CN1578181A - 瑞克接收器之信道系数加权方法及装置 - Google Patents

Abstract

在瑞克接收器之信道系数可变加权方法中，基于一发射机及/或传输信道及/或接收器特性之至少一变量将会加以评估。随后，一校正因子将会基于评估结果以决定。随后，这些信道系数将会乘以这个校正因子，且，这些校正信道系数将会用做瑞克接收器之等化基础。

Description

瑞克接收器之信道系数加权方法及装置

〔技术领域〕

本发明系有关于利用信道预测器计算之信道系数加权方法及装置。

〔背景技术〕

常见于码分多址(CDMA)传输***之一种典型接收器观念即是所谓之瑞克接收器。瑞克接收器之操作方法乃是基于经由各种传输路径转送进来之信号贡献加权，及，这些信号贡献加权之同步加总。为了达到这个目的，瑞克接收器可能会具有许多分指，且，个别分指之输出均会连接至一组合器。在操作期间，这些分指会分别关连于个别传递路径，且，执行路径特定之解调变程序(诸如：延迟、解展频、符号成型、路径加权乘法)。另外，这个组合器则会迭加这些信号成分，其乃是经由各种传递路径转送进来，且，分别关连于相同之信号。

需要注意的是，路径加权计算会需要一信道预测步骤。这个传输信道之信道系数可以提供于这个信道预测步骤。随后，这些信道系数便可以应用于瑞克均衡器之路径加权计算。路径加权计算之方法可能会有多种选择：

路径加权计算之标准方法会具有下列步骤，包括：基于一导引信道产生之一信道预测步骤，及，如此取得信道系数之复数共轭步骤，藉以提供做为经由一有效载荷数据信道传输进来之一信号之等化路径加权。在通用移动电话***(UMTS)之例子中，所谓之共享导引信道(CPICH)可以提供做为各个基地台(BS)之一共享导引信道。另外，具有256个码片且已知于个别行动无线接收器之一特定共享导引信道(CPICH)数码亦可以经由这个共享导引信道(CPICH)实施连续且重复之传输。这些信道系数可以经由这个接收共享导引信道(CPICH)数码及某个已知共享导引信道(CPICH)之比较以得到。有效载荷资料并不可以经由这个共享导引信道(CPICH)以进行传输。在通用移动电话***(UMTS)标准中，举例来说，下行专用实体信道(DPCH)便可以提供做为有效载荷数据传输之用。利用先前所述之标准方法，一特定用户(行动站台)预期且经由一下行专用实体信道(DPCH)以进行传输之有效载荷数据信号便可以利用这些复数共轭信道系数实施解调变步骤。并且，这些复数共轭信道系数乃是基于这个下行专用实体信道(DPCH)之信道预测决定，且，可以随后提供做为这个有效载荷数据信号之解调变(等化)路径加权。

再者，路径加权计算之方法需要基于最大比例组合(MRC)原则。利用这种方法，关连于个别传输路径之这些信道系数便可以利用路径特定信号噪声功率及干扰比(SINR)以实施加权步骤、然后再进一步实施组合(加总)步骤。在组合步骤以前，个别路径贡献之信号噪声功率及干扰比(SINR)加权需要造成这个组合信号之最大信号噪声功率及干扰比(SINR)，藉以符合先前所述之最大比例组合(MRC)原则。

最终，一接收器性能之关键因子乃是这个接收器之重建数据信号之位误码率(BER)。这个位误码率(BER)可能会因为次理想设计而受到负面影响，其可能会涵盖：由射频区段天线至信道译码器输出(若存在)之接收信号路径之所有处理步骤。一般而言，最大比例组合(MRC)原则，相较于先前所述标准方法(利用信道系数以实施路径加权计算之方法)，应该会得到一较低之位误码率(BER)。然而，最大比例组合(MRC)原则亦可能具有下列缺点，亦即：最大比例组合(MRC)可能会需要更高之计算复杂度，因为个别传递路径均需要计算其信号噪声功率及干扰比(SINR)。

德国专利申请案，其发明名称为”Verfahren und Vorrichtungzur Berechnung von Pfadgewichten in einem Rake-Empf_nger”〔瑞克接收器之路径加权计算方法及装置〕、并在2003年6月24日经由本案发明人递件申请，便是在基于信道系数之路径加权计算中利用一正规化因子。这个正规化因于会同时考量及补偿专用(用户特定)有效载荷数据信道之发射机功率调节，其并无法在基于共享导引信道(CPICH)之信道系数决定步骤时列入考量。一般而言，这种量测亦可以达到位误码率(BER)之降低。

有鉴于此，本发明之主要目的便是提供一种方法及装置，藉以达到尽可能高之接收器性能、尽可能低之位误码率、及尽可能低之计算复杂度。

〔发明内容〕

本发明之上述及其它目的乃是利用权利要求独立项之特征加以达到。另外，本发明之各种调整及演进则是利用权利要求附属项之特征加以达到。

根据权利要求第1项，本发明之解决手段乃是基于瑞克接收器之信道系数可变加权方法。首先，一传输信道之复数个传递路径将会个别实施信道系数之预测。并且，表示一发射机及/或传输信道及/或接收器特性之一变量将会进行评估。随后，至少一传递路径之一校正因子便可以表示为这个评估结果之一函数。这个传递路径之预测信道系数会乘上这个校正因子(其乃是基于这个评估结果)，进而根据这个信道系数及这个校正因子之乘积以实施瑞克接收器之等化。

