CN1545787A - 用于提高扩频通信***中数据速率的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种提高数据速率的扩频通信***。按照本发明，一种高数据速率扩频发射机(100)包括：编码器(110)，用于对R比特/秒的输入比特流进行编码以产生Rs比特/秒的输出比特流；间插器(120)，用于加扰编码器的输出比特流的比特以产生间插的比特流；M－ary调制器(130)，用于调制间插的比特流；串并转换器(140)，将调制的比特流转换为多个并行比特流；发生器，用于产生沃尔什代码集合的准正交函数集合；乘法器阵列(150)，每个乘法器接收并行比特流的一个并将该并行比特流的一个与沃尔什代码或沃尔什代码的准正交函数相乘以产生扩频比特流；以及组合器(160)，用于组合来自乘法器阵列的扩频比特流。此外，按照本发明，一种高数据速率接收机包括：前端接收机，用于接收扩频信号；解扩频器，用于使用沃尔什代码或准正交函数的集合对该信号解扩频；多用户检测块，用于减去解扩频信号中的干扰以形成校正的信号；以及组合器，用于组合校正的信号。

Description

用于提高扩频通信***中数据速率的方法和装置

技术领域

本发明涉及扩频通信领域，特别涉及以提高的数据速率进行通信。本发明在来自发射扩频***的总峰值瞬时吞吐量低于码片速率时以及在来自发射扩频***的瞬时吞吐量高于码片速率时适用于正向和反向链路。为了方便说明，本公开将着重于适用于正向链路的方法。

背景技术

在各种扩频通信技术中已经提出了大量支持高数据速率业务的提案。作为IS-2000-1X的一个发展，通常被称为HDR(高数据速率)的提案已被标准化以支持1.25MHz频谱内的高数据速率业务。此外，还提出了包括1xEV-DV提案的一些提案以支持在相同的1.25MHz频带内的高数据速率业务和低数据速率业务。使用沃尔什(Walsh)代码集、沃尔什可变扩频因子方法、以及诸如8-PSK，16-QAM和64-QAM的高阶调制的使用的组合可得到上述提案中的高峰值数据速率。

图1表示这样***中的一个示意性发射机100。该发射机包括编码器110、间插器120、M-ary调制器130、串并转换器140、乘法器阵列150、组合器160、乘法器165和适配单元170。编码器110和间插器120是传统的。调制器130可以是使用诸如QPSK，8-PSK，16-QAM或64-QAM的高阶调制对多个输入比特进行编码的各种M-ary调制器中的任意一种。乘法器阵列150使用沃尔什代码M₁至W_N对来自调制器130和转换器140的已调制数据进行编码，此处N为来自串并转换器140的并行流的数量。乘法器165使用伪随机噪声(PN)码对来自组合器160的数据进行扩频。适配单元170根据传输信道的传输特性对编码器110、调制器130、以及串并转换器140进行调整。特别地，适配单元170调整这些部件以便对于当时在信道中占优势的条件而最大化通过该信道的数据发送。

在工作中，具有R比特/秒比特率的数据流在编码器110的输入端被接收并被编码为RS比特/秒的比特流。该RS比特/秒的比特流被提供给间插器120，间插器120加扰其比特顺序以便提供抵制传输错误的保护。然后，间插的比特流被提供给M-ary调制器130，M-ary调制器130根据该调制器所使用的特定调制技术将多个输入比特转换为一个输出码元。然后，来自M-ary调制器130的输出码元的串行流被串并转换器140转换为并行流，且随后该并行流中的各个码元被与沃尔什代码W₁至W_N相乘。最后，通过在组合器160组合沃尔什编码的信号、将这些信号与伪随机噪声信号相乘而对这些信号进行扩频以及将这些扩频信号提供给一个发射天线(未示出)从而形成了输出信号。这样，多个沃尔什编码的调制码元被同时地发送。

