CN1588929A - 基于多入多出正交频分复用***的迭代信道估计方法 - Google Patents

Abstract

一种无线数据传输领域的基于多入多出正交频分复用***的迭代信道估计方法，在***发送端对发送数据进行导频***，在信道估计时，首先利用线性内插或维纳内插方法将数据处的初始信道估计出来，然后利用估计出的初始信道，经过信道译码得到原始发送数据的硬值或软值，并在***接收端将得到的硬值或软值再次进行信道编码、信道交织和星座图映射，接着经过期望最大化迭代信道估计方法进行迭代信道估计，并对***信号检测和信道译码进行大的迭代。本发明避免了判决反馈信道估计方法对每一个符号的处理，因此其信道估计性能受信道变化的影响大大降低，信道估计的性能提高，从而使得整个***的误比特性能提高。

Description

基于多入多出正交频分复用***的迭代信道估计方法

技术领域

本发明涉及无线数据传输领域的迭代信道估计方法，具体是一种基于多入多出正交频分复用***的迭代信道估计方法。

背景技术

正交频分复用(OFDM)是一种能够有效地抗频率选择性衰落的宽带通信技术。将多入多出(MIMO)技术与OFDM相结合能够为无线通信***提供更高的***容量和更高的数据传输速率。在相干检测MIMO-OFDM***中，信道估计极大地影响着整个通信***的性能。由于MIMO-OFDM***的接收信号是多个信号的混叠，因此***的信道估计变得相当困难。目前用于V-BLAST(垂直-贝尔实验室分层空时)MIMO-OFDM***的信道估计方法主要是基于直接判决反馈的最小二乘(LS)信道估计方法。这种方法由于用到求逆运算，因此运算复杂度较大，在实际应用中不太适用。

经对现有技术文献检索发现，“Y(G)Li.Simplified channel estimation forOFDM systems with multiple transmit antennas[J].IEEE Trans.WirelessCommun.，2002，1(1)：67-75.(IEEE无线通信学报，2002年第一卷第一期，67-75页：李烨，多个发送天线的OFDM***中简化的信道估计。)”，提出了一种简化的LS信道估计方法。但这该方法和LS信道估计方法一样，是基于直接判决反馈的，所以在信道变化很快时，***的性能将受到严重影响。

发明内容

本发明针对现有的基于V-BLAST多入多出正交频分复用***和上述技术的不足，提出了一种基于多入多出正交频分复用***的迭代信道估计方法，使其能够更精确地估计MIMO-OFDM***的时变频率选择性衰落信道。

本发明是通过以下技术方案实现的，本发明在***发送端对发送数据进行导频***，在信道估计时，首先利用线性内插或维纳内插方法将数据处的初始信道估计出来，然后利用估计出的初始信道响应，经过信道译码得到原始发送数据的硬值或软值，并在***接收端将得到的硬值或软值再次进行信道编码、信道交织和星座图映射，接着利用期望最大化(EM)迭代信道估计方法进行迭代信道估计，同时还对***的信号检测和信道译码进行了大的迭代。

以下对本发明方法作进一步的说明，其步骤如下：

(a)初始信道估计分为两部分，首先，为了区分各个天线导频处的初始信道，在频域对每一帧数据***导频训练序列。按照最佳导频训练序列设计方法进行初始信道估计。

假设发送的已知导频训练序列为t_i[n，k](i＝1，2)，对于恒模调制方式，在发送训练序列模式下，按照最佳导频训练序列设计方法，令：

$t_i[n,k]=t_1[n,k]W_N^{-{\stackrel{\‾}{K}}_0(i-1)k},{\stackrel{\‾}{K}}_0=[N/N_t]\≥L---\left(1\right)$

其中W_N＝exp(-j(2π/N))，N为***子载波个数，k＝0，1，…，N-1。通过式(1)，***的初始信道估计变为：

${\tilde{h}}_i\left[n\right]=\frac{1}{N}{P}_i\left[n\right]---\left(2\right)$

即完全去除了求逆运算，使得初始信道估计大大简化。其中 是信道的初始估计值，定义为

p_i[n]为接收信号与发送信号之间的互相关向量，定义如下：

                p_i[n]□(p_i[n，0]，…，p_i[n，L-1])^T

(b)在估计出各个天线的导频处的信道冲激响应后，采用线性内插或维纳内插的方法对数据部分的信道频域响应进行粗略估计。对于线性内插，方法如下：

$\tilde{H}\left(k\right)=\tilde{H}(p{N}_F+m)=(1-\frac{m}{N_F}){\tilde{H}}_p\left(p\right)+\frac{m}{N_F}{\tilde{H}}_p(p+1)---\left(4\right)$

