞+θA_o为A_I＝0(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝0)(步骤2303)。此处，用于约束不必要的干扰的增长的A_max与用于确定是否打孔的θ给定为***参数。

图23c示出在四个信道c、j、l、s之间多维正交资源跳跃模式冲突，用来解释使用图23a的方法确定最终发送信号。对于I信道，S⁰＝{a，b，d，e，f，g，h，i，k，m，n，o，p，q，r，t}，S⁺＝{c，l，s}，S^-＝{j}。对于Q信道，S⁰＝{a，b，d，e，f，g，h，i，k，m，n，o，p，q，r，t}。S⁺＝{j，l}，S^-＝{c，s}。

图23d示出在图23c的情况下用于比较选择正交无线资源单位的信道的幅度的信道排列。对于I信道，由步骤2062与2070所确定的基准值为第j个信道的大小(-A_j)。对于Q信道，由步骤2062与2070所确定的基准值为第s个信道的大小(-A_s)。

图23e示出在图23c的情况下根据23a的算法所确定的最终发送信号。对于I信道，具有小于θA_j的最大值的信道(第l个信道)，因此正交无线资源单位具有值A_I＝+θA_l(A_I ⁺＝+θA_l，A_I ^-＝0)。在图23e中，信道c、j、s为停发状态(A_c＝0，A_j＝0，A_s＝0)，只有信道l为发状态(发送)(A_l≠0)。但是只要幅度和满足A_c+A_j+A_l+A_s＝+θA_l，每个信道的幅度就不重要。对于Q信道，没有值小于θA_s的信道，因此正交无线资源单位具有值A_Q＝0(A_Q ⁺＝0，A_Q ^-＝0)。

图24a为示出根据本发明实施例的、用于确定各个正交无线资源单位在发送器处从第一站至第二站的发送信号的第七种方法的流程图。该第七种方法可以如下所述。对于S＝S⁰(步骤1830)，其意味着没有任何信道选择该正交无线资源单位，I信道发送信号设置为A_I＝0(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝0)，从而第一站不发送该正交无线资源单位。对于S＝S⁰YS⁺(步骤1840)，这意味着所有选择该正交无线资源单位的信号都具有正值。如果 $\underset{j\∈S^{+}}{\mathrm{\Σ}}\left({+A}_j\right)\≤{+A}_{\max }$ (步骤1842)，则第一站发送具有 $A_I=\underset{j\∈S^{+}}{\mathrm{\Σ}}\left({+A}_j\right)(A_I^{+}=\underset{j\∈S^{+}}{\mathrm{\Σ}}\left({+A}_j\right),A_I^{-}=0)$ 的值的正交无线资源单位；否则，第一站发送具有 $A_I=+A_{\max }(A_I^{+}=+A_{\max },A_I^{-}=0)$ 的值的正交无线资源单位。对于S＝S⁰YS^-(步骤1850)，这意味着所有选择该正交无线资源单位的信号都具有负值。如果 $\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}\left({-A}_j\right)\≥-A_{\max }$ (步骤1852)，则第一站发送具有 $A_I=\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}\left({-A}_j\right)(A_I^{+}=0,A_I^{-}=\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}\left({-A}_j\right))$ 的值的正交无线资源单位；否则，第一站发送具有 $A_I={-A}_{\max }(A_I^{+}=0,A_I^{-}={+A}_{\max })$ 的值的正交无线资源单位。对于S⁺≠{}且S^-≠{}(步骤2460)，基准值被确定为具有正值的最小幅度(min{A_i，i∈S⁺})与具有负值的最小幅度(min{A_i，i∈S^-})中较大一个(max{min{A_i，i∈S⁺}，min{A_i，i∈S^-})(步骤2062)。使较小的一个为具有正值的最小幅度(max{min{A_i，i∈S⁺}，min{A_i，i∈S^-}}＝min{A_i，i∈S⁺})。如果具有负值的所有信道的总和 $\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}\left({-A}_j\right)$ 大于-θ·min{A_i，i∈S⁺}，则第一站发送具有 $A_I=\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}\left({-A}_j\right)(A_I^{+}=0,A_I^{-}=\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}(-A_j))$ 的值的正交无线资源单位(步骤2483)；否则第一站发送具有A_I＝-θmin{A_i，i∈S⁺}(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝-θmin{A_i，i∈S⁺}的值的正交无线资源单位(步骤2485)。设较小的一个为具有负值的最小幅度(max{min{A_i，i∈S⁺}，min{A_i，i∈S^-}}＝min{A_i，i∈S^-})。如果具有正值的所有信道的总和 $\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}(+A_j)$ 小于θ·min{A_i，i∈S^-}(步骤2482)，则第一站发送具有 $A_I=\underset{j\∈S^{+}}{\mathrm{\Σ}}\left({+A}_j\right)(A_I^{+}=\underset{j\∈S^{+}}{\mathrm{\Σ}}\left({+A}_j\right),A_I^{-}=0)$ 的值的正交无线资源单位(步骤2484)；否则第一站发送具有A_I＝+θmin{A_i，i∈S-}(A_I ⁺＝+θmin{A_i，i∈S^-}，A_I ^-＝0)的值的正交无线资源单位(步骤2486)。

图24b示出在两个信道之间发生多维正交资源跳跃模式冲突的情况下使用图24a的方法确定最终发送信号。设这两个信道在同一数据码元间隔中选择同一正交无线资源单位。如果数据码元值为+A_i与+A₀(A_i＜A₀)，则由该正交无线资源单位所发送的最终数据码元值为A_I＝+A_max，这是因为A_i+A₀＞+A_max(步骤2401)。如果数据码元值为-A_i与+A₀(A_i＜A₀)，则由该正交无线资源单位所发送的最终数据码元值对于A_i≥-θA_o为A_I＝-A_i(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝-A_i)(步骤2402)，对于A_i＜-θA_o为A_I＝-θA_o(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝-θA_o)(步骤2403)。此处，用于约束不必要的干扰的增长的A_max与用于确定是否打孔的θ作为***参数给定。

图24c示出在四个信道c、j、l、s之间多维正交资源跳跃模式冲突，用来解释使用图24a的方法确定最终发送信号。对于I信道，S⁰{a，b，d，e，f，g，h，i，k，m，n，o，p，q，r，t}，S⁺＝{c，l，s}，S^-＝{j}。对于Q信道，S⁰＝{a，b，d，e，f，g，h，i，k，m，n，o，p，q，r，t}。S⁺＝{j，l}，S^-＝{c，s}。

图24d示出在图24c的情况下用于比较选择正交无线资源单位的信道的幅度的信道排列。对于I信道，由步骤2062与2070所确定的基准值为第j个信道的大小(-A_j)。对于Q信道，由步骤2062与2070所确定的基准值为第s个信道的大小(-A_s)。

图24e示出在图24c的情况下根据24a的算法所确定的最终发送信号。对于I信道，具有小于θA_j的最大值的信道(第l个信道)，因此正交无线资源单位具有值A_I＝+A_j(A_I ⁺＝+A_j，A_I ^-＝0)。在图24e中，信道c、j、s为停发状态(A_c＝0，A_j＝0，A_s＝0)，只有信道l为发状态(发送)(A_l≠0)。但是只要幅度和满足A_c+A_j+A_l+A_s＝A_j，每个信道的幅度就不重要。对于Q信道，没有值小于θA_s的信道，因此正交无线资源单位具有值A_Q＝0(A_Q ⁺＝0，A_Q ^-＝0)。