本发明乃是基于下列发现，亦即：最大比例组合(MRC)之增益及/或考量专用有效载荷信号功率调节之增益有可能会随着欲达到之位误码率(BER)而大幅变动，亦即：传输情境及发射机及/或接收器特性之一函数。虽然考量路径特定信号噪声功率及干扰比(SINR)或噪声变动(最大比例组合(MRC)原则)，或，考量正规化因子以补偿路径加权之功率调节影响可能会在特定情况下得到好处，但是，在其它情况(传输情境，发射机及/或接收器特征)下之数量增益却可能无法认可这个校正因子计算之额外计算复杂度。在较糟糕之情况下，这个校正因子计算可能会关连于一高预测不准确性，并且，利用这个校正因子，相较于标准方法(其中，路径加权即是复数共轭信道系数)，亦可能会导致这个位误码率(BER)之降低。有鉴于此，本发明便是利用不同方式计算之校正因子(基于现有发射机、传输信道、及/或接收器特征)，及，利用不同方法计算之路径加权(用于等化步骤)，藉以根据实际***规模而达到最佳接收器效能。

如此，在最大比例组合(MRC)原则无法得到显著增益之情况下(亦即：在实际***规模之增益有限时)，本发明便可以利用习知组合原则(亦即：标准方法)得到几乎相等之接收器性能，且，仅需要一较低计算复杂度。这种方法亦可以得到一降低之功率消耗。另外，校正因子预测可能会轻易产生误差及最大比例组合(MRC)原则可能会导致较差结果(相较于标准方法)之困难传输情境亦可以明确指定。如此，习知标准方法便可以实施于这些情况，藉以得到较低之功率消耗及较低之计算复杂度。

在接收期间，重新评估至少一特性变量，及，根据这个评估结果之一函数决定校正因子之步骤可以连续且重复地实施。也就是说，这个接收器可以连续地操作于最佳接收器性能及最佳功率消耗之一操作状态。

根据本发明之第一较佳实施例，这个校正因子可能会将一预设固定数值或至少一下列数值预设为这个评估结果之一函数，亦即：一传输信道特定增益预测及一导引信道基础增益预测之比例，这个传输信道之一传递路径之一噪声变动预测数值，或，一传输信道特定增益预测及一导引信道基础增益预测之比例及这个传输信道之一传递路径之一噪声变动预测数值之乘积。换句话说，一习知标准组合可能会实施于第一操作模式，且，发射机功率调节补偿可能会启动或中断，或，最大比例组合(MRC)可能会启动或中断，或，先前所述之两种方法可能均会实施于其它操作模式。若这个传输信道之发射机功率调节没有实施补偿步骤，则这两个增益预测便不需要计算。若最大比例组合(MRC)功能已经中断，则这些路径特定噪声变动便不需要计算。

一特性变数(藉以实施发射机及/或传输信道及/或接收器特性之评估)最好能具有基于瑞克接收器，相对于发射机，之速度。当速度大于一限制速度时，这个传输信道之传输特征可能会在数码字符期间发生变动(在通用移动电话***(UMTS)中，一数码字符期间可以表示为一传输时间间隔(TTI))。在这种情况下，本发明不仅可以补偿发射机功率调节(在这个校正因子中，考量一传输信道特定增益预测及一导引信道基础增益预测之比例)，且，亦可以达到最大比例组合(MRC)(在这个校正因子中，考量路径特定噪声变动预测数值)。

另外，评估发射机及/或传输信道及/或接收器特性之一变量最好能够具有传输信道功率是否已在发射机中实施调节之表示。发射机功率调节补偿将不会提供于接收器之路径加权计算，除非传输信道功率已在发射机中实施调节。

另外，选择操作模式之一变量最好能够基于一变量，其乃是表示：一相加性高斯白噪声(AWGN)噪声成分(出于相邻小区干扰)或一递减噪声成分(出于小区内部多重路径干扰)是否构成这个接收信号之关键部分。最大比例组合(MRC)的启动仅会发生于第二种情况(一递减噪声成分会构成这个接收信号之关键部分)。

另外，一变量最好能够加以考量，其系表示经由这个传输信道转送信号之信号噪声功率及干扰比(SINR)。仅有在信号噪声功率及干扰比(SINR)足够高之情况下，最大比例组合(MRC)之启动及发射机功率调节之补偿才有其需要。

另外，在选择操作模式时，其它具有影响性之变量，诸如：信道简介信息，亦可以列入考量。

〔附图说明〕

本发明系利用较佳实施例之文字，参考所附图式详细说明如下，

其中：

第1图系表示通用移动电话***(UMTS)之标准中，下行专用实体信道(DPCH)之数据结构；

第2图系表示发射机信号处理及传输信道，对于共享导引信道(CPICH)及有效载荷数据信道(DPCH)信号向量(在接收器进行接收)之影响示意图；

第3图系表示瑞克接收器之电路示意图，其系具有根据本发明之校正因子计算单元，其系利用操作模式之一函数实施校正因子计算，藉以用来实施路径加权计算；

第4图系表示两种不同操作模式，在第一传输情境下，之方块误码率(BER)示意图，其系相对于下行专用实体信道(DPCH)个别码片平均传输能量及整体传输功率密度之比例(Ec/Ior)；以及