在接收机方，通过对信号进行解扩频及将这些信号与沃尔什代码相乘而对在任何时候接收的这些码元进行分离，随后以传统方式解调这些被分离的信号。

为获得高数据速率而使用高阶调制技术具有一些缺点。由于诸如需要使用具有更多比特的A/D转换器、为减小无线背景噪声的高rho值、以及用于功率放大器的更高补偿，所以其需要更加复杂和昂贵的射频(RF)前端，于是导致脉冲整形波形的更低ICI、更低的噪声参数、以及对内部接收机错误的更高灵敏度。

依据操作情况，代码集与另两种技术相比具有某些优点。然而，如果被聚集的代码信号只是沃尔什代码，则沃尔什代码集合的大小限制可能被聚集的代码信号的数量。特别地，长度为N的不同沃尔什代码、或任意正交函数集合的数量只是N。如果还有更多代码信号要被聚集，则这些代码信号对于N个沃尔什代码的集合需要是非正交的。

在某一现有技术操作情境中，其中的***是受限于沃尔什代码的，被称为准正交函数(QOF)的可选正交函数集合已被包括在IS-2000标准中以供给更多的用户。QOF是通过对沃尔什代码中的每一码向量应用某些掩码而产生的函数。掩码仅仅是长度为N的具有4相码元(即，来自集合{±1；±j})的向量。如果长度为N的沃尔什代码的集合表示为W_N，则将掩码m应用于码向量 wεW_N指向量 m和 w的按分量逐个相乘以给出长度为N的新向量 w _m＝ w· m，其中·表示按分量逐个相乘。关于QOF的进一步信息参见美国专利6,240,143，其在此引入作为参考。

将掩码 m应用于W_N中的所***向量(表示为W_N m)，可得到N个附加的码向量。这样，对W_N使用总计M个掩码，则代码信号集合的大小将为MN。除了平常的掩码之外，在IS-2000中还定义了3个掩码以便不同QOF集合的QOF相互之间以及与沃尔什函数集合之间具有最小限度的互相关。参见IS-2000标准的表3.1.3.1.12-2和3.1.3.1.12-3。

QOF具有与沃尔什函数集合间最小限度的极小极大互相关，因此其在这方面是最佳的。此外，QOF具有与相同长度的每个沃尔什函数间相等的互相关。再者，QOF具有与用于更高数据速率的更短扩频因子沃尔什函数的使用所需的更短长度的沃尔什函数间的某些最佳互相关特性。