其中，N_F为频域方向导频间隔，pN_F＜k＜(p+1)N_F是频域方向数据位置索引，p是导频索引，0≤m＜N_F是数据位置的相对索引。

对于维纳内插，在接收端，已知的只是随机过程在采样网格(一组导频)位置

的一组观测值，相应的观测索引即为k′和l′，由这些观测值可以根据以下维纳内插估计算法估计出数据部分的信道频域响应：

$\tilde{H}(k,l)=\underset{\{k^{\′},l^{\′}\}\∈\mathrm{\Γ}(k,l)}{\mathrm{\Σ}}w(k^{\′},l^{\′};k,l)\tilde{H}(k^{\′},l^{\′})---\left(5\right)$

其中，

为数据位置信道频域响应的估计值，w(k′，l′；k，l)为维纳内插滤波器的抽头系数， 是实际使用的导频集合。维纳内插滤波器抽头系数可由维纳方程求得：

$w_0^T(k,l)=R_{{\mathrm{HH}}_p}(k,l)R_{H_p{H}_p}^{-1}---\left(6\right)$

设滤波器抽头数为N_tap，则 $R_{H_p{H}_p}\∈C^{N_{\mathrm{tap}}\×N_{\mathrm{tap}}},$ $R_{{\mathrm{HH}}_p}(k,l)\∈C^{N_{\mathrm{tap}}\×1},$ w₀(k，l)为维纳滤波器最佳抽头系数。其中R_HpHp为信道自相关函数，R_HHp为信道互相关函数。

(c)在完成初始信道估计后，可以利用估计出的信道信息对***进行信号检测、信道译码，得到原始发送数据的软值或硬值。利用得到初始的发送数据的软值或硬值在接收端重构，再进行EM迭代信道估计。

假设***中第j个接收天线接收到的观察数据为r_j、n，在EM迭代信道估计算法中，则认为观察数据r_j，n为“不完整”数据，并定义“完整”数据Y_i，n为：

                           Y_i，n＝t_i，nH_i，n+W_i，n                    (7)

其中t_i，n为发送信号矩阵，它是N×N阶的对角阵，对角元素为t_i[n，k]。Y_i、n为第j个接收天线接收到的第i个发送天线经信道后的分量，即 $\underset{i=1}{\overset{N_t}{\mathrm{\Σ}}}{Y}_{i,n}=r_{j,n},$ N_t为发送天线个数。W_i，n则为第i个发送天线到第j个接收天线的噪声分量。

下面给出EM迭代信道估计算法的步骤：

E步：对于i＝1，2，…，N_t，计算：

${\tilde{Z}}_{i,n}^{\left(q\right)}=t_{i,n}{\tilde{H}}_{i,n}^{\left(q\right)}---\left(8\right)$

${\tilde{Y}}_{i,n}^{\left(q\right)}={\tilde{Z}}_{i,n}^{\left(q\right)}+{\mathrm{\β}}_i[r_n-\underset{j=1}{\overset{N_t}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{Z}}_{j,n}^{\left(q\right)}]---\left(9\right)$

M步：对于i＝1，2，…，N_t，计算：

${\tilde{h}}_{i,n}^{(q+1)}=\arg \underset{h_{i,n}}{\min }\left\{{\left|\right|{\tilde{Y}}_{i,n}^{\left(q\right)}-t_{i,n}{H}_{i,n}\left|\right|}^2\right\}---\left(10\right)$

这里的q则表示迭代次数，其中 $\underset{i=1}{\overset{N_t}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_i=1.$ 例如对于两个发射天线的***，我们可以取β₁＝β₂＝0.5。对式(10)进行求解并转换到频域，得到下式：

${\tilde{H}}_{i,n}^{(q+1)}=t_{i,n}^{-1}{\tilde{Y}}_{i,n}^{\left(q\right)}---\left(11\right)$