第5图系表示两种不同操作模式，在第二传输情境下，之方块误码率(BER)示意图，其系相对于下行专用实体信道(DPCH)个别码片平均传输能量及整体传输功率密度之比例(Ec/Ior)。

〔具体实施方式〕

根据本发明之方法将会利用一较佳实施例之文字(更具体地说，下行专用实体信道(DPCH)之路径加权计算步骤)加以详细说明。这个较佳实施例乃是基于符合通用移动电话***(UMTS)要件之一瑞克接收器。然而，根据本发明之方法亦可以应用于其它数据信道之路径加权计算步骤，且，亦可以应用于第三代或其后续演进之各种类型行动无线***。

为加强本发明之了解，第1图乃是表示这个下行专用实体信道(DPCH)之帧及时隙结构。这个帧之周期为10ms，且，总共具有十五个时隙，其分别表示为时隙#0至时隙#14。这些字段D、TPC、TFCI、DATA、导频会分别传输于个别时隙。这些字段D、DATA分别具有展频数码数据符号形式之有效载荷数据。这两个数据域位亦可以共同形成所谓之专用实体数据信道(DPDCH)。另外，这个字段TFC(传输控制控制)可以应用于功率调整步骤。这个字段TFCI(传输格式组合指针)可以将这些传输信道(这个传输帧即是基于这些传输信道)之传输格式发送至这个接收器。这个字段导频可以具有四至三十二个(专用)导引码片。整体而言，个别时隙会分别具有二五六0个码片。个别码片之周期时间则是0.26μs(在通用移动电话***(UMTS)中，个别码片之周期时间会设计为固定大小之数值)。

以下，这个较佳实施例乃是基于经由M个传递路径之下行连结(亦即：基地台(BS)至行动站台之下行路径)之多重路径传递。假设：同步化接收(包括：单一符号时间周期之解展频、解扰频、积分等处理步骤)均已经实施完成。在同步化接收中，这些解展频及解扰频步骤乃是利用数码序列之乘法操作加以提供(数码序列之能量已经正规化至码片位准)，且，将会针对个别瑞克分指之关连传递路径加以实施(根据一瑞克接收器之正常操作方法)。另外，在同步化接收中，这个符号时间周期之后续积分步骤可以称为积分及转储，且，将会各自使同步化、解展频、解扰频码片相加至一符号。欲相加码片之数目乃是基于个别信道之展频因子SF(个别信道之路径成分将会在相关瑞克分指中实施解调变步骤)，且，乃是利用习知方法加以预定。在这个积分器之信号路径下行传输中，数据传输乃是基于符号时脉速率。藉此，这些接收符号序列便可以利用向量x_C(k)表示主要共享导引信道(P-CPICH)(共享导引信道(CPICH)通常会包括所谓之主要共享导引信道(P-CPICH)及次要共享导引信道(S-CPICH))，及，利用向量x_D(k)表示下行专用实体信道(DPCH)，其中，个别向量成分会分别关连于经由m＝1，...，M个传递路径之某一传递路径进行传输之一符号序列：

x_C(k)＝〔x_C；1(k)  ...x_C；m(k)  ...x_C；M(k)〕^T    (1)

x_D(k)＝〔x_C；1(k)  ...x_C；m(k)  ...x_C；M(k)〕^T    (2)

主要共享导引信道(P-CPICH)及下行专用实体信道(DPCH)之个别向量成分可以表示为：

x_C；m(k)＝W_Ca_C；m(k)p_C(k)+n_C；m(k)    (3)

x_D；m(k)＝W_Xa_D；m(k)s_X(k)+n_D；m(k)    (4)

其中，信道专用实数增益可以表示为：

W_C＝W_C，offsetW_C，SF                  (5)

W_X＝W_X，offsetW_PCW_D，SF

其中，W_X，offset＝{W_D，offset，W_TPC，offset，W_{TFCI，offset}，W_DATAoffset}

                                                                      (6)

另外，路径特定复数信道系数可以表示为a_C，m(k)、a_D，m(k)，噪声贡献可以表示为n_C，m(k)、n_D，m(k)，能量正规化导引序列可以表示为p_C(k)，能量正规化数据符号(D)、传输功率控制(TPC)、传输格式组合指针(TFCI)、数据符号序列(DATA)可以表示为s_X(k)＝p_D(k)、s_TPC(k)、s_TFCI(k)、S_DATA(k)。另外，这些加权W_C，offset、W_X，offset将会考量主要共享导引信道(P-CPICH)之发射机端增益及下行专用实体信道(DPCH)之字段X，且，这些加权W_C，SF、W_D，SF将会考量主要共享导引信道(P-CPICH)及下行专用实体信道(DPCH)之个别展频因子。这个加权W_PC将会考量下行专用实体信道(DPCH)之功率调节步骤。在一通用移动电话***(UMTS)时隙期间，这些加权W_C、W_X将会维持常数。另外，这个加权W_PC，根据功率调节步骤之结果，则会在各个时隙中具有不同数值。