发明内容

我们已经设计出了在发送和接收的扩频和解扩频信号中使用沃尔什代码和准正交函数的高数据速率发射机和高数据速率接收机。

根据本发明，高数据速率扩频发射机包括：

编码器，用于对R比特/秒的输入比特流进行编码以产生R_S比特/秒的输出比特流；

间插器，用于加扰所述编码器的所述输出比特流的比特以产生间插的比特流；

M-ary调制器，用于调制所述间插的比特流以产生调制的比特流；

串并转换器，将所述调制的比特流转换为多个并行比特流；

发生器，用于产生沃尔什代码集合的准正交函数集合；

乘法器阵列，每个乘法器接收所述并行比特流中的一个并将其与一个沃尔什代码或沃尔什代码的准正交函数相乘以产生扩频比特流；以及

组合器，用于组合来自所述乘法器阵列的扩频比特流。

此外，根据本发明，高数据速率扩频接收机包括：

RF前端，用于接收收到的信号；

发生器，用于产生沃尔什代码集合的准正交函数集合；

解扩频器，用于使用沃尔什代码或准正交函数对所述收到的信号进行解扩频以形成解扩频信号；

多用户检测模块，用于减去由于使用所述准正交函数而产生的所述解扩频信号中的干扰以形成校正的信号；以及

[分集]组合器，用于组合多个校正的信号。

附图说明

下述对本发明的详细描述将使本发明的这些和其他目的、特征和优点更加显而易见，其中：

图1是表示现有技术高数据速率发射机的方框图；

图2是表示本发明的高数据速率发射机的方框图；

图3是表示本发明的高数据速率接收机的方框图；

图4是表示本发明的可选高数据速率接收机的方框图；以及

图5是表示多用户检测模块的并行干扰消除实现方案的细节的方框图。

具体实施方式

发射机

图2表示本发明的示例性发射机200。该发射机包括编码器210、间插器220、M-ary调制器230、串并转换器240、乘法器阵列250、组合器260、乘法器265、适配单元270、沃尔什代码源280、掩码发生器285和准正交函数(QOF)发生器290。编码器210和间插器220是传统的。调制器230可以是对多个输入比特进行编码的各种M-ary调制器中的任意一种。发生器290通过将来自源280的沃尔什代码按分量逐个与由掩码发生器285产生的掩码相乘而产生QOF。每个掩码只是长度为N的4相码元即来自集合{±1；±j}的码元的向量，其中N为每个沃尔什代码的长度以及不同的沃尔什代码的总数量。因此，对于每个掩码，发生器290会产生N个准正交函数。

乘法器阵列250使用沃尔什代码W₁至W_N和准正交函数Q₁至Q_M对来自调制器230和转换器240的调制数据进行扩频，此处M+N是来自串并转换器240的并行流的数量。适配单元270根据传输信道的传输特性对编码器210、串并转换器240和掩码发生器285进行调整。特别地，适配单元270对这些部件进行调整以便对于当时在信道中占优势的条件最大化通过该信道的数据传输。

在工作中，具有R比特/秒比特率的数据流在编码器210的输入端被接收并被编码为R_S比特/秒的比特流。该R_S比特/秒的比特流被提供给间插器220，间插器220加扰其比特顺序以便提供抵制传输错误的保护。然后，间插的比特流被提供给M-ary调制器230，M-ary调制器230根据该调制器所使用的特定调制技术将多个输入比特转换为一个输出码元。然后，M-ary调制器230的输出码元的串行流被串并转换器240转换为并行流，且随后每个并行流中的各个码元通过将其与沃尔什代码W₁至W_N或准正交函数Q₁至Q_M中的一个相乘而被扩频。最后，通过在组合器260组合这些扩频信号、在乘法器265通过将这些组合的信号与伪随机噪声(PN)信号相乘而对这些组合的信号进行扩频以及将这些扩频信号提供给一个发射天线(未示出)从而形成了输出信号。这样，多个沃尔什编码的或QOF编码的码元被同时地发送。由于可以获得更多的代码以对这些调制的信号进行编码，所以在该传输信道中可以达到与现有技术***中相同的比特率，但使用的是较低阶调制的调制器。

接收机

图3表示本发明的示例性接收机300。该接收机包括RF前端310、解扩频器320、多用户检测模块330、分集(rake)组合器340、沃尔什代码源380、掩码发生器385、以及准正交函数(QOF)发生器390。QOF发生器390起到与QOF发生器290一样的作用以通过将沃尔什代码与由掩码发生器385产生的掩码相乘来产生QOF。特别地，掩码发生器385提供给QOF发生器390与由掩码发生器285所提供的掩码相同的掩码，且QOF发生器390将相同的沃尔什代码按分量逐个与这些掩码相乘以便在接收机300产生与在发射机200所产生的QOF相同的QOF。如此，沃尔什代码W₁至W_N和QOF代码Q₁至Q_M被提供给解扩频器320。

RF前端接收来自一个或多个天线(未示出)的模拟信号。该前端包括自动的(A/D)转换器316和数字滤波器318。在一可选实施例中，除了数字滤波器318或代替数字滤波器318，可以在模拟端使用模拟滤波器312(虚线框中所示)。该前端电路是传统的。