图25a为示出根据本发明实施例的用于确定各个正交无线资源单位在发送器处从第一站至第二站的发送信号的第八种方法的流程图。该第八种方法可以如下所述。对于S＝S⁰(步骤1830)，其意味着没有任何信道选择该正交无线资源单位，I信道发送信号设置为A_I＝0(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝0)，从而第一站不发送该正交无线资源单位。对于S＝S⁰YS⁺(步骤1840)，这意味着所有选择该正交无线资源单位的信号都具有正值。如果 $\underset{j\∈S^{+}}{\mathrm{\Σ}}\left({+A}_j\right)\≤{+A}_{\max }$ (步骤1842)，则第一站发送具有 $A_I=\underset{j\∈S^{+}}{\mathrm{\Σ}}(+A_j)(A_I^{+}=\underset{j\∈S^{+}}{\mathrm{\Σ}}\left({+A}_j\right),A_I^{-}=0)$ 的值的正交无线资源单位；否则，第一站发送具有 $A_I=+A_{\max }(A_I^{+}={+A}_{\max },A_I^{-}=0)$ 的值的正交无线资源单位。对于S＝S⁰YS^-(步骤1850)，这意味着所有选择该正交无线资源单位的信号都具有负值。如果 $\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}(-A_j)\≥{-A}_{\max }$ (步骤1852)，则第一站发送具有 $A_I=\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}\left({-A}_j\right)(A_I^{+}=0,A_I^{-}=\underset{j\∈S^{-}}{\mathrm{\Σ}}=(-A_j))$ 的值的正交无线资源单位；否则，第一站发送具有 $A_I={-A}_{\max }(A_I^{+}=0,A_I^{-}=+A_{\max })$ 的值的正交无线资源单位。对于S⁺≠{}且S^-≠{}(步骤2560)，基准值被确定为具有正值的最小幅度(min{A_i，i∈S⁺})与具有负值的最小幅度(min{A_i，i∈S^-})中较大一个(max{min{A_i，i∈S⁺}，min{A_i，i∈S^-})(步骤2062)。如果较小的一个为具有正值的最小幅度(max{min{A_i，i∈S⁺}，min{A_i，i∈S^-}}＝min{A_i，i∈S⁺})，则第一站发送具有A_I＝-θmin{A_i，i∈S⁺}(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝-θmin{A_i，i∈S^*)的值的正交无线资源单位(步骤2585)。较如果小的一个为具有负值的最小幅度(max{min{A_i，i∈S⁺}，min{A_i，i∈S^-}}＝min{A_i，i∈S^-})，则第一站发送具有A_I＝+θmin{A_i，i∈S^-}(A_I ⁺＝+θmin{A_i，i∈S^-}，A_I ^-＝0)的值的正交无线资源单位(步骤2586)。

图25b示出在两个信道之间发生多维正交资源跳跃模式冲突的情况下使用图25a的方法确定最终发送信号。使这两个信道在同一数据码元间隔中选择同一正交无线资源单位。如果数据码元值为+A_i与+A₀(A_i＜A₀)，则由该正交无线资源单位所发送的最终数据码元值为A_I＝+A_max，这是因为A_i+A₀＞+A_max(步骤2501)。如果数据码元值为-A_i与+A₀(A_i＜A₀)，则由该正交无线资源单位所发送的最终数据码元值为A_I＝-θA_o(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝-θA_o)(步骤2502)。如果A_i＞+θA_o，则A_I＝-θA_o(A_I ⁺＝0，A_I ^-＝-θA_o)(步骤2503)。此处，用于约束不必要的干扰的增长的A_max与用于确定是否打孔的θ作为***参数给定。

图25c示出在四个信道c、j、l、s之间多维正交资源跳跃模式冲突，用来解释使用图25a的方法确定最终发送信号。对于I信道，S⁰＝{a，b，d，e，f，g，h，i，k，m，n，o，p，q，r，t}，S⁺＝{c，l，s}，S^-＝{j}。对于Q信道，S⁰＝{a，b，d，e，f，g，h，i，k，m，n，o，p，q，r，t}。S⁺＝{j，l}，S^-＝{c，s}。

图25d示出在图25c的情况下用于比较选择正交无线资源单位的信道的幅度的信道排列。对于I信道，由步骤2062与2070所确定的基准值为第j个信道的大小(-A_j)。对于Q信道，由步骤2062与2070所确定的基准值为第s个信道的大小(-A_s)。

图25e示出在图25c的情况下根据25a的算法所确定的最终发送信号。对于I信道，正交无线资源单位具有值A_I＝+θA_j(A_I ⁺＝+θA_i，A_I ^-＝0)。在图25e中，信道c、j、s为停发状态(A_c＝0，A_j＝0，A_s＝0)，只有信道l为发状态(发送)(A_l≠0)。但是只要幅度和满足A_c+A_j+A_I+A_s＝θA_j，每个信道的幅度就不重要。对于Q信道，没有值小于θA_s的信道，但是正交无线资源单位具有值A_Q＝θA_s(A_Q ⁺＝θA_s，A_Q ^-＝0)。

图26示出根据本发明实施例，由各个正交无线资源单位在位于具有相对较弱的来自第一站接收信号的区域内(例如小区边界)的第二站上，从第一站到第二站的发送器使用软切换以补偿第一到第八发送信号判决方法的不利的方面。在使用多维正交资源跳跃多路复用进行通信的第二站2670的软切换期间，在来自第一站A、B 2610、2620的无线链路2671、2672上独立地进行图18至25所提出的发送信号控制。因此，即使当来自第一站A 2710的无线链路2671的打孔概率P_p ^A大于基准值θ_p时，由于来自第一站B 2620的无线链路2672的打孔概率P_p ^B，最终打孔概率P_p＝P_p ^AP_p ^B也可能小于θ_p，由此减少了位于小区边界的第二站的相对不利之处。

图27a示出现有技术的示例2730以及本发明实施例2740，用于所有来自***信道编码器2710的输出比特的正交资源划分多路复用，其中不将与输入比特一样的***比特与从信道编码器生成的奇偶校验比特进行区分。与图27a的实施例一样，图27b示出现有技术的示例2732以及本发明实施例2742，用于所有来自迭代(Turbo)编码器2712的输出比特的正交资源跳跃多路复用。通常，在***信道编码器的输出比特中，没有提供时间分集的***比特对于提供了时间分集的奇偶校验比特对错误更敏感。因此，在***与奇偶校验比特上都使用具有打孔可能性的纯粹的正交资源跳跃多路复用可能会降低接收器的***信道解码器的解码信号的质量。