第2图乃是表示这些复数向量x_C(k)、x_DSCH(k)之组合。这个发射机之产生程序至少包括下列步骤：根据等式(3)、(5)及根据等式(4)、(6)，籍以实施个别符号序列之加权步骤。第2图乃是基于下列假设，亦即：启始序列p_C(k)及启始序列p_D(k)、s_TPC(k)、s_TPCI(k)、s_DATA(k)均会基于码片能量E_chip＝1以实施正规化。这些功率设定数值W_C，offset、W_X，offset、数据符号序列(X＝D)、传输功率控制(TPC)、传输格式组合指针(TFCI)、数据序列(DATA)虽然可能不同，但，在下文中，却可以全部视为常数。定义展频增益之这些因子W_C，SF、W_D，SF乃是利用主要共享导引信道(P-CPICH)之展频因子SF_C及下行专用实体信道(DPCH)之展频因子SF_D加以决定。也就是说，W_C，offset＝SF_C，且，W_X，offset＝SF_D。如先前所述，这个因子W_PC将会考量功率调节机制，其仅会实施于这个下行专用实体信道(DPCH)。

应该注意的是，在这种较佳实施例中，这些功率设定数值W_C，SF、W_D，SF之比例信息并不需要事先知道。

这个信道之影响乃是利用这个信道脉冲响应a(k)及这个噪声贡献n(k)加以表示。应该注意的是，这两个变量乃是利用一码片时间之基础，描述这个信道之行为，亦即：利用指数k进行索引。另外，个别展频因子SF_C、SF_D均会列入个别向量成分(也就是说，个别传递路径)之整体考量，其中，个别向量成分乃是利用信道脉冲响应a(k)进行滤波，且，利用个别展频因子进行下取样。这些对应之滤波器h_C(k)及h_D(k)可以表示为：

h_C(k)＝1/SF_C      k∈〔0，SF_C-1〕

           0      else

h_D(k)＝1/SF_D      k∈〔0，SF_D-1〕

           0      else

这些噪声贡献之向量n_C(k)、n_D(k)(其分别利用一符号时间周期之基础加以定义)可以经由这个信道噪声n(k)及个别展频因子SF_C ^1/2，SF_D ^1/2之乘法取得，且，可以利用对应展频因子实施下取样步骤。这些噪声贡献之向量n_C(k)、n_D(k)会相加性地包含于这些向量x_C(k)、x_D(k)中。

这个接收器之路径加权计算步骤，其可能会应用于这个下行专用实体信道(DPCH)之等化步骤，将会详细说明如下。

若仅仅考量这个下行专用实体信道(DPCH)之数据成分(字段D、DATA)，举例来说，则一瑞克接收器之决定变量Z_DATA(k)将可以表示为全部路径贡献之加权总和，亦即：

Z_DATA＝∑^M _m＝1W^* _DATA；m(k)x_DATA；m(k)           (7)

其中，

x_DATA；m(k)＝W_DATAa_D；m(k)s_DATA(k)+n_D；m(k)    (8)

             (信号有效载荷成分)+(干扰成分)

在这个较佳实施例中，用于瑞克等化步骤之路径加权W_DATA；m(k)通常会具有这个信道系数W_DATAaD；m(k)之一预测。

信道预测之一种可能方法乃是利用基于主要共享导引信道(P-CPICH)之信道系数预测做为结果信道系数x_DATA；ma_D；m(k)(其中，m＝1，...，M)之预测数值，也就是说：

W_DATA；ma_D；m(k)＝W_Ca_C；m(k)+ε_C；m(k)         (9)

其中，等式(9)之ε_C；m(k)项乃是表示相加性之预测误差，其可能会产生额外之干扰影响，且，负面影响可达到之信号噪声功率及干扰比(SINR)。

1.习知路径加权计算之标准方法(也就是说，公知技术之已知方法)将会包括下列步骤，亦即：利用结果信道系数x_DATA；ma_D；m(k)(其中，m＝1，...，M)之预测数值以做为路径加权。

W_DATA；m(k)＝W_DATA；ma_D；m(k)            (10)

2.基于最大比例组合(MRC)原则之路径加权计算方法(同样地，公知技术之已知方法)将会包括下列步骤，亦即：利用结果信道系数x_DATA；ma_D；m(k)(其中，m＝1，...，M)之预测数值与第m路径之干扰功率之加权以做为路径加权。

若考量这个下行专用实体信道(DPCH)之数据域位DATA，则第m路径之信号噪声功率及干扰(SINR)可以表示为：

ρ_DATA；m＝S_DATA；m/N_D；m＝W² _DATA|a_D；m|²/σ_D；m      (11)

其中，

W_DATA＝W_{DATA，offset}W_PCW_D，SF                         (12)

在这种情况下，S_DATA；m＝W² _DATA|a_D；m|²可以表示第m路径之数据信号功率，且，N_D；m＝σ_D；m ²可以表示第m路径之干扰功率。

基于最大比例组合(MRC)原则之路径加权可以表示为：

W_DATA；m(k)＝W_DATAa_D；m(k)/σ_D；m ²                    (13)

