CN1565090A - 使用混合加权的接收指及其在解调设备和方法中的应用 - Google Patents

Abstract

本发明涉及在智能天线***中使用混合速率加权的接收指，以及使用这种接收指的、用于解调信号的设备和方法。本发明在具有反向导频信道的无线通信网络中有用。此外，通过使用这种接收指，本发明提供了一种解调设备和方法，用于使高速宽带通信在智能天线***中可行。在业务信号和导频信号都从终端发送的这种3－G无线通信中，本发明使用导频信号计算最佳权矢量，且计算出的权矢量适用于具***元速率权的每一业务信号。

Description

使用混合加权的接收指及其在解调设备和方法中的应用

技术领域

本发明涉及在移动通信环境中，例如码分多址(CDMA)型移动通信等，进行信号接收的解调技术。更具体地，本发明涉及可应用于具有混合加权(意思是混合了码元速率与码片速率加权)的智能天线***的接收指(finger)，采用该接收指的解调设备和方法，以及用于记录用来体现该方法的程序的计算机可读记录媒体。

背景技术

广泛认识到，作为有效地增加移动通信***容量的工具的智能天线***的重要性。一般来说，已经知道，智能天线***可通过空间选择性接收而提高无线通信***的性能，空间选择性接收可以降低或消除干扰信号，。

在通常的情形下，智能天线***中所需的加权信息是从反向链路中的业务信道得到的。然而，用于解扩频(despreading)过程的积分区间不能取得足够长这一业务信道的固有特征，使得信息不可避免被劣化。

为了解决这一问题，有在1999年10月19日登记的、题目为“ReceivingApparatus and Method of Smart Antenna using Pilot Signals in CDMAMobile Telecommunication System”的韩国专利239177。在韩国专利239177中，每个天线单元处的信号与自适应权相乘，并被组合而产生阵列输出。该输出被以PN码解扩频并被适当地滤波。然而为了产生基准信号，被滤波的信号再次乘以同一PN码。专利239177中所公开的技术是基于从阵列输出与基准信号之间的差值产生的误差信号。该自适应过程通过借助于最小均方算法这一公知的技术使误差信号最小化，产生要与多个天线单元处的接收信号相乘的权。

然而这一方法的问题在于，要执行LMS算法，它实际上需要基准信号，用于产生在每个自适应步骤被最小化的差值。事实上，为了产生基准信号只需要将PN码乘以解扩频的接收信号的过程。这与接收或解调过程本身是绝对无关的。产生基准信号的过程必定会引起额外的延时和误差，以及由于PN码相乘所引起的复杂性。

作为另一个技术，有在2001年2月5日公布的、题目为“CDMA SignalDemodulator for an adaptive smart antenna system”的韩国专利申请1999-28020。在这一发明中，自适应智能天线***中的CDMA信号解调器包含用于PN码捕获的搜索器库、产生精确定时信息的接收指库、产生解扩频数据的相关器库、产生要与接收信号相乘的权的波束形成参数计算机、通过使权与接收信号相乘产生阵列输出的波束形成乘法器、以及在时域中对准解扩频的数据的多径组合器。

这一技术的问题在于，它不提供每个块(或等价地，库)如何协同工作和互相接口。由该缺陷引起的一个实际的现象是不能实现初始PN码捕获。为了使韩国专利申请1999-28020中所示的智能天线***按权利要求所述正确地工作，应当假设每个块所需的所有定时信息都由外部提供，这在实际情形下是不实际的。例如，为了使相关器库正确地工作，应当在开始阶段事先以某种方式实现初始PN码捕获及多径搜索，但这在实际情形下是绝对不实际的。更具体地说，韩国专利申请1999-28020公开的技术不能提供定时信息如何从搜索器库提供给相关器库以及波束形成参数计算机，以使得不能在适当的时间实现用于解扩频接收信号与计算权的相关。而且，不规定PN码捕获的详细的方法，在CDMA接收机中至关重要的多径组合也是绝不能实现的。

因而，韩国专利申请1999-28020中所示的***在开始阶段必须从不精确的定时信息开始，这导致非常差的可靠性。此外，不精确的定时信息导致显著减慢了在权自适应时的收敛，即使其能够收敛。况且它几乎根本就不收敛。

另一个技术在2001年2月15日公布的、题目为“Smart AntennaSystem having a beam-former and an adaptive equalization combiner formultipath signals”的韩国专利申请1999-30463中被公开。这一技术的主要部分是波束形成可通过自适应波束形成算法被实现，而不是通过搜索器库的选择分集。

在这一技术以及前述的技术中，没有说明关于如何得到定时信息。更具体地，在这一技术中假设在开始阶段，即在码元级加权的解扩频过程之前的阶段，事先很好地获得搜索，但这在实际情形下绝对是不实际的。如同在早先的情形下，即，1999-28020，即使过程不是发散的，由于缺乏规定的搜索技术而引起的不精确的定时信息也必将引起权自适应中非常慢的收敛。慢的收敛将导致智能天线***性能严重的降级。

此外，这一技术没有公开从而使任何有常识的普通人员理解自适应波束形成算法如何搜索权。

发明内容

本发明的提出是为了解决以上讨论的传统技术中的问题。本发明的目的是提供一种主要着重应用于智能天线***的接收指，用于通过对业务信道承载的接收数据以混合速率(意思是混合了码元速率和码片速率)用权进行加权而跟踪每个用户并提供高速宽带通信，该权是从反向链路的导频信道信号计算出来的

本发明还提供使用以混合速率工作的接收指的智能天线***的解调设备，用于通过对业务信道中承载的接收数据用权进行加权而跟踪每个用户并实现高速宽带通信，该权是从反向链路的导频信道信号计算出来的。

本发明还提供使用以混合速率工作的接收指的智能天线***的解调方法，用于通过对业务信道中承载的接收数据用权加权而跟踪每个用户并实现高速宽带通信，该权是从反向链路的导频信道信号计算出来的。

本发明还提供了一种计算机可读记录媒体，用于记录体现使用以混合速率工作的接收指的方法的程序，用于通过对业务信道中承载的接收数据用权加权而跟踪每个用户并实现高速宽带通信，该权是从反向链路的导频信道信号计算出来的。