图27c示出在***信道编码器的输出比特中，与输入比特一样的***比特经过正交资源划分多路复用2751，从***信道编码器生成的奇偶校验比特经过正交资源跳跃多路复用2752。图27d示出图27c的实施例，其在时间上将正交资源划分多路复用区域2761与正交资源跳跃多路复用区域2762进行区分。使所有正交无线资源单位集合被分为两个子集A、B。子集A的正交无线资源单位用于正交资源划分多路复用，子集B的正交无线资源单位用于正交资源跳跃多路复用。图27e示出迭代编码器的输出比特中，与输入比特一样的***比特经过正交资源划分多路复用2734，从***信道编码器生成的奇偶校验比特经过正交资源跳跃多路复用2744。由于有限的带宽，信道编码器2712的输出比特可能多于或少于调制器所需的比特。因此，使用速度匹配器2716、2718来将信道编码器2712的输出比特数目匹配到调制器所需的比特数目。

图28a示出在图4c中，根据本发明的实施例，基于帧的多维正交资源跳跃模式的冲突概率或者打孔概率与基准值进行比较。因为由黑箭头表示的帧中授权信道的瞬时活动性增加到大于平均活动性，所以在正交资源跳跃多路复用通信期间第二站MS#1、MS#2、MS#3、MS#4...的多维模式的冲突概率p_c或者打孔概率p_p分别超出基准值θ_c或者θ_p，由此降低了该帧发送所涉及的信道质量。图28b示出，第一站有意不向对最少受影响的第二站发送全部或部分发送帧，从而多维正交资源跳跃模式的冲突概率或者打孔概率应该小于基准值。***设计人员可以感受以下标准来确定其中有意不发送发送帧的全部或部分的信道：

(1)与具有较高质量要求的信道相比，倾向于不发送具有较低质量要求的信道；

(2)与未由ARQ(自动重复请求)操作的信道相比，倾向于不发送由ARQ(自动重复请求)操作的信道；

(3)在由ARQ操作的信道之中，与具有较高重发频率的信道相比，倾向于不发送具有较低重发频率的信道；

(4)与具有较低发送功率的信道相比，倾向于不发送具有较高发送功率的信道；

(5)与具有较多数目的发送连续帧的信道相比，倾向于不发送具有较少数目的发送连续帧的信道；

(6)发送软切换中的信道不晚于不在软切换中的信道。这是因为不容易同时控制软切换所涉及的所有基站，并且如上所述，相对于接近第一站的第二站，位于小区边界的第二站更不利。

***设计人员可以根据环境逆向采用以上标准。在有些情况下，第一站可能更倾向于对在范围之外没有发送几帧的较少受影响的信道取消信道分配，从而将多维跳跃模式的冲突概率p_c或者打孔概率p_p分别降低到基准值θ_c或者θ_p以下。

图29a示出根据本发明实施例用于在广义上多维正交资源跳跃复用的正交无线资源单位被划分为用于在狭义上正交资源跳跃多路复用的正交无线资源单位的集合以及用于正交资源划分多路复用的正交无线资源单位的集合。由狭义上多维正交资源跳跃多路复用的多路复用的信道使用圆圈表示的正交无线资源单位，由正交资源划分多路复用所多路复用的信道使用方块表示的正交无线资源单位。正交无线资源单位由包括频率、时间、正交代码的多维坐标表示。例如，使频率分量、时间分量、正交代码分量分别由二进制数“010”、“0101”与“11011”表示。然后多维坐标由二进制向量(010，0101，11011)或者二进制数“010010111011”表示。由狭义多维正交资源跳跃多路复用所服务的到第二站MS#a和MS#b的信道根据分别由实线与虚线表示的跳跃模式来选择资源单位。

图29b示出对于根据本发明实施例的狭义多维正交资源跳跃多路复用，具有固定分配的正交无线资源单位的信道是相对于具有根据跳跃模式所分配的正交无线资源单位的信道。在上面的图中，到第二站MS#α的信道选择由细实线圈起来的正交无线资源单位，以根据随时间变化的跳频模式发送数据，以及到第二站MS#β的信道固定使用由粗实线圈起来的正交无线资源单位2933，以根据不随时间变化的跳频模式发送数据。在下面的图中，当从第二站MS#α观察到第二站MS#β的信道时，看起来似乎到第二站MS#β的信道根据随时间变化的跳频模式承载数据。即，根据随时间变化的跳频模式对正交无线资源单位的选择是相对于根据不随时间变化的跳频模式对正交无线资源单位的选择。

图29c为依次示出在根据现有技术示例的正交资源划分多路复用以及根据本发明实施例的多维正交资源跳跃多路复用中信道请求、无线资源分配、信道终止步骤的原理图。附图标记2940示出基于正交资源划分多路复用的、使用每个都由方块表示的六个正交无线资源单位的信道请求、无线资源分配、信道终止步骤。一旦请求了(或者接收到)正交资源划分多路复用信道并且有可用正交无线资源单位，无线资源管理器就分配可用的正交无线资源单位之一。如果没有任何可用正交无线资源单位，则无线资源管理器不接受对应的信道。如果在信道终止时返回所使用的正交无线资源单位，则所返回的正交无线资源单位就可用于分配。附图标记2950示出基于狭义正交资源跳跃多路复用的、使用每个都由圆圈表示的七个正交无线资源单位的信道请求、无线资源分配、信道终止步骤。如果所请求的狭义正交资源跳跃多路复用信道的数目等于或小于可用正交无线资源单位的数目，则固定分配给信道正交无线资源单位作为正交资源划分多路复用信道，从而彻底避免了跳跃模式冲突。在所请求的狭义正交资源跳跃多路复用信道的数目超过可用正交无线资源单位的数目时，所分配的信道根据跳跃模式选择正交无线资源单位以发送数据。如果在信道终止时返回固定分配给该信道的正交无线资源单位，则所返回的正交无线资源单位分配给在所终止的信道之后首先请求的正交资源跳跃多路复用信道。这是基于图29b原理的无线资源操作方法。

图29d为依次示出在根据本发明另一实施例的狭义多维正交资源跳跃多路复用中信道请求、无线资源分配、模式转换和信道终止步骤的原理图。附图标记2960和2970示出基于狭义正交资源跳跃多路复用的、使用每个都由圆圈表示的七个正交无线资源单位的信道请求、无线资源分配、模式转换和信道终止步骤。附图标记2960的TCFC(先来先变)与图29c中附图标记2950部分相同。如果所请求的狭义正交资源跳跃多路复用信道的数目等于或小于可用正交无线资源单位的数目，则固定分配给信道正交无线资源单位作为正交资源划分多路复用信道，从而彻底避免了跳跃模式冲突。在所请求的狭义正交资源跳跃多路复用信道的数目超过可用正交无线资源单位的数目时，所分配的信道根据跳跃模式选择正交无线资源单位以发送数据。与图29c中附图标记2950不同的是，如果在信道终止时返回固定分配给该信道的正交无线资源单位，则所返回的正交无线资源单位分配给到返回为止正在服务的正交资源跳跃多路复用信道中最早服务的信道，而不是在所终止的信道之后首先请求的正交资源跳跃多路复用信道。然后，正交资源跳跃多路复用信道经过模式转换，以固定使用所分配的正交无线资源单位以进行数据发送。