3.另一种路径加权计算方法乃是利用结果信道系数x_DATA；ma_D；m(k)(其中，m＝1，...，M)之预测数值乘上一校正因子(表示这个信道之一增益预测，其功率调节至这个主要共享导引信道(P-CPICH)之一增益预测 之比例)，藉以做为路径加权。这个比例可以补偿这个功率调节信道之功率调节。这个数据域位DATA之预测增益数值(举例来说，用于这个功率调节下行专用实体信道(DPCH)之考量)可以表示为

$W_{\mathrm{DATA};m}\left(k\right)=({\hat{W}}_{\mathrm{DATA}}/{\hat{W}}_C)W_{\mathrm{DATA}}{a}_{D;m}\left(k\right)---\left(14\right)$

这种方法之背景乃是：即使预测误差并不存在，方法1及方法2亦可能会具有一基本缺点，亦即：根据等式(10)，W_DATA；m(k)＝W_DATA；ma_D；m(k)。然而，根据等式(9)之主要共享导引信道(P-CPICH)预测却会得到W_DATA；m(k)＝W_Ca_C；m(k)。应该注意的是，这些信道系数a_C；m(k)、a_D；m(k)均会假设为相同，且，这些索引仅是用来表示：这些信道系数结果到底是来自于主要共享导引信道(P-CPICH)之处理，或是来自于下行专用实体信道(DPCH)之处理。若考量等式(5)及等式(6)，则主要共享导引信道(P-CPICH)特定增益W_C＝W_C，offsetW_C，SF与下行专用实体信道(DPCH)特定增益W_DATA＝W_{DATA，offset}W_PCW_D，SF将会出现这个关键因子W_PC之差异。相对于其它加权因子W_C，offset、W_C，SP、W_{DATA，offset}、W_D，SF，这个加权因子W_PC乃是关键因子，因为这个功率调节加权因子W_PC可以随着时隙(亦即：随着字符数码)而改变。相关于下行专用实体数据信道(DPDCH)(更明确地说，下行专用实体信道(DPCH)之数据域位D、DATA)之功率调节，这个加权因子W_PC将会导致组合数据符号之加权失真。在这种情况下，由于功率调节补偿之递减影响，W_C及W_DATA之比例，在单一字符数码内，可能会在10dB大小范围内变动。另外，基于等式(14)考量这个下行专用实体信道(DPCH)之功率调节即表示：将功率正规化输入数据供应至信道译码器(连接至瑞克均衡器之下行传输)。藉此，信道译码器之性能便可以改善，进而降低位及方块误码率。

4.组合方法2(最大比例组合(MRC)原则)及方法3(考量下行专用实体信道(DPCH)功率调节)，藉以得到：

$W_{\mathrm{DATA};m}\left(k\right)=({\hat{W}}_{\mathrm{DATA}}/{\hat{W}}_C)(W_{\mathrm{DATA}}{a}_{D;m}\left(k\right)/{{\mathrm{\σ}}_{D;m}}^2)---\left(15\right)$

总而言之，在方法1至方法4中，利用等式(9)计算之信道系数均会乘上一校正因子f，藉以计算这些路径特定之路径加权，其中，这个校正因子f可以定义为：

$f=({\hat{W}}_{\mathrm{DATA}}/{\hat{W}}_C)(1/{{\mathrm{\σ}}_{D;m}}^2)---\left(16\right)$

在这种情况下，第一乘积项、第二乘积项、两个乘积项、或没有乘积项之启动或中断状态均有其可能(也就是说，可能会设定为1)。

这些乘积项可以根据发射机、传输信道、及/或接收器特性之一函数进行启动/中断，其乃是由这个接收器决定，且，可以根据这些乘积项之启动/中断状态进行评估。以下，这些乘积项 及1/σ_D；m ²之启动/中断状态将会配合个别参数之一函数加以详细说明。

第一参数(决定这个校正因子f之两个乘积项是否均应该启动)乃是移动电话(行动站台)之速度v。若这个速度v大于一取决于传输时间间隔(TTI)(也就是说，字符数码长度)之限制速度v_thresh＝f(TTI_length)，则一字符数码传输期间之传输特征将会显著变动。第一布尔变量a可以定义为：

a＝1    v＞v_throsh

   0    v≤v_thresh    (17)

通常，接收器之速度v可以搭配这个信道预测程序一并进行，且，可以是一变量(提供于接收器之各种情况)。

当功率预测机制启动时，利用这个校正因子f之一乘积项

将可以获得改善。第二布尔变量b可以定义为：

b＝1  功率调节开启

   0  功率调节关闭    (18)

要利用这个校正因子f之另一乘积项1/σ_D；m ²，噪声成分σ_D；m ²之组成便需要了解。根据个别组合数据符号之噪声是否取决于其它小区之贡献(相加性高斯白噪声(AWGN)响应)，或，是否取决于特定小区之多重路径干扰(递减响应)，这个校正因子f之另一乘积项1/σ_D；m ²之启动/中断将会受到影响。N^_AWGN乃是表示预测相邻小区干扰功率，且，N^_MP乃是表示小区内部多重路径干扰功率。另外，其它布尔变量亦可以评估这些关系：