本发明所属领域技术人员将容易从附图、本发明的详细说明、及权利要求书认识到本发明的其它目的和优点。

为了满足这些目的并解决以上讨论的问题，由本发明提供的以混合速率工作的接收指，包括：解扰装置，其使用帧定时信息通过将PN码与接收信号相乘对接收信号解扰；导频信号生成装置，其通过使用来自解扰装置的解扰信号产生将要用作权矢量计算装置的输入以计算权矢量的导频信号，并找出对每一业务信道的延时相位的估计值；权矢量计算装置，其通过使用来自解扰装置及导频信号生成装置的信号产生权矢量；总体加权装置，用于通过以权矢量补偿基带接收信号的相位延时产生总体加权信号；导频相位估计装置，其通过使用权矢量和导频信号产生补偿每一信道的相位延时的相位补偿信号；沃尔什解扩频装置，用于通过使用总体加权装置的输出、PN码和相应的沃尔什码，提供每一业务信道的接收数据；以及信道补偿装置，通过使用导频相位估计装置的输出对沃尔什解扩频装置的每一输出，补偿由相位延时引起的相位失真。

而且，接收指还包括跟踪装置，该跟踪装置用于产生用来补偿路径延时中的微小变化的帧跟踪信息。

为了实现上述目的，提供了一种解调设备，该解调设备使用用于移动通信***的、以混合速率工作的接收指，包括：模拟数字转换器(ADC)，用于通过过采样过程把已经被下变频到基带的模拟信号，转换为相应的数字信号；搜索器，用于在通过ADC输出与对应于导频信道的PN码之间的相关过程计算出搜索器能量时，把超过预置阈值的搜索器能量(或，等同地，相关能量)发送到锁定检测器；锁定检测器，用于使用从搜索器提供的相关能量，产生精确帧同步所需要的信号，诸如帧复位(f_reset)、帧定时(f_timing)、帧停用(f_death)信息；以及至少一个接收指，其中业务信道信号以混合速率用权加权，该权是从在反向链路的导频信道的接收数据中获得的。

根据本发明的解调设备的接收指包括：解扰装置，其通过使用帧定时信息对基带接收信号解扰；导频信号生成装置，其从解扰装置产生导频信号，并找出对每一业务信道延时相位的估计值；权矢量计算装置，其使用来自解扰装置和导频信号生成装置的信号产生权矢量；总体加权装置，用于使用权矢量和接收信号产生阵列输出；导频估计装置，其使用权矢量和导频信号产生补偿每一信道的相位延时的相位补偿信号；沃尔什解扩频装置，其通过使用总体加权装置的输出、PN码和相应的沃尔什码，产生每一业务信道的接收数据；信道补偿装置，其使用导频加权装置和业务信道加权装置的输出，对沃尔什解扩频装置的每一输出，补偿由相位延时引起的相位失真。

解调设备的接收指还包括跟踪装置，该跟踪装置用于产生从两个能量之间的差中产生的帧跟踪信息，该两个能量是通过积分早先与以后的解扰的结果获得的，在所述早先与以后的解扰中分别使用第一和第二同步时间信息，以便产生用于补偿路径延时中的微小变化的帧跟踪信息。

而且，在解调设备中使用的搜索器包括：接收信号处理装置，用于实现接收数据的包络检测，使得在每一天线信道获得相关能量；加法装置，用于把在每一天线信道从接收信号处理装置获得的相关能量相加在一起；以及输出装置，用于作为非相干检测的最终输出产生加法装置的结果。

根据本发明的一个方面，提供了使用用于移动通信***的、以混合速率工作的接收指的解调方法，包括：第一步骤，通过使用帧定时信息(f_timing)将PN码乘以接收信号对接收信号解扰；第二步骤，产生通过积分解扰的信号获得的导频信号，以便使用其来计算权矢量；第三步骤，通过使用解扰的数据和导频信号计算权矢量；第四步骤，通过对权矢量与接收信号之间的相乘结果求和以这样一种方式产生阵列输出，使得单元之间的相位差被补偿；第五步骤，通过将权矢量乘以导频信号而产生补偿信道的相位延时的相位补偿信号；第六步骤，通过使用总体加权步骤的输出、PN码、及相应的沃尔什码产生每一业务信道的接收的数据；以及第七步骤，通过使用相位补偿信号对加权的业务信号补偿由于信道延时所引起的相位失真。

为了实现上述目的，本发明还提供了一种计算机可读记录媒体，用于记录体现使用以混合速率工作的接收指的方法的程序，包括：第一功能，使用帧定时信息(f_timing)通过将PN码乘以接收信号对接收信号解扰；第二功能，产生通过积分解扰的信号获得的导频信号，以便使用其来计算权；第三功能，使用解扰的信号和导频信号计算权矢量；第四功能，通过将权矢量与接收信号之间的相乘结果加在一起以这样一种方式产生阵列输出，使得单元之间的相位差被补偿；第五功能，通过将权矢量乘以导频信号，产生补偿信道的相位延时的相位补偿信号；第六功能，通过使用总体加权步骤的输出、PN码、及相应的沃尔什码产生每一业务信道的接收的数据；以及第七功能，通过使用相位补偿信号对加权的业务信号补偿由于信道延时所引起的相位失真。

附图说明

从以下结合附图给出的优选实施例的说明，本发明的以上和其它目的与特征将显而易见，其中：

图1示出根据本发明的以混合速率工作的接收指的框图的一个理想的实例。

图2示出根据本发明的配有图1中所示接收指的解调设备的框图的一个实例。

图3描绘了本发明中公开的搜索器与***中使用的、称为“相位分集技术”的技术的概念。

图4示出当S_l，k＝50且σ²＝1000时，相位分集技术的性能。可观察到在天线数增加时能量(Z_l，k)的分布更为集中。

图5示出当S_l，k＝0(没有想要的信号)且σ²＝1000时，相位分集技术的性能。可观察到在天线数增加时能量(Z_l，k)的分布更为集中。

图6示出相位分集用于工作在移动通信***的反向链路上的搜索器的实例。

图7示出当处理增益(PG)即导频信道积分区间为64且干扰数为50时，检测概率(P_D)及误报警概率(P_F)的理论性能。

图8示出当处理增益(PG)即导频信道积分区间为64且干扰数为50时，检测概率及误报警概率的仿真性能。

图9示出当天线单元数为一时P_F与P_D的理论值。

图10示出当天线单元数为一时P_F与P_D的仿真值。

图11示出使用根据本发明的以混合速率工作的接收指的解调方法的理想实例的流程图。

图12示出图11中混合速率加权本身过程中遇到了多大的延时。

具体实施方式

通过本部分给出的说明，将使上述本发明的目的、特征和优点更清晰。在说明本发明时，本发明惯常所使用的传统技术的细节在本文献中不包括，因为否则可能扰乱仅在本发明中公开的创新。本部分与附图一同提供采用本发明中公开的技术的理想实例。