附图标记2970的LCFC(后来先变)与图29c中附图标记2970部分相同。如果所请求的狭义正交资源跳跃多路复用信道的数目等于或小于可用正交无线资源单位的数目，则固定分配给信道正交无线资源单位作为正交资源划分多路复用信道，从而彻底避免了跳跃模式冲突。在所请求的狭义正交资源跳跃多路复用信道的数目超过可用正交无线资源单位的数目时，所分配的信道根据跳跃模式选择正交无线资源单位以发送数据。与图29c中附图标记2950不同的是，如果在信道终止时返回固定分配给该信道的正交无线资源单位，则所返回的正交无线资源单位分配给到返回为止正在服务的正交资源跳跃多路复用信道中最近服务的信道，而不是在所终止的信道之后首先请求的正交资源跳跃多路复用信道。然后，正交资源跳跃多路复用信道经过模式转换，以固定使用所分配的正交无线资源单位以进行数据发送。根据剩余服务时间、剩余发生数据量、质量要求、发送功率、以及客户等级可以确定优先级。

另外在本发明中，如果所请求的狭义正交资源跳跃多路复用信道的数目等于或小于可用正交无线资源单位的数目，则固定分配给信道正交无线资源单位作为正交资源划分多路复用信道，从而彻底避免了跳跃模式冲突。在所请求的狭义正交资源跳跃多路复用信道的数目超过可用正交无线资源单位的数目时，所分配的信道根据跳跃模式选择正交无线资源单位以发送数据。

图30a为根据本发明实施例的狭义多维正交资源跳跃多路复用中划分模式的原理图。当所分配的信道数目小于正交无线资源单位的数目时，该划分模式大致类似于现有正交资源划分多路复用。相应地，没有多维正交资源跳跃模式冲突，因此没有发送数据码元打孔。使N_OR为正交无线资源单位的数目， ν为平均信道活动性。可以看出多维正交资源跳跃模式冲突概率p_c、发送数据码元打孔概率p_p、以及可分配信道数目M与平均信道活动性 ν无关，如下所示：

p_c＝0

p_p＝0

M≤N_OR

该划分模式可以容易地应用到具有多于一比特信息的***以及具有一比特信息(两个值)的***，多于一比特信息的***例如MPSK(M＞4)或MQAM(M＞4)，其在功率效率上低于BPSK或QPSK，但在频带效率上很出色，具有一比特信息(两个值)的***中发送数据码元具有值“+1”或“-1”，例如BPSK或QPSK(对于各自的I与Q信道)，其在功率效率上很出色。在具有有限频带的***中，分配了少于正交无线资源单位的数目N_OR的信道，并且功率效率随着每个信道所需发送数据速度的提高而降低。但是，该***使用在频带效率上出色的调制方法，由此在短时间内发送更多的数据。由于在有限频带内有限的数据速度，在所分配的信道数目M超过正交无线资源单位的数目N_OR时，将具有高频带效率的调制切换到具有高功率效率的调制，由此增加该***的处理能力。

图30b为根据本发明实施例的狭义多维正交资源跳跃多路复用中处于跳跃模式下的跳跃模式的原理图。在跳跃模式下，以独立信道资源跳跃模式来区分信道，而不管所分配的信道数目是否大于正交无线资源单位的数目，从而即使当信道数目小于正交无线资源单位的数目时，也可能发生冲突。另外，当信道的平均活动较少时，由于信道编码，所分配的信道数目大于无线资源单位的数目N_OR。然而，满足希望质量所需的诸如BER(比特错误率)或者FER(帧错误率)等信号对干扰比的损失不显著。使N_OR为正交无线资源单位的数目， ν为信道的平均信道活动性。多维正交资源跳跃模式的冲突概率p_c、发送数据码元打孔概率p_p、以及可分配信道数目M具有如下的相关性，其中s表示I或Q信道中调制码元的数目：

$p_c=1-{\{1-\frac{\stackrel{\‾}{v}}{N_{\mathrm{OR}}}\}}^{M-1}$

$p_p=1-{\{1-\frac{s-1}{s}\·\frac{\stackrel{\‾}{v}}{N_{\mathrm{OR}}}\}}^{M-1}$

对于BPSK或QPSK(对于各自I或Q信道)调制，发送数据码元打孔概率p_p由以下公式给出(其中s＝2)：

$p_p=1-{\{1-\frac{\stackrel{\‾}{v}}{2N_{\mathrm{OR}}}\}}^{M-1}$

对于统计多路复用，在跳跃模式下，根据给定的多维正交资源跳跃模式的允许冲突概率p_c ^max以及给定的最大允许发送数据码元的打孔概率p_p，可接受的信道数目M可以由以下确定：

$M\≤1+\frac{\mathrm{In}(1-p_c^{\max })}{\mathrm{In}(1-\frac{\stackrel{\‾}{v}}{N_{\mathrm{OR}}})}$

$M\≤1+\frac{\mathrm{In}(1-p_c^{\max })}{\mathrm{In}(1-\frac{s-1}{s}\·\frac{\stackrel{\‾}{v}}{N_{\mathrm{OR}}})}$

对于BPSK或QPSK(对于各自I或Q信道)调制，可接受的信道数目M可以由以下确定(其中s＝2)：

$M\≤1+\frac{\mathrm{In}(1-p_c^{\max })}{\mathrm{In}(1-\frac{\stackrel{\‾}{v}}{2N_{\mathrm{OR}}})}$

从以上公式可以看出，该跳跃模式可以容易地应用到诸如MPSK(M＞4)或MQAM(M＞4)等频带效率上很出色的具有多于一比特信息的***(s＞2)，以及在功率效率上很出色的BPSK或QPSK(对于各自的I与Q信道)调制，在这种情况下发送数据码元打孔概率p_p被最小化。

图30c为根据本发明实施例的狭义多维正交资源跳跃多路复用中混合模式的原理图。该混合模式为图30a的划分模式与图30b的跳跃模式的混合模式。即，当所分配的信道数目M小于正交无线资源单位数目N_OR时，***在图30a的划分模式下运行，以避免在正交资源跳跃模式之间的冲突(因为没有冲突所以不发生发送数据码元打孔)。***进入图30b的跳跃模式，用信道无关正交来区分信道。使N_OR为正交无线资源单位的数目， ν为平均信道活动性。多维正交资源跳跃模式冲突概率p_c、发送数据码元打孔概率p_p、以及可分配信道数目M具有如下的相关性(其中s表示I或Q信道中调制码元的数目)：

(a)对于M≤N_OR

p_c＝0

p_p＝0

(b)对于M＞N_OR

$p_c=\frac{N_{\mathrm{OR}}}{M}\{1-{\{1-\frac{\stackrel{\‾}{v}}{N_{\mathrm{OR}}}\}}^{M-N_{\mathrm{OR}}}\}+\frac{M-N_{\mathrm{OR}}}{M}\{1-{\{1-\frac{\stackrel{\‾}{v}}{N_{\mathrm{OR}}}\}}^{M-1}\}$

$p_p=\frac{N_{\mathrm{OR}}}{M}\{1-{\{1-\frac{s-1}{s}\·\frac{\stackrel{\‾}{v}}{N_{\mathrm{OR}}}\}}^{M-N_{\mathrm{OR}}}\}+\frac{M-N_{\mathrm{OR}}}{M}\{1-{\{1-\frac{s-1}{s}\·\frac{\stackrel{\‾}{v}}{N_{\mathrm{OR}}}\}}^{M-1}\}$