c₁＝1  N^_MP＞N^_AWGN

     0  N^_MP≤N^_AWGN

c₂＝1  N^_MP＞N^_AWGN

     0  N^_MP≤N^_AWGN    (19)

这个布尔变量c₁乃是基于二噪声功率位准之预测。这个布尔变量c₂乃是基于这个展频因子SF_D及一限制展频因子SF_thresh之比较。由于这个展频因子SF_D及这个比例N_MP/N_AWGN大致呈正比关系，因此，这个展频因子SF_D将可以定义，进而使N_MP≈N_AWGN。同时，模拟结果亦显示：在SF_thresh＝64或SF_thresh＝32之情况下，这种条件均可以获得满足。

c₁或c₂可以选择性地做为第三布尔变量c。利用c₁具有较佳准确性之好处，且，利用c₂具有较容易决定之好处。

第四布尔变量d可以定义为：

d＝1  SINR＞SINR_thresh

   0  SINR≤SINR_thresh    (20)

这个布尔变量乃是评估一信号噪声功率比是否存在，其可以或不可以容许这个校正因子f之两个乘积项之足够精确性预测。

基于这些布尔变数a、b、c、d，这个校正因子f之两个乘积项便可以根据下列规则进行启动或中断：

${\hat{W}}_{\mathrm{DATA}}/{\hat{W}}_C={\hat{W}}_{\mathrm{DATA}}/{\hat{W}}_C---a^b^d=1$

               1    else

1/σ^_D ²＝1/σ^_D ²    a^c^d＝1

               0    else                      (21)

在这种情况中，^乃是表示逻辑AND运算。

这个校正因子f可以连续且重复地重新计算，进而得到连续之最佳化接收器行为，相对于接收品质及功率消耗之商数。在这种情况下，应该注意的是，这个校正因子f之两个乘积项之启动及中断均需要发生于传输时间间隔(TTI)之间隔边界。

应该注意的是，这些布尔变量(如等式(17)至等式(20)所示)及启动/中断规则(如等式(21)所示)亦可以加入其它变量，或，亦可以利用其它方式实现。举例来说，信道简介特征便可以列入额外参数之考量。本发明之基本特色乃是利用这个校正因子f之两个乘积项之情境关连启动及中断，藉以根据信道预测程序期间之信道系数达到路径加权计算之目的。

第3图乃是表示一瑞克接收器之简化示意图，其中，这个瑞克接收会具有根据本发明之一单元，藉以将校正因子计算为操作模式之一函数，进而决定路径加权。一瑞克接收器之设计乃是已知，且，仅会配合下文粗略地解释。一瑞克接收器会具有复数个瑞克分指RF1、RF2、...、RFn，其中，这些瑞克分指乃是彼此平行设置，且，分别具有一延迟电路级RAM、一时变内插器TVI、一解展频电路级DS、一积分器I&D、及一乘法器M。这些瑞克分指RF1、RF2、...、RFn之输出会传送至一加法器ADD，藉以相加这些信号贡献(已经利用路径基础加以解调变)，及，重建这个传输信号。

一瑞克接收器之操作方法将会说明如下：

在输入侧边，这个瑞克接收器会供应全部接收信号迭加而成之一整体信号，包括：主要共享导引信道(P-CPICH)之导引信号及下行专用实体信道(DPCH)之有效载荷数据信号。这个延迟单元RAM及这个时变内插器乃是用于这些瑞克分指RF1、RF2、...、RFn之同步化。为达到这个目的，一搜寻装置SE将会决定这个信道简介，其可能会具有各个传递路径之时间延迟。各个内存RAM会利用这个搜寻装置SE之某个时间延迟进行驱动，也就是说，确保经由这个内存RAM读取之一取样数值，相对于读取时间，可以延迟适当之路径特定时间延迟。因此，各个瑞克分指RF1、RF2、...、RFn均会关连于这个传输信道之一特定传输路径。利用取样信道提供(举例来说，两倍码片速率)且同步于时间精确性之取样数值则会产生于这个内存RAM之输出。

精细时间同步乃是利用这些时变内插器TVI实施，藉以将取样时间调整(重新计算)为一前/后关连器E/L之输出信号。另外，这些时变内插器TVI会将取样速率降低至码片速率。这些时变内插器TVI乃是用来确保：存在这些时变内插器TVI之信号路径下行传输之取样数值总是表示最佳取样时间之取样数值(也就是说，具有最大码片能量)。

在这个解展频电路级DS中，这些到达取样数值均会乘以这个信道特定信道数码，及，乘以这个基地台(BS)特定扰频数码。这两个数码乃是利用一展频数码产生单元SCG提供。这个解展频程序可以分离用户，并在经由复数个基地台(BS)接收一信号之情况中，选择某一传输基地台(BS)。

这些积分器I&D乃是用来积分一符号长度之取样数值(码片)。由于一符号会具有SF个码片，这SF个码片均会利用这些积分器I&D加总，且，输出做一符号。

此时，这些信号向量x_D(k)及x_C(k)将可以提供于这个瑞克接收器之数据传输路径。个别向量成分乃是利用某一瑞克分指RF1、RF2、...、RFn产生。藉此，这些路径特定信号贡献(向量成分)便可以利用这些乘法器M，实施与路径特定路径加权之相乘，如等式(7)所示。

一信道预测器KS乃是基于一导引信道(举例来说，主要共享导引信道(P-CPICH))以决定这些信道系数。基于等式(9)之这些预测信道系数W_Ca_C；m(k)乃是产生于这个信道预测器之输出2。这些预测信道系数则会利用一乘法器MULT，藉以与这个校正因子f相乘。