图1示出本发明中公开的以混合速率工作的接收指的框图的理想实例。图1中，110，120，130，140，150，160，170，和180分别表示解扰部件，导频信号生成部件，权矢量计算部件，总体加权部件，导频相位估计部件，沃尔什解扩频部件，信道补偿部件，及跟踪部件。

如图中所示，根据本发明的一个实例的接收指包括以下部件：解扰部件(110)，使用从接收指外部提供的帧定时信息通过将PN码与数字状态的接收信号(就是说从每一天线单元转换为基带的接收信号，此后将称为“接收信号”)相乘而对接收信号解扰；导频信号生成部件(120)，通过对解扰部件(110)的输出积分产生导频信号，该导频信号将要被用作为权矢量计算部件的输入；权矢量(波束形成参数)计算部件(130)，通过分别使用来自解扰部件(110)的解扰信号及从导频信号生成部件提供的导频信号，计算权矢量；总体加权部件(140)，通过将接收信号乘以权矢量并对相乘结果求和以这样一种方式产生阵列输出，使得天线单元之间的单元间相位差被补偿；导频相位估计部件(150)，通过将来自权矢量计算部件(130)的权矢量和导频信号相乘产生补偿信道的相位延时的相位补偿信号。

此外，本发明中提出的接收指还包括以下部件：沃尔什解扩频部件(160)，通过将PN码乘以来自总体加权部件(140)的阵列输出，并且将以上结果乘以在每一业务信道指定的沃尔什码，把阵列输出分成每一业务信道信号；信道补偿部件(170)，用于通过使用导频相位估计部件(150)的输出对沃尔什解扩频部件(160)的每一输出，补偿由相位延时引起的相位失真；此外，本发明还在以混合速率工作的接收指内提供跟踪部件(180)，其产生帧跟踪信息(f_trk)，以补偿路径延时中的微小变化，使得在给定的接收指中能够实现跟踪的细调。

权矢量计算部件(130)，通过根据预置的计算过程处理接收信号而提供波束形成参数，即权矢量。权矢量是复数值矢量，其实部和虚部在本文献中将分别以Weight_I和Weight_Q表示。当在给定的接收指的PN码获取丢失时，在锁定检测器中与搜索器结合产生接收指停用信号(f_death)。当出现接收指停用信号(f_death)时为了PN码获取的重新锁定，要从锁定检测器产生f_reset，且权矢量计算部件(130)然后复位，使得权矢量计算部件(130)从初始阶段启动。

当导频信号乘以权矢量时，希望通过相位延时的计算对导频信号加权，该相位延时是基准天线与每一天线单元之间的延时。

如上所述，提供精确的定时信息，即在接收信号与本地PN码之间的同步，对于精确解调CDMA数据是非常重要的。因而，跟踪部件(180)通过观察接收信号与本地PN码的早先的和以后的解扰之间的能量差，产生帧跟踪信息(f_trk)。早先的和以后的相关的时间滞后的差是以适当的量预置的。本文献中，早先的和以后的时间信息将分别表示为第一和第二同步时间信息。

在跟踪部件(180)中，希望第一同步时间信息比帧定时信息(f_timing)要早0.2或0.5码片持续时间，而第二同步时间信息要晚0.2或0.5码片。

在跟踪部件(180)中，定时信息是从两个能量之间的差中产生的，该两个能量是通过对早先的和以后的解扰结果积分获得的，在早先的和以后的解扰中分别使用第一和第二同步时间信息。或在跟踪部件中，还可通过在权矢量与对分别经过早先的和以后的解扰过程获得的解扰信号积分之间求加权和的平方，产生对应于早先的和以后的解扰的能量。跟踪部件中的另一方法是，还可通过对在权矢量与分别经过早先的和以后的解扰过程获得的解扰信号之间的加权和的积分求平方，产生对应于早先的和以后的解扰的能量。

为了在跟踪部件(180)中获得帧跟踪信息(f_trk)，除了计算早先的和以后的相关的能量差，还可包括某些额外的处理，诸如能量差的低通滤波。

在本发明的理想实例中，在每一接收指采用了DLL(数字锁相环)用于精细跟踪，以应对通信期间路径延时的微小变化。通过许多计算机仿真，已经发现，帧定时信息(f_timing)比当前值早或晚1/3-1/8码片变化。作为使用该接收指的实例。

参见表示接收指结构的一个理想实例的图1，解扰部件(110)使用从图2A所示锁定检测器提供的帧定时信息(f_timing)，通过将接收信号与PN码相关，对接收信号进行复数解扰，该接收信号的同相和正交相位分量已分别以相应的PN码加扰。

导频信号生成部件(120)通过对解扰数据积分来恢复导频信号，以便补偿信道的相位延时，且来自导频信号生成部件的输出信号馈送到权矢量计算部件。本文献中，导频信号生成部件与解扰部件的输出将分别表示为y-矢量和x-矢量。y-矢量从x-矢量的积分获得，并在积分区间中x-矢量之一馈送到权矢量计算部件。根据在权矢量计算部件中计算权矢量的计算过程，只有x-或y-矢量之一而不是它们的两个可以使用。此外，解扰部件(110)和导频信号生成部件(120)还可统一为单个部件，使得可在单个的部件中实现两个运算。