解扩频器320包括多个信道或分路(finger)，其每一个包括一个PN解扩频器322和一个快速哈达马(Hadamard)变换器324。由于从发射机到接收机的各种传播路径长度的不同，接收机可能在略微不同的时间接收到相同被传送信号的多个副本。在扩频通信***中，在解扩频器的不同信道中处理这些副本中的一些副本、在相位上对准这些副本以及组合它们以产生增强的信号是有好处的。PN解扩频器322使用与在发射机中使用的用于对信号进行扩频的伪随机噪声信号相同的伪随机噪声信号对来自RF前端的信号进行解扩频。不同信道的解扩频器工作于略微不同的时间延迟τ以便检测不同的多路信号。快速哈达马变换器包括单独的用于产生QOF的每个掩码的变换器和在处理沃尔什代码中使用的变换器。

解扩频器的每个信道中的每个FHT(快速哈达马变换器)324的输出被提供给多用户检测模块330的相应信道中的多用户检测子模块332。从一个信道中的FHT 324到该信道中的MUD(多用户检测)子模块的输出的总数量等于沃尔什代码和QOF的数量的总和。因此，在图3中，一个信道中的输出的总数是N+M。

在工作中，在天线(未示出)接收来自发射机200的信号并将其提供给接收机300的RF前端310。在被前端处理之后，接收到的信号被提供给解扩频器320，解扩频器320在每个PN解扩频器322中使所接收到的信号乘以与发射机中用于对信号进行扩频的伪随机噪声信号相同的伪随机噪声信号。然后，来自解扩频器的信号被提供给FHT 324，在其中这些信号被乘以来自沃尔什代码源380的沃尔什代码和来自QOF发生器390的QOF以便对在接收机同时接收到的不同码元进行解扩频。多用户检测模块330执行对解扩频信号的进一步处理，其通过减去由于QOF的使用而产生的接收到的码元之间的干扰而对接收到的码元之间的该干扰进行补偿。随后，校正的信号被提供给分集组合器340，其组合通过不同长度的传输路径所接收到的相同信号。

图4是表示图3中接收机的可选实施例的进一步细节的方框图。该接收机包括子码片均衡器410、PN解扩频器412、延时锁定环路输出414、快速哈达马变换器(FHT)420、信道估算器440、延迟450、多用户检测模块470以及并/串转换器480。FHT420基本上与图3的FHT 324相同。它接收来自与图3中的相同的沃尔什代码发生器、掩码发生器和QOF发生器的沃尔什代码W₁-W_N和QOF Q₁-Q_M，并且它产生总数为沃尔什代码和QOF的数量总和N+M的输出。信道估算器包括快速哈达马变换器442、信道估算器滤波器444、共轭器446以及在FHT 420阵列每个输出端的乘法器448。

在工作中，接收到的信号被对任何接收到的多路信号进行组合的子码片均衡器410所采样。在信号被子码片均衡器处理过之后，该信号被解扩频器412使用与发射机中所使用的相同的伪随机噪声信号PN解扩频，所述发射机为该接收机正与之通信的发射机。结果，来自其它发射机的接收到的任何信号都显得象噪声。滤波后的信号通过在乘法器阵列430将其与沃尔什代码W₁-W_N和QOF Q₁-Q_M相乘而被进一步解扩频。

信道估算器440被用于补偿任何均衡器410所不能补偿的相位旋转。FHT 442将来自解扩频器412的信号与为1的向量的沃尔什代码W₀相乘。FHT 442的输出被信道估算器滤波器444滤波并被共轭器446所共轭。FHT420的输出线中的延迟450补偿在信道估算器中的处理延时。最后，乘法器448将共轭器的输出与来自每个延迟450的信号相乘，且该乘法器的输出被提供给多用户检测(MUD)模块470。MUD模块470示意性地与图3的MUD子模块332中的一个相同。MUD模块470减去由于QOF的使用而产生的干扰。最后，多用户检测模块的输出被并/串转换器480转换为串行流。