一控制单元CON及一关连单元Z乃是用来决定这个校正因子f。这个控制单元CON会接收这些参数V、PC(功率调节开/关)、N^_MP、N^_AWGN、SINR。这个控制器CON会根据等式(17)至等式(20)以计算这些布尔变量a、b、c、d。这个关连单元Z会根据等式(21)之布尔变量a、b、c、d之一函数，选择性地启动/中断这个校正因子f之两个乘积项，藉以计算这个校正因子f。藉此，这个校正因子f便可以产生于这个关连单元Z之输出4。并且，这些信道系数与这个可变校正因子f之乘积将会发射于这个乘法器MULT之输出5，藉以做为路径加权。

第4图乃是表示一实际接收器之方块误码率，相对于这个下行专用实体信道(DPCH)个别码片之平均传输能量及整体传输能量密度之比例E_C/Ior(以dB为单位)，在这个校正因子f之乘积项1/σ^_D ²为开启(UMRC＝0)及关闭(UMRC＝1)之第一传输情境下。第一传输情境乃是基于行动无线信道之一递减响应(N^_AWGN＜N^_MP)及384kbps之一传输速率。第一种情境乃是基于具有两路径之一多重路径信道，其信号衰减分别为0dB及10dB。这个行动站台乃是以低速度移动(3km/h)，且，这个传输乃是基于这个有效载荷数据信道(DPCH)之一高展频因子(SF_D＝128)。根据第4图所示，低速度及高展频因子即表示：这个校正因子f之乘积项1/σ^_D ²将不会产生显著改善。因此，这个校正因子f之乘积项1/σ^_D ²将不会启动。

第5图乃是基于一种传输情境，其中，这个行动站台乃是以高速度移动(120km/h)，且，传输信道将会具有一递减响应，且，具有384kbps之一传输速率。在这种情况下，当利用一低展频因子(SF_D＝32)，且，考量一多重路径信道时，四个传递路径之信号衰减分别为0dB、-4dB、-6dB、-9dB。由此可知，基于低展频因子及高速度移动，这个校正因子f之乘积项1/σ^_D ²将可以产生显著改善。这个校正因子f之乘积项1/σ^_D ²之启动将可以产生大约0.3dB之改善。

基于最大比例组合(MRC)原则之噪声变动σ^_D ²计算乃是公知技术，因此，这个部分之详细说明将不再重复。

一方面，等式(22)将会产生这个下行专用实体信道(DPCH)之字段元DATA中，全部数目K_DATA之符号之路径特定信号平均。随即，行动无线小区Z之信号功率S_DATA(z)便可以基于平均路径特定信号功率位准进行计算。这个计算步骤可以根据等式(23)，利用行动无线小区Z之M(Z)个传递路径之全部相总达到。

(|X_DATA；m|²)’＝(1/K_DATA)∑_k＝1 ^KDATA|X_DATA；m(k)|²      (22)

S_DATA(Z)＝∑_m＝1 ^M(Z)(|X_DATA；m|²)’-M(Z)N_D(Z)            (23)

在这种情况中，N_D(Z)乃是表示这个下行专用实体信道(DPCH)之噪声功率，其乃是平均这个小区Z之全部传递路径。这个步骤乃是利用习知方法决定，藉以基于最大比例组合(MRC)原则进行噪声变动σ^_D ²之计算。

另一方面，主要共享导引信道(P-CPICH)之功率乃是利用下列等式计算：

(y_C；m)’＝(1/K_C)∑_k＝1 ^KC(W_Ca^_C；m(k))

S_C(Z)＝∑_m＝1 ^M(Z)|(y^_C；m)|²             (24)

在这种情况中，这个主要共享导引信道(P-CPICH)之(信道滤波)导引符号将可以做为输入变量，其表示为：W_Ca^_C；m(k)。

最后，这个小区Z之比例 将可以利用这个下行专用实体信道(DPCH)之数据域位DATA之信号功率数值S_DATA(Z)及这个主要共享导引信道(P-CPICH)之信号功率位准S_C(Z)，藉以表示为：

$({\hat{W}}_{\mathrm{DATA}}/{\hat{W}}_C)\left(Z\right)={(S_{\mathrm{DATA}}\left(Z\right)/S_C\left(Z\right))}^{1/2}---\left(25\right)$

Claims (17)