权矢量计算部件(130)使用分别从解扰部件(110)与导频积分部件(120)提供的x-矢量和y-矢量，产生权矢量(Weigh_I，Weight_Q)。此外，权矢量计算部件(130)还可以包括权矢量初始化部件。并且，权矢量计算部件(130)还可配有附加部件，从时钟检测器(参见图2)接收帧复位信号(f_reset)以将权矢量复位到初始状态。而且，根据在权矢量计算部件中计算权矢量的计算过程，只能使用x-或y-矢量之一。

总体加权部件(140)通过将接收的数据乘以权矢量并对相乘的结果求和而以这样一种方式以码片速率产生阵列输出，使得天线单元之间的单元间相位差可被补偿。

导频相位估计部件(150)恢复导频信号，该导频信号用于通过将来自导频信号生成部件(110)的导频信号乘以从总体加权部件(140)获得的阵列输出，来补偿由于路径延时所引起的相位失真。导频相位估计部件(150)还检测功率控制比特并向锁定检测器提供帧能量信号(f_eng)，使得帧能量的当前值被传送到锁定检测器。

此外，在本发明的理想的实例中，沃尔什解扩频部件(160)包括以下部件：基本信道(为了简化将称之为“FCH”)解扩频部件(161)，用于恢复通过FCH传输的数据，这是通过经由将阵列输出与PN码相乘对阵列输出解扰，并进一步将阵列输出的解扰结果与对应于FCH的、长度为16码片的沃尔什码相乘，使得结果数据的码元速率被降低1/16码片速率(76.8kbps)而实现的；专用控制信道(为了简化将称之为DCCH)解扩频部件(163)，用于恢复通过DCCH传输的数据，这是通过经由将阵列输出与PN码相乘对阵列输出解扰，并进一步将阵列输出的解扰结果与对应于DCCH的、长度为16码片的沃尔什码相乘，使得结果数据的码元速率被降低1/16码片速率(76.8kbps)而实现的；辅助信道#1(为了简化将称之为SCH#1)解扩频部件(165)，用于恢复通过SCH#1传输的数据，这是通过经由将阵列输出与PN码相乘对阵列输出解扰，并进一步将阵列输出的解扰结果与对应于SCH#1的、长度为16，8，4，或2码片的沃尔什码相乘，使得结果数据的码元速率被降低1/16，1/8，1/4，或1/2码片速率(76.8kbps，153.6kbps，307.2kbps，或614.4kbps)而实现的；辅助信道#2(为了简化将称之为SCH#2)解扩频部件(167)，用于恢复通过SCH#2传输的数据，这是通过经由将阵列输出与PN码相乘对阵列输出解扰，并进一步将阵列输出的解扰结果与对应于SCH#2的、长度为16，8，4，或2码片的沃尔什码相乘，使得结果数据的码元速率被降低1/16，1/8，1/4，或1/2码片速率(76.8kbps，153.6kbps，307.2kbps，或614.4kbps)而实现的。在沃尔什解扩频部件中，解扰过程和与相应的沃尔什码相关的过程，可以使用沃尔什码与PN码在逐个码片基础上的相乘来在单一的过程中进行。

信道补偿部件(170)分开补偿与每一业务信道相关的由于路径延时所引起的相位失真，使得信道补偿部件(170)包括多个信道补偿部件。例如，在CDMA2000 1X***的情形下有四个信道补偿部件(171)，(173)，(175)，和(177)。

通过PN码获取的细调提供精确码片同步的跟踪部件(180)包括以下部件：复数解扰部件1(181)，用于将接收信号与相对于f_timing提前1/2码片时间的PN码相乘(本文献中这一解扰部件将表示为“早先的解扰部件”)；复数解扰部件2(183)，用于将接收信号与相对于f_timing滞后1/2码片时间的PN码相乘(本文献中这一解扰部件将表示为“以后的解扰部件”)；能量估计部件(185，187)，用于通过分别积分复数解扰部件1和复数解扰部件2(181，183)的结果提供相关能量；以及跟踪信息(f_trk)生成部件(189)，用于通过比较能量估计部件(185，187)的结果的大小提供跟踪信息(f_trk)。在解扰部件中，在早先的和以后的解扰部件中分别相对于f_timing提前的和滞后的时间，可以是不同于1/2的某些其它值。一般来说，已经发现，可在0.2到0.5的范围内选择早先的和以后的时间。

为了本地PN码和接收信号的码片同步的细调需要能量估计部件(185，187)。接收信号与本地PN码之间的能量水平的积分值，在最佳码片同步情形下具有最大值。

在跟踪信息(f_trk)生成部件(189)中，通过比较从分别与早先的和以后的解扰部件相关联的相关能量生成部件(185，187)提供的积分值，获得跟踪信息(f_trk)。压控振荡器(VCO)能够用来产生跟踪信息(f_trk)。

如以上详细所述，主要着重于智能天线***应用的CDMA接收机的接收指，使得有可能通过以码片速率用从反向链路中导频信道计算出的权，对业务信道承载的接收数据加权，来跟踪每一用户并提供高速宽带通信。

虽然在本文献理想的实例中，为智能天线***解调设备中的每一用户分配有四个接收指，但任何有常识的普通人员很容易看出，分配给每一用户的接收指的数目在给定的情形下能够设置为任何适当数目。

图2示出图1中所示的本发明中公开的接收指的应用的一个实例。明显的是，本发明中公开的接收指能够用于在任何其它类型的通信环境(诸如WCDMA***而不是CDMA2000 1X***)中工作的解调设备。图2所示的解调设备包括ADC(210)，搜索器(220)，锁定检测器(230)，接收指(240a-240d)，以及接收信号处理部件(250)。

如图2所示，采用以混合速率工作的接收指的解调设备包括模拟数字转换器(ADC)，用于在下变频之后通过过采样接收的模拟信号的过程产生接收信号；以及搜索器(220)，用于在通过ADC的输出与对应于导频信道的PN码之间的相关过程计算出搜索器能量时，向锁定检测器发送超过预置阈值的搜索器能量(或，等同地，相关能量)。