对于BPSK或QPSK(对于各自I或Q信道)调制，发送数据码元打孔概率p_p由以下公式给出(其中s＝2)：

$p_p=\frac{N_{\mathrm{OR}}}{M}\{1-{\{1-\frac{\stackrel{\‾}{v}}{2N_{\mathrm{OR}}}\}}^{M-N_{\mathrm{OR}}}\}+\frac{M-N_{\mathrm{OR}}}{M}\{1-{\{1-\frac{\stackrel{\‾}{v}}{2N_{\mathrm{OR}}}\}}^{M-1}\}$

对于统计多路复用，跳跃模式下可接受的信道数目M可以通过以下方式求得：在以上公式中代入多维正交资源跳跃模式的最大允许冲突概率p_c ^max以及发送数据码元的最大允许打孔概率p_p，以进行数值分析。

可以看到，该混合模式可选地具有划分模式与跳跃模式的优点。功率效率不好但频带效率出色的调制方法只用于划分模式，而当信道数目的增加时，功率效率的调制方法用于跳跃模式。该混合模式由图29a至29d的无线正交资源操作方法来操作，以取得更高的性能。

图30d为根据本发明实施例的狭义多维正交资源跳跃多路复用中对于单一信道的群模式的原理图。该群模式为图30c的混合模式的改进形式。当所分配的信道数目M小于正交无线资源单位数目N_OR时，群模式与图30a的划分模式以及图30c的混合模式相同。在图30c的混合模式下，在所分配的信道数目M超过正交无线资源单位数目N_OR时，***进入图30b的跳跃模式，用信道无关正交来区分信道。与混合模式不同的是，图30d的群模式涉及将信道分为群，每一群都包含与正交无线资源单位数目N_OR一样多的信道，从而只有在不同群的信道中才有冲突，在每个群中的信道中没有正交资源跳跃模式冲突。相应地，同一群中信道的正交资源跳跃模式不相互独立，但是一群的跳跃模式独立于另一群的跳跃模式。即，第一群OG#0包括第0个至第(N_OR-1)个信道，第二群OG#1包括第N_OR个至第(2N_OR-1)个信道。使N_OR为正交无线资源单位的数目， ν为平均信道活动性。多维正交资源跳跃模式冲突概率p_c、发送数据码元打孔概率p_p、以及可分配信道数目M具有如下的相关性(其中s表示I或Q信道中调制码元的数目)：

(a)对于M≤N_OR

p_c＝0

p_p＝0

(b)对于M＞N_OR

$p_c=\left[\frac{M}{N_{\mathrm{OR}}}\right]\frac{N_{\mathrm{OR}}}{M}\{1-{\{1-\frac{\stackrel{\‾}{v}}{2N_{\mathrm{OR}}}\}}^{M-N_{\mathrm{OR}}}\}+\frac{M-\left[\frac{M}{N_{\mathrm{OR}}}\right]N_{\mathrm{OR}}}{M}\{1-{\{1-\frac{\stackrel{\‾}{v}}{2N_{\mathrm{OR}}}\}}^{\left[\frac{M}{N_{\mathrm{OR}}}\right]N_{\mathrm{OR}}}\}$

$p_p=\left[\frac{M}{N_{\mathrm{OR}}}\right]\frac{N_{\mathrm{OR}}}{M}\{1-{\{1-\frac{s-1}{s}\·\frac{\stackrel{\‾}{v}}{N_{\mathrm{OR}}}\}}^{M-N_{\mathrm{OR}}}\}+\frac{M-\left[\frac{M}{N_{\mathrm{OR}}}\right]N_{\mathrm{OR}}}{M}\{1-{\{1-\frac{s-1}{s}\·\frac{\stackrel{\‾}{v}}{N_{\mathrm{OR}}}\}}^{\left[\frac{M}{N_{\mathrm{OR}}}\right]N_{\mathrm{OR}}}\}$

对于BPSK或QPSK(对于各自I或Q信道)调制，发送数据码元打孔概率p_p由以下公式给出(其中s＝2)：

$p_p=\left[\frac{M}{N_{\mathrm{OR}}}\right]\frac{N_{\mathrm{OR}}}{M}\{1-{\{1-\frac{\stackrel{\‾}{v}}{2N_{\mathrm{OR}}}\}}^{M-N_{\mathrm{OR}}}\}+\frac{M-\left[\frac{M}{N_{\mathrm{OR}}}\right]N_{\mathrm{OR}}}{M}\{1-{\{1-\frac{\stackrel{\‾}{v}}{2N_{\mathrm{OR}}}\}}^{\left[\frac{M}{N_{\mathrm{OR}}}\right]N_{\mathrm{OR}}}\}$

对于统计多路复用，跳跃模式下可接受的信道数目可以通过以下方式求得：在以上公式中代入多维正交资源跳跃模式的最大允许冲突概率p_c ^max以及发送数据码元的最大允许打孔概率p_p，以进行数值分析。

群模式是用来降低在图30c的混合模式下当信道数目超过无线正交资源单位时在跳跃模式下所产生的正交资源跳跃模式冲突，以及发送数据打孔概率。

图30e为根据本发明实施例的狭义多维正交资源跳跃多路复用中对于多个信道的群模式的原理图。在来自第一站的一个正交信道被分配给第二站的情况下，图30e的群模式具有与图30d等同的功能。但是，当来自第一站的多个正交信道被分配给第二站时，这些多个信道在活动上不独立，并且即使在包括第0个至第(N_OR-1)个信道的第一群OG#0中也会发生冲突。但是，图30e的群模式将连续冲突概率分散到不同群中多个信道的第二站之间，并且在所有信道上均匀地分布正交资源跳跃模式冲突。

如上所述，本发明改进了由本发明人先前提出的简单打孔方法当多维正交资源的跳跃模式在相互独立的信道之间冲突以及在冲突期间待发送数据互不相同时的弱点，而这在基于多维正交资源跳跃方法的统计正交多路复用***中是常见的，在所述方法中，多个通信信道借助单一介质相互同步。

本发明还将在多维正交资源的跳跃模式冲突期间的发送与打孔的两段处理方法进一步细分，以提高使用多维正交资源多路复用的***的性能，由此降低打孔概率。

本发明还使用软切换，以降低相对不利的位于小区边界的第二站的打孔概率。

另外，本发明将***信道编码器的输出比特分为***比特与奇偶校验比特，并用正交划分多路复用来发送***比特，该正交划分多路复用方法没有冲突所产生的风险或损失，并且用正交资源跳跃多路复用来发送奇偶校验比特，由此降低了满足诸如所需BER(比特错误率)等质量要求所需的比特能量。

当多维跳跃模式的特定帧中的瞬时冲突率大于基准冲突率时，本发明以从最少受影响的信道开始的顺序停止帧发送，由此提高整个***的性能。

另外，当多维跳跃模式的瞬时冲突率大于基准冲突率时，本发明以从最少受影响的信道开始的顺序停止信道分配，由此提高整个***的性能。

虽然本发明的描述结合目前被认为是最实用的优选实施例，但是应该理解本发明并不局限于所公开的实施例，相反，本发明意在覆盖包括在权利要求的范围与原理内的各种改进与等价构造。