1.一种瑞克接收器之信道系数可变加权方法，包括下列步骤：

(A)预测一特定传输信道之复数传递路径之信道系数；

(B)评估基于一特定发射机及/或传输信道及/或接收器特性之至少一变量；

(C)决定一校正因子(f)，其系至少一信道系数评估结果之一函数；以及

(D)相乘该信道系数及该校正因子(f)，且，该瑞克接收器之等化系基于该信道系数及该校正因子(f)之乘积。

2.如权利要求第1项所述之方法，其特征在于：

在接收期间，步骤(b)及(c)系连续且重复地实施。

3.如权利要求第1或2项所述之方法，其特征在于：

该校正因子(f)系假设一预设固定数值或至少一下列数值，其系至少一评估结果之一函数，包括：

-一传输信道特定增益预测及一导引信道基础增益预测之一比例；

-该传输信道之一传递路径噪声变动之一预测数值；以及

-一传输信道特定增益预测及一导引信道基础增益预测之一比例，与，该传输信道之一传递路径噪声变动之一预测数值之乘积。

4.如权利要求第3项所述之方法，其特征在于：

该校正因子(f)可以假设权利要求第3项所述之全部四个数值。

5.如权利要求第1至4项之任何一项所述之方法，其特征在于：

对于一第一评估结果而言，该校正因子(f)系表示为f＝1；

对于一第二评估结果而言，该校正因子(f)系表示为 $f$ $={\hat{W}}_{\mathrm{DATA}}/{\hat{W}}_C$ 其中，

系该传输信道之发射机端增益之一预测数值，其中，该传输信道之功率系经过调节，且，

系一共享导引信道之发射机端增益之一预测数值；

对于一第三评估结果而言，该校正因子(f)系表示为 $f=1/{\widehat{{\mathrm{\σ}}_D}}^2,$ 其中， 系该传输信道噪声变动之一预测数值，其中，该传输信道之功率系经过调节；以及对于一第四评估结果而言，该校正因子(f)系表示为 $f=({\hat{W}}_{\mathrm{DATA}}/{\hat{W}}_C)(1/{\widehat{{\mathrm{\σ}}_D}}^2).$

6.如权利要求第1至5项之任何一项所述之方法，其特征在于：

评估该发射机及/或传输信道及/或接收器特性之一变量系该瑞克接收器相对于该发射机之速度。

7.如权利要求第1至6项之任何一项所述之方法，其特征在于：

评估该发射机及/或传输信道及/或接收器特性之一变量系表示：该传输信道之功率是否已经在该发射机中进行调节。

8.如权利要求第1至7项之任何一项所述之方法，其特征在于：

评估该发射机及/或传输信道及/或接收器特性之一变量系表示：相加性高斯白噪声(AGWN)成分(由相邻小区干扰造成)或递减噪声成分(由小区内部多重路径干扰造成)是否具有决定性。

9.如权利要求第1至8项之任何一项所述之方法，其特征在于：

评估该发射机及/或传输信道及/或接收器特性之一变量系表示：经由该传输信道传输之信号之信号噪声功率及干扰比(SINR)。

10.如权利要求第1至9项之任何一项所述之方法，其特征在于：

该校正因子(f)系因应于该评估结果之一改变，进而改变于经由该传输信道传输之有效载荷数据之字符数码之间隔边界。

11.一种瑞克接收器之信道系数可变加权装置，其系复数操作模式之一函数，包括：

-装置(KS)，用以预测一传输信道之复数传递路径之信道系数；

-装置(CON)，用以评估基于一发射机及/或传输信道及/或接收器特性之至少一变量；

-装置(Z)，用以选择a；

-装置(Z)，用以决定一校正因子(f)，其系至少一信道系数评估结果之一函数；以及

-装置(MULT)，用以相乘该信道系数及该特定校正因子(f)，且，该瑞克接收器之等化系基于该信道系数及该校正因子(f)之乘积。

12.如权利要求第11项所述之装置，其特征在于：

该校正因子(f)系假设一预设固定数值或至少一下列数值，其系该评估结果之一函数，包括：

-一传输信道特定增益预测及一导引信道基础增益预测之一比例；

-该传输信道之一传递路径噪声变动之一预测数值；以及

-一传输信道特定增益预测及一导引信道基础增益预测之一比例，与，该传输信道之一传递路径噪声变动之一预测数值之乘积。

13.如权利要求第11或12项所述之装置，其特征在于：

对于一第一评估结果而言，该校正因子(f)系表示为f＝1；

对于一第二评估结果而言，该校正因子(f)系表示为 $f={\hat{W}}_{\mathrm{DATA}}/{\hat{W}}_C$ 其中， 系该传输信道之发射机端增益之一预测数值，其中，该传输信道之功率系经过调节，且， 系一共享导引信道之发射机端增益之一预测数值；

对于一第三评估结果而言，该校正因子(f)系表示为 $f=1/{\widehat{{\mathrm{\σ}}_D}}^2,$ 其中，

系该传输信道噪声变动之一预测数值，其中，该传输信道之功率系经过调节：以及

对于一第四评估结果而言，该校正因子(f)系表示为 $f=({\hat{W}}_{\mathrm{DATA}}/{\hat{W}}_C)(1/{\widehat{{\mathrm{\σ}}_D}}^2).$

14.如权利要求第11至13项之任何一项所述之装置，其特征在于：

该评估装置(CON)系评估该瑞克接收器(RF1，RF2、…、RFn)相对于该发射机之速度，藉以做为该特性变数。

15.如权利要求第11至14项之任何一项所述之装置，其特征在于：

该评估装置(CON)系评估该传输信道之功率是否已经在该发射机中进行调节，藉以做为该特性变量。

16.如权利要求第11至15项之任何一项所述之装置，其特征在于：

该评估装置(CON)系评估一相加性高斯白噪声成分(由相邻信道干扰造成)或一递减噪声成分(由相互小区多重路径干扰造成)是否具有决定性，藉以做为该特性变量。

17.如权利要求第11至16项之任何一项所述之装置，其特征在于：

该评估装置(CON)系评估该信号噪声功率及干扰比(SINR)，藉以做为该特性变数。

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