此外，采用以码片速率工作的接收指的解调设备还包括锁定检测器(230)，用于使用从搜索器提供的相关能量产生精确帧同步所需的信号，诸如帧复位(f_reset)，帧定时(f_timing)，帧停用(f_death)信息。正如图1早先的说明中已描述的那样，解调设备包括：至少一个接收指(240a-240d)，接收指还包括解扰部件(110)，导频信号生成部件(120)，权矢量计算部件(130)，总体加权部件(140)，导频相位估计部件(150)，沃尔什解扩频部件(160)，信道补偿部件(170)，以及跟踪部件(180)(本文献中也称作“***”)；以及接收信号处理部件(250)，其执行接收设备常规的功能，诸如信号组合器，去交织器，软判决执行器，维特比解码器，CRC(循环冗余码)校验器，涡轮码解码器，和/或其它类型的常规的信号接收，估计，和/或检测部件。

如图2C所示，接收信号处理部件(250)包括：信号组合器，用于组合从多个接收指馈送的每个业务信号；去交织器，用于把接收数据重新安排回它们原来的顺序；软判决执行器，用于提供去交织数据的软判决；维特比解码器，用于解码卷积编码数据；CRC校验器，用于检测帧误差等等，它们的结构与功能对有本领域知识的人员来说是很普通的，因此在本文献中其详细说明从略。

此外，已经在2001年4月18日作为专利(韩国专利20971)提交了能够被适当地采用以提高搜索器(220)的性能而不用计算权的技术。

此后，使用相关的附图提供关于接收指的更为详细的说明。

图3示出一概念框图，用于说明用于搜索器(220)的相位分集技术的概念。为了易于说明，我们以第n个天线单元处的接收数据的解调过程为例。在后文中使用通过各种计算机仿真获得的相关附图，更为详细地说明已经用于本发明中公开的接收指的相位分集。设有M个波以不同的入射角射到智能天线***。这对应于假设没有多径时M个用户向智能天线***发送信号的情形。然而，在多径环境中，用户数大大小于M。在两种情形下，由于通过单个路径，比如说第l个路径，来传播的信号引起的智能天线***中两个天线单元之间的相位差，可写为入射角θ₁与单元间隔d的函数(θ₁，d)。因而，

[公式1]

相位差＝(θ₁，d)

设第l条路径承载想要的信号，且第一天线单元是基准单元。则分别由I_n，k和Q_n，k表示的第n天线单元的第k个分支处的接收信号的I-和Q-分量的想要的和不想要的部分，可以写为

[公式2]

[公式3]

其中φ_m是与第m路径相关的载波相位延时，且S_m，k是在基准天线单元第k个分支处的、通过第m路径传播的接收信号的幅度。要注意，公式(2)和(3)的第一项是想要的信号，而第二项是干扰，因为第l路径承载想要的信号。为了简化忽略噪声项。如果假设入射角{θ_m}是均匀分布的、相互独立的随机变量，则对于充分大的M，公式(2)和(3)的干扰项即第二项是相互独立的高斯随机变量。则公式(2)和(3)可重新写为

[公式4]

I_n，k＝G[S_l，k cos(Θ_n，l)，σ²]

[公式5]

Q_n，k＝G[S_l，k sin(Θ_n，l)，σ²]

其中G[μ，σ²]表示均值为μ方差为σ²的高斯随机变量，其中方差由在接收侧测量的干扰功率的和确定，且Θ_n，l＝φ_l+(n-1)(θ₁，d)。

从I-和Q-分量的平方和获得相关能量用于非相干包络检测。以Z_k表示与第k个分支相关的相关能量，在“相位分集技术”(申请日为2001年4月18日的韩国未决专利20971)中要求保护，应当从从每一天线单元获得的所有相应的I-和Q-分量的和中获得每一相关能量，即，

[公式6]

$Z_k=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}[{I_{n,k}}^2+{Q_{n,k}}^2]$ 对于k＝1，2，...，K

相关能量Z_k的概率密度函数(PDF)可写成为

[公式7]

$p_{Z_k}\left(\mathrm{\α}\right)=\frac{{(\mathrm{\α}/{\mathrm{\σ}}^2{b}_k)}^{(N-1)/2}}{2{\mathrm{\σ}}^2}{e}^{-\frac{1}{2}(b_k+\mathrm{\α}/{\mathrm{\σ}}^2)}{I}_{N-1}\left(\sqrt{\frac{b_k\mathrm{\α}}{{\mathrm{\σ}}^2}}\right),$ 对于α≥0

$=0,$ 对于α＜0

其中非向心性(non-centrality)参数b_k＝NS_k ²/σ₂与I_N-1(·)是N-1阶第一类修正贝赛尔(Bessel)函数。注意，当S_k＝0时，b_k成为零。这表示何时在第k分支处想要的信号的幅度为零。因而，当在第k分支处没有想要的信号时，相关能量Z_k是中心卡方随机变量。对于这种情形，相关能量Z_k的PDF为，

[公式8]

$p_{Z_k}\left(\mathrm{\α}\right)=\frac{1}{{\left({\mathrm{\σ}}^2\right)}^N{2}^N\mathrm{\Γ}\left(N\right)}{\mathrm{\α}}^{(N-1)}{e}^{-\mathrm{\α}/2{\mathrm{\σ}}^2}$

其中Γ(·)表示伽马函数。

中心卡方随机变量的均值为2Nσ²而其方差为4Nσ⁴。对于非中心卡方的情形，均值为N(2σ²+S²)且方差为4Nσ²(σ²+S²)。相关能量Z_k的均值与方差随天线单元数目的增加而线性增加。这表示，非相干检测的性能随智能天线***中天线单元数目的增加而线性提高。因而，相位分集技术通过相关能量Z_k增加了信号干扰比(SIR)近N倍，其中N是智能天线***中天线单元的数目。重要的是在实现相位分集增益时没有涉及到权计算。

图4和5示出天线单元数目从1到4变化时相关能量Z_k的概率分布。图4示出S_k＝50，σ²＝1000的情形，其意味着存在着想要的信号；而图5示出S_k＝0，σ²＝1000的情形，其意味着没有想要的信号出现。图6示出引入相位分集技术的CDMA***的实例中使用的搜索器的框图。图6中，P_I(t-τ)和P_Q(t-τ)分别表示对应于通过第1路径射到智能天线***上的想要的信号的PN码的I-和Q-分量。PN码获取的目的是要找出定时信息，更具体来说，对于P_I(t-τ)和P_Q(t-τ)中时间滞后τ的值，该值提供相关中的峰值。在下标k被删除时，相关能量Z可重写为