Claims (84)

1.一种数字通信方法，用来通过基于多维正交资源跳跃方法同步分配从第一站到多个第二站通信信道来进行统计多路复用，所述数字通信方法包括：

当在多维正交资源的跳跃模式之间的冲突发生时，确定发送数据码元的符号是否匹配；

当所述发送数据码元的符号匹配时，发送所有所述数据码元；以及

当所述发送数据码元的符号不匹配时，对所有所述数据码元打孔。

2.如权利要求1所述的数字通信方法，其中所述多维正交资源的跳跃模式对各个第二站相互独立。

3.如权利要求1所述的数字通信方法，其中所述多维正交资源具有由“正交资源#1、正交资源#2、...、正交资源#N”表示的坐标。

4.如权利要求3所述的数字通信方法，其中所述多维正交资源包括频率、时间、以及保证正交性的正交代码。

5.如权利要求4所述的数字通信方法，其中具有跳跃模式冲突的所述多维正交资源限制在来自所述第一站的总发送信号幅度上。

6.一种用于多维正交资源的跳跃多路复用的方法，该方法为数字通信方法，其包括基于所述多维正交资源的跳跃方法同步分配从第一站到多个第二站通信信道，然后对所分配的通信信道进行统计多路复用，所述跳跃多路复用方法包括：

(a)对于所述多维正交资源的跳跃模式之间的冲突，根据该冲突所涉及的信道的发送数据码元和该信道的发送信号幅度来控制每个正交无线资源单位的发送信号；

(b)确定以具有所述跳跃模式冲突的信道的正交无线资源单位来发送的数据码元的符号；以及

(c)将所述信道分类为虽分配但没有以所述正交无线资源单位来发送的信道的集合S⁰、具有以所述正交无线资源单位来发送的正数据码元的信道的集合S⁺、以及具有以所述正交无线资源单位来发送的负数据码元的信道的集合S^-，并且确定待以所述交无线资源单位来发送的数据码元。

7.如权利要求6所述的跳跃多路复用方法，其中步骤(c)包括：

当集合S⁺以及S^-都不为空集时，比较每个集合中具有最小发送信号幅度的两个信道的发送信号幅度；以及

使用较大发送信号幅度的信道为基准值来确定要以所述交无线资源单位来发送的数据码元。

8.如权利要求7所述的跳跃多路复用方法，进一步包括：

将包括确定为所述基准值的信道的集合中所有信道的发送功率控制为零。

9.如权利要求7所述的跳跃多路复用方法，进一步包括：

从不包括确定为所述基准值的信道的集合中的信道的发送信号幅度之中，以所述正交无线资源单位来发送具有最大发送信号幅度与小于所述基准值的倍数的大小的信道的发送信号值。

10.如权利要求7所述的跳跃多路复用方法，进一步包括：

以所述正交无线资源单位来发送具有信道的符号以及为所述基准值的倍数的幅度的发送信号值，该信道包括在不包含被确定为所述基准值的信道的集合中。

11.如权利要求7所述的跳跃多路复用方法，进一步包括：以所述正交无线资源单位来发送包括在不包含确定为所述基准值的信道的集合中的信道的总和。

12.如权利要求11所述的跳跃多路复用方法，进一步包括：

将包括在不包含确定为所述基准值的信道的集合中的信道的总和与所述基准值的倍数进行比较，并且以所述正交无线资源单位来发送具有较小幅度的值。

13.一种数字通信方法，用来通过基于多维正交资源跳跃方法同步分配从第一站到多个第二站通信信道来进行统计多路复用，所述数字通信方法包括：

(a)确定从第一站到每个第二站的距离；以及

(b)使用第一站的发送分集以补偿到相对远离第一站的第二站的信号损失。

14.如权利要求13所述的数字通信方法，其中在步骤(b)，所述第一站的发送分集通过来从多个第一站的发送而形成。

15.如权利要求14所述的数字通信方法，其中发送分集由软切换或更软的切换形成。

16.一种数字通信方法，用来通过基于多维正交资源跳跃方法同步分配从第一站到多个第二站通信信道来进行统计多路复用，所述数字通信方法包括：

(a)将***信道编码器的输出比特分为***比特与奇偶校验比特；

(b)通过正交资源划分多路复用来发送所述***比特；以及

(c)通过正交资源跳跃多路复用来发送所述奇偶校验比特。

17.如权利要求16所述的数字通信方法，其中所述***信道编码器包括迭代编码器。

18.一种数字通信方法，用来通过基于多维正交资源跳跃方法同步分配从第一站到多个第二站通信信道来进行统计多路复用，所述数字通信方法包括：

(a)确定多维跳跃模式的特定帧中的瞬时冲突率；以及

(b)当所述瞬时冲突率大于基准冲突率时，以从最少受影响的信道开始的顺序停止帧发送。

19.如权利要求18所述的数字通信方法，其中步骤(b)包括：

按照从具有最低质量要求的信道到具有最高质量要求的信道的顺序，有意地停止帧发送。

20.如权利要求18所述的数字通信方法，其中步骤(b)包括：

按照从由自动重复请求操作的信道到不由自动重复请求操作的信道的顺序，有意地停止帧发送。

21.如权利要求20所述的数字通信方法，其中对于由自动重复请求操作的信道，按照从具有最小重发频率的信道到具有最大重发频率的信道的顺序，有意地停止帧发送。

22.如权利要求18所述的数字通信方法，其中步骤(b)包括：

与具有较低发送功率的信道相比，更倾向于对于具有较高发送功率的信道有意地停止帧发送。

23.如权利要求18所述的数字通信方法，其中步骤(b)包括：

按照从具有最小数目的发送连续帧的信道到具有最大数目的发送连续帧的信道的顺序，有意地停止帧发送。

24.如权利要求18所述的数字通信方法，其中步骤(b)包括：

按照从位于软切换的信道到不位于软切换的信道的顺序，有意地停止帧发送。

25.一种数字通信方法，用来通过基于多维正交资源跳跃方法同步分配从第一站到多个第二站通信信道来进行统计多路复用，所述数字通信方法包括：

(a)确定多维跳跃模式的瞬时冲突率；以及

(b)当所述瞬时冲突率连续超过基准冲突率预定次数时，按预定的顺序取消信道分配。

26.如权利要求25所述的数字通信方法，其中步骤(b)包括：

按照从具有最低质量要求的信道到具有最高质量要求的信道的顺序，第一站取消信道分配。

27.如权利要求25所述的数字通信方法，其中步骤(b)包括：

按照从具有最小数目的发送连续帧的信道到具有最大数目的发送连续帧的信道的顺序，第一站取消信道分配。

28.如权利要求25所述的数字通信方法，其中步骤(b)包括：

按照从位于软切换的信道到不位于软切换的信道的顺序，第一站取消信道分配。

29.一种数字通信方法，用来通过基于多维正交资源跳跃方法同步分配从第一站到多个第二站通信信道来进行统计多路复用，所述数字通信方法包括：

(a)将所需的正交资源跳跃多路复用信道的数目与可用的正交无线资源单位的数目进行比较；

(b)当所需的正交资源跳跃多路复用信道的数目小于可用的正交无线资源单位的数目时，固定地分配所述正交无线资源单位作为正交资源跳跃多路复用信道，从而彻底防止跳跃模式冲突；以及