将式(8)、(9)、(11)合并得到以下方程：

${\tilde{H}}_{i,n}^{(q+1)}={\tilde{H}}_{i,n}^{\left(q\right)}+{\mathrm{\β}}_i[t_{i,n}^{-1}{r}_n-\underset{j=1}{\overset{N_t}{\mathrm{\Σ}}}{t}_{i,n}^{-1}{t}_{j,n}{\tilde{H}}_{j,n}^{\left(q\right)}]---\left(12\right)$

注意，由于t_i，n为对角矩阵，因此它的求逆运算的复杂度很小。从式(12)还可以看出，EM迭代信道估计方法只涉及到简单的加乘运算，因此整个算法的运算量不大。

在本发明方法中，***发送端对每一帧数据***连续的频域导频序列，这些频域导频序列之间是正交的，在接收端可以通过导频序列得到发送的导频处的信道冲激响应。

本发明利用EM迭代信道估计方法估计出***的信道频域响应后，将信道的频域响应H转换成时域冲激响应h，然后对h进行低通滤波，再将滤波后的信道时域冲激响应转换到频域，用于下一步的迭代信道估计。

在本发明方法中，***发送端对发送信号进行信道编码和信道交织均是基于每一帧信号进行的。接收端利用线性或维纳内插进行初始信道估计后，信道译码和信道解交织和发送端相对应，也是基于每一帧信号进行的。由于帧的长度较长，因此信道编码的交织增益得到加强。

本发明在对每一帧数据进行信道译码后，将得到的判决信号在接收端重新进行信道交织、Turbo编码和MAP映射，然后再进行EM迭代信道估计。

本发明在进行数据的初始信道估计和EM迭代信道估计后，将经过EM迭代更新的更精确的信道频域响应值反馈到接收端，进行V-BLAST MIMO-OFDM***的信号检测，然后再将检测的信号值进行信道译码得到发送信号的软值或硬值，接着再根据信道估计性能要求继续下一步迭代信道估计，直到达到要求为止。

本发明的特点是对每一帧信号，首先进行线性内插或维纳内插的初始信道估计，由于是对每一帧信号进行处理，避免了判决反馈信道估计方法对每一个符号的处理，因此其信道估计性能受信道变化的影响大大降低。然后在线性内插或维纳内插的基础上，利用EM迭代信道估计方法对初始信道估计出的信道冲激响应进行不断更新。其中EM迭代信道估计算法的更新在信道译码之后，也就是信道译码后的值要反馈到信道估计模块，使得信道估计的性能提高，从而使得整个***的误比特性能提高。

附图说明

图1 V-BLAST MIMO-OFDM***的发送端结构框图。

图2 V-BLAST MIMO-OFDM***的接收端结构框图，其中包括了提出的信道估计的结构。

图3采用线性内插作为初始信道估计，提出的迭代信道估计与直接采用线性内插方法时***性能的比较。

图4采用维纳内插作为初始信道估计，提出的迭代信道估计与直接采用维纳内插方法时***性能的比较。

图5不同速率条件下，采用线性内插方法作为初始信道估计时***性能的比较。

图6不同速率条件下，采用维纳内插方法作为初始信道估计时***性能的比较。

具体实施方式

本发明基于V-BLAST MIMO-OFDM***的迭代信道估计方法，其***的发送端框图如图1所示。以四发四收***为例，四路不同的信号分别经过Turbo编码、信道交织、串并变换以及傅立叶反变换(IFFT)，由四根不同的天线发送出去。

接收端***框图以及信道估计结构如图2所示。发送的信号经过MIMO信道后，被接收端四根不同的接收天线接收。第j个接收天线接收到的信号可用下式表示：

$r_j[n,k]=\underset{i=1}{\overset{N_t}{\mathrm{\Σ}}}{t}_i[n,k]H_{\mathrm{ij}}[n,k]+w_j[n,k]---\left(13\right)$

其中，j＝1，2，…，N_r，N_r为接收天线个数，在这里N_r＝4。t_i[n，k]为时刻n天线i在第k个子载波上的发射符号。H_ij[n，k]则表示时刻n在第k个子载波上从发射天线i到接收天线j之间的信道频域响应。w_j[n，k]为独立同分布的加性复高斯白噪声，其均值为0，方差为σ_n ²。