[公式9]

$Z=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}[{I_n}^2+{Q_n}^2].$

考虑以下两个前提；

H₁：获取被实现

H₀：获取没有实现

这时，在这些前提下的条件概率为

[公式10]

$p_Z\left(\mathrm{\α}\right|H_0)=\frac{1}{{\left({\mathrm{\σ}}^2\right)}^N{2}^N\mathrm{\Γ}\left(N\right)}{\mathrm{\α}}^{(N-1)}{e}^{-\mathrm{\α}/2{\mathrm{\σ}}^2},$

[公式11]

$p_Z\left(\mathrm{\α}\right|H_1)=\frac{{(\mathrm{\α}/{\mathrm{\σ}}^{2}b)}^{(N-1)/2}}{2{\mathrm{\σ}}^2}{e}^{-\frac{1}{2}(b+\mathrm{\α}/{\mathrm{\σ}}^2)}{I}_{N-1}\left(\sqrt{\frac{\mathrm{b\α}}{{\mathrm{\σ}}^2}}\right),$

其中在(10)中σ²＝2TM，在(11)中σ²＝2T(M-1)，且b＝2TM/(M-0.5)，T是计算相关能量的积分区间。从(10)和(11)可分别给出单一同步测试中的检测和误报警概率为

[公式12]

$P_F=\mathrm{Pr}\{Z>{\mathrm{\β}}_T|H_0\}$ 当σ²＝2TM

$={\∫}_{{\mathrm{\β}}_T}^{\∞}\frac{1}{{\left({\mathrm{\σ}}^2\right)}^N{2}^N\mathrm{\Γ}\left(N\right)}{\mathrm{\α}}^{(N-1)}{e}^{-\mathrm{\α}/2{\mathrm{\σ}}^2}\mathrm{d\α}$

[公式13]

$P_D=\mathrm{Pr}\{Z>{\mathrm{\β}}_T|H\}|$ 当σ²＝2T(M-1)

$={\∫}_{{\mathrm{\β}}_T}^{\∞}\frac{{(\mathrm{\α}/{\mathrm{\σ}}^{2}b)}^{(N-1)/2}}{2{\mathrm{\σ}}^2}{e}^{-\frac{1}{2}(b+\mathrm{\α}/{\mathrm{\σ}}^2)}{I}_{N-1}\left(\sqrt{\frac{\mathrm{b\α}}{{\mathrm{\σ}}^2}}\right)\mathrm{d\α}$

对β_T求解方程(12)和(13)，可获得检测概率和误报警概率的理论值。图7示出从公式(12)和(13)获得的检测和误报警概率的理论值，而图8示出对于从蒙特卡罗(Monte Carlo)仿真获得的实际情形的相应结果。图7和图8中，积分区间T是这样设置的，使得积分区间中的码片数为64。这意味着在搜索过程中采用64的处理增益。干扰数目已设置为50。

图9和10示出作为干扰数目的函数的对于单天线***的检测概率和误报警概率。值得注意的是，在给定的CDMA接收机中搜索器的性能被相位分集技术明显提高。例如，如图8所示，引入相位分集技术的、具有四个天线单元的智能天线***，可容许50个干扰，而通常的一个天线的***只能容许20个干扰用户，以保持可比较的搜索性能。这意味着对于PN码获取通信容量增加近2.5倍。这一改进是由于通过4天线单元的智能天线***中的相位分集技术获得的4dB的SIR增益所引起的。

相位分集技术的主要贡献在于，能够使智能天线***工作性能胜过普通的一个天线的***，甚至从当最佳权矢量不能获得时的初始阶段开始。

有上述结构和功能的解调设备，使得有可能在智能天线***中，通过以混合速率用权加权在业务信道中承载的接收数据，来精确跟踪每一用户，并提供高速宽带通信，该权是从反向链路中的导频信道计算出的。

所公开的解调设备用于每一用户的信道卡。例如，在本文献中介绍了在每一用户信道卡有四个接收指的信道卡。然而，对本领域的任何人员明显的是，在每一用户处被分配的接收指数目可按给定的信号环境和/或方便性以任何适当选择设置。

图11示出使用接收指的解调方法的流程图，在该接收指中，如本发明中所述，接收信号以混合速率加权。图12示出在采用以混合速率工作的接收指的解调过程中遇到了多大的处理延时。

根据图11，本发明公开的解调方法可解释如下：在复数解扰器(501)中，使用帧定时信息(f_timing)，通过将接收信号与PN码相乘，解扰接收信号。然后通过积分(503)解扰数据产生导频信号，以便用作计算权矢量的输入信号。从解扰接收信号和导频信号计算(505)波束形成参数，即权矢量。获得权矢量所需的计算时间取决于权矢量计算部件中所使用的处理器和算法，虽然在本发明所示的实例中已写成单个抽点(snapshot)时间间隔。

当在总体加权部件中接收信号乘以权矢量之后，对相乘的结果求和以产生每一业务信道信号。当导频信号乘以权矢量时，最好是通过计算相位延时对导频信号加权，该相位延时是基准天线与每一天线单元之间的延时。

然后，通过将阵列输出与分配给每一相应的信道的每一沃尔什码相关，在业务信道的每一信号被分开恢复(509)。而且，用于补偿相位失真的加权导频信号被分开施加到每一业务信道，以产生相位补偿的数据(513)。

图12中，写成为x1，x2，...，x8的期间表示积分期间，用于在导频信号生成部件(120)中对接收信号解扰。积分期间的结果分别表示为y1，y2，...，y7。

权矢量计算部件(130)接收两个输入，一个是x矢量而另一个是y矢量。由于y矢量是x矢量的积分结果，图12中的y1可在对应的x1积分完成之后获得。类似地，由于权矢量w1使用x1和y1两者，权矢量w1可在消耗另一计算时间之后获得，另一计算时间为了简化说明假设为一个抽点时间间隔。与导频信号生成部件(12)的输出y2相乘的权矢量w1，用作由x31表示的码元持续时间的信道补偿。