(c)当所需的正交资源跳跃多路复用信道的数目超过可用的正交无线资源单位的数目时，根据所述跳跃模式为所分配的信道选择正交无线资源单位并且发送数据。

30.如权利要求29所述的数字通信方法，进一步包括：

(d)当具有固定分配正交无线资源单位的信道终止时，将所返回的正交无线资源单位固定地分配给另一信道。

31.如权利要求29所述的数字通信方法，进一步包括：

(d)当具有固定分配正交无线资源单位的信道终止时，选择在跳跃模式下运行的、直到返回时刻还没有完成的所述正交资源跳跃多路复用信道之一，并且将所返回的正交无线资源单位固定地分配给所选择的信道。

32.如权利要求31所述的数字通信方法，其中所选择的正交资源跳跃多路复用信道为在跳跃模式下运行的、直到返回时刻还没有完成的所述正交资源跳跃多路复用信道之中最早被服务的信道。

33.如权利要求31所述的数字通信方法，其中所选择的正交资源跳跃多路复用信道为在跳跃模式下运行的、直到返回时刻还没有完成的所述正交资源跳跃多路复用信道之中最近被服务的信道。

34.如权利要求31所述的数字通信方法，其中所选择的正交资源跳跃多路复用信道为在跳跃模式下运行的、直到返回时刻还没有完成的所述正交资源跳跃多路复用信道之中具有最长剩余服务时间的信道。

35.如权利要求31所述的数字通信方法，其中所选择的正交资源跳跃多路复用信道为在跳跃模式下运行的、直到返回时刻还没有完成的所述正交资源跳跃多路复用信道之中具有最多剩余发送数据的信道。

36.如权利要求31所述的数字通信方法，其中所选择的正交资源跳跃多路复用信道为在跳跃模式下运行的、直到返回时刻还没有完成的所述正交资源跳跃多路复用信道之中具有最高质量要求的信道。

37.如权利要求31所述的数字通信方法，其中所选择的正交资源跳跃多路复用信道为在跳跃模式下运行的、直到返回时刻还没有完成的所述正交资源跳跃多路复用信道之中具有最大发送功率的信道。

38.一种数字通信***，用来通过基于多维正交资源跳跃方法同步分配从第一站到多个第二站通信信道来进行统计多路复用，所述数字通信***包括：

用于生成多维跳跃模式的装置；

用于根据所述多维跳跃模式生成装置的输出，在正交资源集合中选择对应的正交资源并且调制数据码元的装置；

用于监视是否发生所述多维跳跃模式冲突，并且比较在所述冲突的间隔中至第二站的发送数据码元以确定所述发送数据码元是否匹配的冲突检测与控制装置；以及

用于补偿由所述多维跳跃模式冲突与不匹配发送数据码元所引起的发送被终止部分和平均接受能量损失的发送功率控制装置。

39.如权利要求38所述的数字通信***，其中当发生所述多维正交资源跳跃模式间的冲突时，所述冲突检测与控制装置确定所述发送数据码元是否匹配，

当所述发送数据码元匹配时，所述冲突检测与控制装置发送所有所述数据码元，

当所述发送数据码元的信号不匹配时，所述冲突检测与控制装置对所有所述数据码元打孔。

40.如权利要求39所述的数字通信***，其中所述多维正交资源的跳跃模式对各个第二站相互独立。

41.如权利要求39所述的数字通信***，其中第一站根据信道活动性来确定所分配的信道数目。

42.如权利要求39所述的数字通信***，其中所述多维正交资源单位包括频率、时间、以及保证正交性的正交代码。

43.如权利要求39所述的数字通信***，其中具有跳跃模式冲突的所述正交无线资源单位在来自第一站的总发送信号幅度上被限制。

44.一种用于多维正交资源的跳跃多路复用***，该***为数字通信***，该数字通信***通过基于多维正交资源跳跃方法同步分配从第一站到多个第二站通信信道，所述跳跃多路复用***包括：

用于生成多维跳跃模式的装置；

用于根据所述多维跳跃模式生成装置的输出，在正交资源集合中选择对应的正交资源并调制数据码元的装置；

用于监视是否发生所述多维跳跃模式冲突，并且比较在所述冲突的间隔中至第二站的发送数据码元以确定所述发送数据码元是否匹配的冲突检测与控制装置；以及

用于补偿由所述多维跳跃模式冲突与不匹配发送数据码元所引起的发送终止部分以及平均接收能量损失的发送功率控制装置，

其中所述冲突检测与控制装置根据在所述多维正交资源跳跃模式冲突是所涉及的信道的发送数据码元以及该信道的发送信号幅度，控制每个正交无线资源单位的发送信号，

所述冲突检测与控制装置确定以具有所述跳跃模式冲突的信道的正交无线资源单位来发送的数据码元的符号，

所述冲突检测与控制装置将所述信道分类为虽分配但没有以所述正交无线资源单位来发送的信道的集合S⁰、具有以所述正交无线资源单位来发送的正数据码元的信道的集合S⁺、以及具有以所述正交无线资源单位来发送的负数据码元的信道的集合S^-，并且确定要以所述交无线资源单位来发送的数据码元。

45.如权利要求44所述的跳跃多路复用***，其中当集合S⁺以及S^-都不为空集时，所述冲突检测与控制装置比较每个集合中具有最小发送信号幅度的两个信道的发送信号幅度，

所述冲突检测与控制装置使用较大发送信号幅度的信道为基准值，确定要以所述交无线资源单位来发送的数据码元。

46.如权利要求45所述的跳跃多路复用***，其中所述功率控制装置将包括确定为所述基准值的信道的集合中所有信道的发送功率控制为零。

47.如权利要求45所述的跳跃多路复用***，其中所述冲突检测与控制装置从在不包括确定为所述基准值的信道的集合中的信道的发送信号幅度之中，以所述正交无线资源单位来发送具有最大发送信号幅度与小于所述基准值的倍数的大小的信道的发送信号值。

48.如权利要求45所述的跳跃多路复用***，其中所述冲突检测与控制装置以所述正交无线资源单位来发送具有信道的符号以及为所述基准值的倍数的幅度的发送数据值，该信道包括在不包含确定为所述基准值的信道的集合中。

49.如权利要求45所述的跳跃多路复用***，其中所述冲突检测与控制装置以所述正交无线资源单位来发送包括在不包含确定为所述基准值的信道的集合中的信道的总和。

50.如权利要求49所述的跳跃多路复用***，其中所述冲突检测与控制装置将包括在不包含确定为所述基准值的信道的集合中的信道的总和与所述基准值的倍数进行比较，并且以所述正交无线资源单位来发送具有较小幅度的值。