接收端接收到的频域信号为r_j[n，k]，首先通过发送的正交导频训练序列进行导频处的初始信道估计，然后通过线性内插或维纳内插方法进行数据信号处的初始信道估计，接下来经过空时分层处理、信道解交织和Turbo译码，经判决得到第一帧数据信息的硬值或软值

，将此硬值或软值再经过以下步骤：

然后将得到的重构信息 反馈给信道估计器，进行EM迭代信道估计，以此类推，直到迭代中止。这样就进一步提高了整个信道估计的性能。

图3、图4为针对上述具体***的性能比较。采用的是四发四收V-BLASTMIMO-OFDM***，***子载波个数为1024，载波频率为3.5GHz，***带宽为20MHz，循环前缀长度为216，信道模型为COST207 TU信道模型，移动台速度为120km/h，采用QPSK调制方式，Turbo编译码采用(37、21)码和最大后验概率(MAP，Maximum A Posteriori)算法，码率为1/2。***共发送了5帧信号，每帧有7个时隙，包括3个短时隙和4个长时隙。***的检测算法采用排序串行干扰消除/最小均方误差(OSIC/MMSE)算法。

图3为采用线性内插作为初始信道估计的性能比较，图4为采用维纳内插作为初始信道估计的性能比较。从这两副图可以看出，本发明基于V-BLASTMIMO-OFDM***的迭代信道估计方法明显优于不采用迭代信道估计的方法。

图5、图6拟为不同速率条件下，采用线性内插和维纳内插方法作为初始信道估计时的性能比较。从这两幅图可以看出，在移动台速率低于200km/h时，本发明基于V-BLAST MIMO-OFDM***的迭代信道估计方法对信道的多普勒频移是鲁棒的。但当移动台速率达到200km/h以上时，由于信道变化太快，线性内插和维纳内插时的性能都会急剧下降。

以上给出的具体实施例，是以四发四收V-BLAST MIMO-OFDM***为例，但本发明不限于四发四收***，还可以扩展到不同的发送和接收天线***中。

Claims (6)

1、一种基于多入多出正交频分复用***的迭代信道估计方法，其特征在于，在***发送端对发送数据进行导频***，在信道估计时，首先利用线性内插或维纳内插方法将数据处的初始信道估计出来，然后利用估计出的初始信道，经过信道译码得到原始发送数据的硬值或软值，并在***接收端将得到的硬值或软值再次进行信道编码、信道交织和星座图映射，接着经过期望最大化迭代信道估计方法进行迭代信道估计，并对***信号检测和信道译码进行大的迭代。

2、根据权利要求1所述的基于多入多出正交频分复用***的迭代信道估计方法，其特征是，***发送端对每一帧数据***连续的频域导频序列，这些频域导频序列之间是正交的，在接收端通过导频序列得到发送的导频信道响应。

3、根据权利要求1所述的基于多入多出正交频分复用***的迭代信道估计方法，其特征是，利用期望最大化迭代信道估计方法估计出***的信道频域响应后，将信道的频域响应H转换成时域冲激响应h，然后对h进行低通滤波，再将滤波后的信道时域冲激响应转换到频域，用于下一步的迭代信道估计。

4、根据权利要求1所述的基于多入多出正交频分复用***的迭代信道估计方法，其特征是，***发送端对发送信号进行信道编码和信道交织均是基于每一帧信号进行的，接收端利用线性或维纳内插进行初始信道估计后，信道译码和信道解交织和发送端相对应，也是基于每一帧信号进行的。

5、根据权利要求4所述的基于多入多出正交频分复用***的迭代信道估计方法，其特征是，在对每一帧数据进行信道译码后，将得到的判决信号在接收端重新进行信道交织、Turbo编码和星座图映射，然后再进行期望最大化迭代信道估计。

6、根据权利要求4所述的基于多入多出正交频分复用***的迭代信道估计方法，其特征是，在进行数据的初始信道估计和期望最大化迭代信道估计后，将经过EM迭代更新的更精确的信道频域响应值反馈到接收端，进行V-BLAST多入多出正交频分复用***的信号检测，然后再将检测的信号值进行信道译码得到发送信号的软值或硬值，接着再根据信道估计性能要求继续下一步迭代信道估计，直到达到要求为止。

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