从以上所述，分析了对于持续时间x1的信道输出施加到被延时两个计算时间的x3。这一结果来自每一块之间没有缓冲块的条件。如果在本发明中使用缓冲块，则即使用于获得结果的时间延时(当w1施加到x1持续时间时，由于需要两个计算时间，用于信道补偿的时间被延时)，也能够避免由于两个延时时间所引起的性能降级。

根据本发明的处理装置能够通过软件实现，并被记录在能够通过计算机程序读取以实现的记录媒体(CD-ROM，ROM，RAM，软盘，硬盘，磁光盘等等)上。

本发明以工作在CDMA2000(称为IS-2000或IMT-2000)上的设备为例，但明显的是本发明公开的接收指可用于诸如WCDMA。而且，业务信道的数据速率是为了有助于理解本发明的意义，而不是限于CDMA2000***。

可以通过在3G移动通信***中使用导频信号计算最优权矢量，因为业务信号和导频信号从移动台发送。因为使用导频信号的最优权矢量施加到每一业务信道，混合速率加权是可行的。如果混合速率加权与其它加权方法(例如码元速率加权或码片速率加权)比较，混合速率加权有以下性质：在混合速率加权中，权矢量的施加速度降低到码片速率；当为了信道估计检测导频信号时，在加权解扩频导频信号时不需要另一积分；以及计算出的权矢量与施加到权矢量的接收信号之间的时间差，比码片速率加权快一个码片持续时间。

根据本发明，由于从可具有长积分区间的导频信道提取加权信息，能够显著降低干扰，且增加通信容量。此外，由于在解调设备中使用混合速率加权，能够使信号处理所需的延时时间最小化，并有可能精确估计信道。而且，当使用相位分集技术时，能够提高搜索器与***的性能。这时，由于通过将从阵列天线接收的导频信号与从权矢量计算部件获得的权矢量相乘而实现了精确的相位补偿，显著提高了***性能。

虽然已参照某些优选实施例描述了本发明，对于本领域技术人员明显的是，在不背离由以下权利要求书定义的本发明的范围的情况下，可作出各种变化和修改。

Claims (24)

1.一种以混合速率工作的接收指，包括：

解扰装置，其使用帧定时信息通过将PN码与接收信号相乘而对接收信号解扰；

导频信号生成装置，其通过使用来自解扰装置的解扰信号产生将要用作权矢量计算装置的输入以计算权矢量的导频信号，并找出对每一业务信道延时相位的估计值；

权矢量计算装置，其通过使用来自解扰装置及导频信号生成装置的信号产生权矢量；

总体加权装置，用于通过以权矢量补偿基带接收信号的相位延时而产生总体加权信号；

导频相位估计装置，其通过使用权矢量和导频信号产生补偿每一信道的相位延时的相位补偿信号；

沃尔什解扩频装置，用于通过使用总体加权装置的输出，PN码和相应的沃尔什码，提供每一业务信道的接收数据；以及

信道补偿装置，通过使用导频相位估计装置的输出对沃尔什解扩频装置的每一输出，补偿由相位延时引起的相位失真。

2.根据权利要求1的接收指，还包括跟踪装置，该跟踪装置用于产生用于补偿路径延时中的微小变化的帧跟踪信息。

3.根据权利要求2的接收指，其中跟踪装置从两个能量之间的差中产生帧跟踪信息，这两个能量是通过积分早先的和以后的解扰的结果获得的，在所述早先的和以后的解扰中，分别使用第一和第二同步时间信息。

4.根据权利要求2的接收指，其中跟踪装置从两个能量之间的差中产生帧跟踪信息，这两个能量是通过对经由早先的和以后的解扰提供的解扰信号的积分的加权和求平方获得的，在所述早先的和以后的解扰中，分别使用第一和第二同步时间信息。

5.根据权利要求2的接收指，其中跟踪装置从两个能量之间的差中产生帧跟踪信息，这两个能量是通过对权矢量与经由早先的和以后的解扰提供的解扰信号之间的加权和的积分的结果求平方获得的，在所述早先的和以后的解扰中，分别使用第一和第二同步时间信息。

6.根据权利要求3、4或5的接收指，其中跟踪装置从两个能量之间的差中产生帧跟踪信息，这两个能量是通过积分早先的和以后的解扰的结果获得的，在所述早先的和以后的解扰中，分别使用第一和第二同步时间信息，这种帧跟踪信息是在对两个能量之间的差滤波之后产生的。

7.根据权利要求3、4或5的接收指，其中用于早先解扰的第一同步时间信息比帧定时信息早大约0.2到0.5码片持续时间，而用于以后解扰的第二同步时间信息比帧定时信息晚大约0.2到0.5码片持续时间。

8.根据权利要求1或2的接收指，其中解扰装置使用从外部接收指提供的接收指定时信息(f_timing)将数字状态的接收信号(I_rx，Q_rx)与本地PN码相乘。

9.根据权利要求1或2的接收指，其中导频信号生成装置通过在预置时间段内积分解扰装置的输出，即y矢量信号，而恢复将要用作权矢量计算装置的输入的导频信号。

10.根据权利要求9的接收指，其中权矢量计算装置使用x矢量信号和y矢量信号产生权矢量(Weight_I，Weight_Q)。

11.根据权利要求10的接收指，其中当PN码获取丢失时，权矢量计算装置在收到由接收指停用信号(f_death)产生的帧复位信号(f_reset)时被复位到初始状态，使得对丢失路径的PN码的获取能够以初始状态重新启动。

12.根据权利要求1或2的接收指，其中总体加权装置，通过将来自权矢量计算装置的码片速率的权矢量与解扰信号(I_rx，Q_rx)相乘，并将相乘的结果加在一起，产生阵列输出。

13.根据权利要求1或2的接收指，其中导频相位估计装置，通过将来自权矢量计算装置的权矢量与来自导频信号生成装置的导频信号相乘，而产生补偿每一业务信道的相位延时的相位补偿信号。

14.根据权利要求1或2的接收指，其中沃尔什解扩频装置包括：

基本信道(FCH)解扩频装置，用于通过经由将阵列输出与PN码相乘对阵列输出解扰，并进一步将阵列输出的解扰结果与对应于FCH的沃尔什码相乘，恢复通过基本信道(FCH)传输的数据；