51.一种数字通信***，用来通过基于多维正交资源跳跃***同步分配从第一站到多个第二站通信信道来进行统计多路复用，所述数字通信***包括：

用于将***信道编码器的输出比特分为***比特与奇偶校验比特的装置；

用于通过正交资源划分多路复用来发送所述***比特并通过正交资源跳跃多路复用来发送所述奇偶校验比特的装置；

52.如权利要求51所述的数字通信***，其中所述***信道编码器包括迭代编码器。

53.一种数字通信***，用来通过基于多维正交资源跳跃***同步分配从第一站到多个第二站通信信道来进行统计多路复用，所述数字通信***包括：

用于确定多维跳跃模式的特定帧中的瞬时冲突率的装置；以及

用于当所述瞬时冲突率大于基准冲突率时，以从最少受影响的信道开始的顺序停止帧发送的装置。

54.如权利要求53所述的数字通信***，其中所述发送控制装置按照从具有最低质量要求的信道到具有最高质量要求的信道的顺序，有意地停止帧发送。

55.如权利要求53所述的数字通信***，其中所述发送控制装置按照从由自动重复请求操作的信道到不由自动重复请求操作的信道的顺序，有意地停止帧发送。

56.如权利要求53所述的数字通信***，其中对于由自动重复请求操作的信道，所述发送控制装置按照从具有最小重发频率的信道到具有最大重发频率的信道的顺序，有意地停止帧发送。

57.如权利要求53所述的数字通信***，其中与具有较低发送功率的信道相比，所述发送控制装置更倾向于对于具有较高发送功率的信道有意地停止帧发送。

58.如权利要求53所述的数字通信***，其中所述发送控制装置按照从具有最小数目的发送连续帧的信道到具有最大数目的发送连续帧的信道的顺序，有意地停止帧发送。

59.如权利要求53所述的数字通信***，其中所述发送控制装置按照从位于软切换的信道到不位于软切换的信道的顺序，有意地停止帧发送。

60.一种数字通信***，用来通过基于多维正交资源跳跃***同步分配从第一站到多个第二站通信信道来进行统计多路复用，所述数字通信***包括：

用于确定多维跳跃模式的瞬时冲突率的装置；以及

用于当所述瞬时冲突率连续超过基准冲突率预定次数时，按预定的顺序取消信道分配的装置。

61.如权利要求60所述的数字通信***，其中按照从具有最低质量要求的信道到具有最高质量要求的信道的顺序，第一站取消信道分配。

62.如权利要求60所述的数字通信***，其中按照从具有最小数目的发送连续帧的信道到具有最大数目的发送连续帧的信道的顺序，第一站取消信道分配。

63.如权利要求60所述的数字通信***，其中按照从位于软切换的信道到不位于软切换的信道的顺序，第一站取消信道分配。

64.一种数字通信***，用来通过基于多维正交资源跳跃***同步分配从第一站到多个第二站通信信道来进行统计多路复用，所述数字通信***包括：

用于将所需的正交资源跳跃多路复用信道的数目与可用的正交无线资源单位的数目进行比较的比较器；以及

用于当所需的正交资源跳跃多路复用信道的数目小于可用的正交无线资源单位的数目时，固定地分配所述正交无线资源单位作为正交资源跳跃多路复用信道，从而彻底防止跳跃模式冲突的控制器，

当所述控制器当所需的正交资源跳跃多路复用信道的数目超过可用的正交无线资源单位的数目时，根据所述跳跃模式为所分配的信道选择正交无线资源单位并且发送数据。

65.如权利要求64所述的数字通信***，其中当具有固定分配正交无线资源单位的信道终止时，所述控制器将所返回的正交无线资源单位固定地分配给另一信道。

66.如权利要求64所述的数字通信***，其中当具有固定分配正交无线资源单位的信道终止时，所述控制器选择在跳跃模式下运行的、直到返回时刻还没有完成的所述正交资源跳跃多路复用信道之一，并且将所返回的正交无线资源单位固定地分配给所选择的信道。

67.如权利要求66所述的数字通信***，其中所选择的正交资源跳跃多路复用信道为在跳跃模式下运行的、直到返回时刻还没有完成的所述正交资源跳跃多路复用信道之中最早被服务的信道。

68.如权利要求66所述的数字通信***，其中所选择的正交资源跳跃多路复用信道为在跳跃模式下运行的、直到返回时刻还没有完成的所述正交资源跳跃多路复用信道之中最近被服务的信道。

69.如权利要求66所述的数字通信***，其中所选择的正交资源跳跃多路复用信道为在跳跃模式下运行的、直到返回时刻还没有完成的所述正交资源跳跃多路复用信道之中具有最长剩余服务时间的信道。

70.如权利要求66所述的数字通信***，其中所选择的正交资源跳跃多路复用信道为在跳跃模式下运行的、直到返回时刻还没有完成的所述正交资源跳跃多路复用信道之中具有最多剩余发送数据的信道。

71.如权利要求66所述的数字通信***，其中所选择的正交资源跳跃多路复用信道为在跳跃模式下运行的、直到返回时刻还没有完成的所述正交资源跳跃多路复用信道之中具有最高质量要求的信道。

72.如权利要求66所述的数字通信***，其中所选择的正交资源跳跃多路复用信道为在跳跃模式下运行的、直到返回时刻还没有完成的所述正交资源跳跃多路复用信道之中具有最大发送功率的信道。

73.如权利要求65所述的数字通信***，其中当所需的正交资源跳跃多路复用信道的数目等于或小于可用正交无线资源单位的数目时，所述***使用在频带效率方面相对出色的调制方法，

当所需的正交资源跳跃多路复用信道的数目超过可用正交无线资源单位的数目时，所述***对所有信道使用在功率效率方面相对出色的调制方法。

74.如权利要求73所述的数字通信***，其中所述在频带效率方面相对出色的调制方法包括MQAM(M进制正交幅度调制)。

75.如权利要求73所述的数字通信***，其中所述在频带效率方面相对出色的调制方法包括MPSK(M进制正交相移键控)。

76.如权利要求73所述的数字通信***，其中所述在功率效率方面相对出色的调制方法包括QPSK(正交相移键控)。

77.如权利要求73所述的数字通信***，其中所述在功率效率方面相对出色的调制方法包括BPSK(二进制相移键控)。

78.一种数字通信***，用来通过基于多维正交资源跳跃方法同步分配从第一站到多个第二站通信信道来进行统计多路复用，

所述数字通信***将所述通信信道分群，并且避免多维正交跳跃模式冲突，以及对在每个群中的信道之间的发送数据码元打孔。

79.如权利要求78所述的数字通信***，其中所述群的大小为所述正交无线资源单位的数目。

80.如权利要求78所述的数字通信***，其中第一群在划分模式下操作，以固定地分配正交无线资源单位。

81.如权利要求78所述的数字通信***，其中第一群在跳跃模式下操作，以便通过没有信道间冲突的跳跃来分配正交无线资源单位。

82.如权利要求78所述的数字通信***，其中所述基于群的正交资源跳跃模式相互独立。

83.如权利要求78所述的数字通信***，其中每个群中所述正交资源跳跃模式相互独立，以避免该群中的冲突。

84.如权利要求78所述的数字通信***，其中每个群中所述正交资源跳跃模式通过对于该群中第一信道的偏移来识别。

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