专用控制信道(DCCH)解扩频装置，用于通过经由将阵列输出与PN码相乘对阵列输出解扰，并进一步将阵列输出的解扰结果与对应于专用控制信道(DCCH)的沃尔什码相乘，恢复通过专用控制信道(DCCH)传输的数据；

辅助信道1(SCH1)解扩频装置，用于通过经由将阵列输出与PN码相乘对阵列输出解扰，并进一步将阵列输出的解扰结果与对应于辅助信道1(SCH1)的沃尔什码相乘，恢复通过辅助信道1(SCH1)传输的数据；以及

辅助信道2(SCH2)解扩频装置，用于通过经由将阵列输出与PN码相乘对阵列输出解扰，并进一步将阵列输出的解扰结果与对应于辅助信道2(SCH2)的沃尔什码相乘，恢复通过辅助信道2(SCH2)传输的数据。

15.根据权利要求13的接收指，其中信道补偿装置被设置用于补偿由于与业务信道，即基本信道(FCH)、专用控制信道(DCCH)、辅助信道1(SCH1)、和辅助信道2(SCH2)的每个信道相关的路径延时而引起的相位失真。

16.根据权利要求1或2的接收指，其中用于通过PN码获取的细调提供精确码片同步的跟踪装置，包括：

第一复数解扰装置，用于将接收信号与相对于f_timing提前1/2码片时间的PN码相乘；

第二复数解扰装置，用于将接收信号与相对于f_timing滞后1/2码片时间的PN码相乘；

第一和第二能量估计装置，用于通过分别积分早先的解扰器和以后的解扰器的结果而提供相关能量；以及

跟踪信息(f_trk)生成装置，用于通过比较第一和第二能量估计装置的结果的大小提供跟踪信息(f_trk)。

17.一种解调设备，该解调设备使用用于移动通信***的、以混合速率工作的接收指，该解调设备包括：

模拟数字转换器(ADC)，用于通过过采样过程把已被下变频为基带的模拟信号，转换为相应的数字信号；

搜索器，用于在通过在ADC输出与对应于导频信道的PN码之间的相关过程计算出搜索器能量时，把超过预置阈值的搜索器能量(或，等同地，相关能量)发送到锁定检测器；

锁定检测器，用于使用从搜索器提供的相关能量，产生精确帧同步所需要的信号，诸如帧复位(f_reset)、帧定时(f_timing)、帧停用(f_death)信息；以及

至少一个接收指，其中业务信道信号按混合速率以从在反向链路的导频信道中的接收数据获得的权被加权。

18.根据权利要求17的解调设备，其中接收指包括：

解扰装置，其通过使用帧定时信息对基带接收信号解扰；

导频信号生成装置，其从解扰装置产生导频信号，并找出对每一业务信道的延时相位的估计值；

权矢量计算装置，其使用来自解扰装置和导频信号生成装置的信号产生权矢量；

总体加权装置，用于使用权矢量和接收信号产生阵列输出；

导频估计装置，其使用权矢量和导频信号产生补偿每一信道的相位延时的相位补偿信号；

沃尔什解扩频装置，其通过使用总体加权装置的输出、PN码和相应的沃尔什码，产生每一业务信道的接收数据；

信道补偿装置，其使用导频加权装置和业务信道加权装置的输出，对沃尔什解扩频装置的每一输出，补偿由相位延时引起的相位失真。

19.根据权利要求18的解调设备，其中接收指还包括：跟踪装置，用于产生从两个能量之间的差中产生的帧跟踪信息，该两个能量是通过积分早先的与以后的解扰的结果而获得的，在所述早先的与以后的解扰中分别使用第一和第二同步时间信息，以便产生帧跟踪信息用于补偿路径延时中的微小变化。

20.根据权利要求17的解调设备，其中搜索器包括：

接收信号处理装置，用于实现接收数据的包络检测，使得在每一天线信道获得相关能量；

加法装置，用于把在每一天线信道的、从接收信号处理装置获得的相关能量相加在一起；以及

输出装置，用于作为非相干检测的最终输出产生加法装置的结果。

21.根据权利要求20的解调设备，其中接收信号处理装置包括：

第一计算装置，用于通过将沿I-信道和Q-信道的处理结果的平方的结果相加，计算在每一天线信道的相关能量的量值；以及

第二计算装置，用于将在每一天线信道的相关能量的计算出的量值的结果加在一起。

22.一种使用用于移动通信***的、以混合速率工作的接收指的解调方法，包括：

第一步骤，使用帧定时信息(f_timing)通过将PN码乘以接收信号而对接收信号解扰；

第二步骤，产生通过积分解扰的信号获得的导频信号，以便使用其来计算权矢量；

第三步骤，通过使用解扰的数据和导频信号计算权矢量；

第四步骤，通过将在权矢量与接收信号之间的相乘结果加在一起以这样一种方式产生阵列输出，使得单元间相位差被补偿；

第五步骤，通过将权矢量乘以导频信号产生补偿信道的相位延时的相位补偿信号；

第六步骤，通过使用总体加权步骤的输出、PN码、及相应的沃尔什码产生每一业务信道的接收数据；以及

第七步骤，通过使用相位补偿信号对加权的业务信号补偿由于信道延时所引起的相位失真。

23.根据权利要求22的解调方法，其中第四步骤，在通过相位延时估计精确计算出导频信号之后，将权矢量乘以导频信号。

24.一种计算机可读记录媒体，用于记录体现使用以混合速率工作的接收指的方法的程序，包括：

第一功能，使用帧定时信息(f_timing)通过将PN码乘以接收信号而对接收信号解扰；

第二功能，产生通过积分解扰的信号获得的导频信号，以便使用其来计算权；

第三功能，使用解扰的信号和导频信号计算权矢量；

第四功能，通过将权矢量与接收信号之间的相乘结果加在一起以这样一种方式产生阵列输出，使得单元间相位差被补偿；

第五功能，通过将权矢量乘以导频信号而产生补偿信道的相位延时的相位补偿信号；

第六功能，通过使用总体加权步骤的输出、PN码、及相应的沃尔什码产生每一业务信道的接收数据；以及

第七功能，通过使用相位补偿信号对加权的业务信号补偿由于信道延时所引起的相位失真。

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