图5表示多用户检测模块500的并行干扰消除实现方案。该模块包括例如来自图3的解扩频电路320的一个信道或来自图4的乘法器448的一组输入线510-1至n；一组加法器520-1至n；干扰消除单元(ICU)530-1至n；以及一组求和器540-1至n。如图5所示，其中有在每条输入线中以该输入线连接至其求和输入端的加法器520，连接至每条输入线的ICU 530以及连接至每个加法器520的减法输入端的求和器540。连接至相同输入线的加法器、ICU和求和器具有相同的下标数字。每个ICU，对除了连接至该ICU所连接的相同输入线中的加法器的求和器之外的每个求和器提供输入。因此，每个加法器的作用是从在其连至的线路上的信号中减去连接至所有其它线路的ICU的输出的总和。

干扰消除电路对均衡器不能补偿的在接收到的信号中任何残留的变化进行补偿。如果需要，可以使用额外级的消除电路。

由于来自不同QOF集合的信号是非正交的，所以简单匹配的滤波器检测器可能会导致相当大的容量损失。因此，下面我们讨论***模型以及对单个用户的联合多信道检测技术。我们还在***的正向链路上提供相应的容量增益以抑制单路非正交干扰。

***模型方程

从如图1所示的发射机100所发送的复合传输波形可以被表示为

$S_{\mathrm{tr}}\left(t\right)=\mathrm{Re}\left\{s\left(t\right)e^{j2\mathrm{\π}{f}_{c}t}\right\}$

其中f_c为载波频率。于是，在一个码元间隔内的基带传输信号可以被表示为

其中：

●g(t)为码片脉冲整形滤波器(具有相对于码片时间T_c标准化的能量)；

●M为所使用的QOF掩码的数量；

●K为沃尔什代码集合的大小；

●N_u＝K·M为正向链路上代码信道的总数量；

●c[k]∈{±1；±j}为处于码片速率的复数伪随机(PN)扰码序列；

● $\stackrel{\‾}{A_i}\left[l\right]=A_n^m\left[l\right]$ 为对于被QOF函数Q_n ^m信道化的代码信道在码元时间l的传输代码信道增益；

●a_n ^m[b]为对于被QOF函数Q_n ^m信道化的代码信道在码元时间b的复数值化的QPSK或QAM数据码元(标准化为1的能量)；

●Q_k ^m[n]为将掩码m应用于沃尔什函数w_k所产生的QOF；

●

为处于码片速率的信道化代码、码元序列和复数PN代码的乘积。在所有K·M个(或更少的)正向链路代码信道被用于增加单个移动台的数据速率的重要的特定情况下，可以认为A_n ^m[b]对所有的n，m都是一个常量。这与具有IS-2000HDR标准的方案类似，在此方案中整个基站传输功率被用于为每个移动台获得高数据速率，且对不同移动台的传输被以TDM方式复用。在2000年7月IEEE通信杂志第38卷第7期第70-77页的P.Bender等人“CDMA/HDR：A Bandwidth Efficient High Speed WirelessData Service for Nomadic Users”中对IS-2000 HDR标准进行了说明，其被引入作为参考。此后，假设A_n ^m[b]对所有K·M个代码信道都是常量，因此，我们将该符号简化为 $A_n^m\left[b\right]=A\left[b\right].$

在如图3所示接收机300的移动天线端接收到的波形可以表示为r(t)＝s(t)*h(t)+z(t)，其中z(t)代表其他小区干扰加上被模型化为具有功率频谱密度 的白高斯随机过程的热噪声。对于码片持续时间远远小于信道延时扩展的情况，信道显得相对于被传输信号是频率可选的，且由此，信道脉冲响应被模型化为由 $h\left(t\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_l\mathrm{\δ}(t-{\mathrm{\τ}}_l)$ 所给出的线性***，其中 ${\mathrm{\β}}_l=\left|{\mathrm{\β}}_l\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_l}$ 是第l条路径的复数时变衰落信道增益以及τ_l是相关的时延。假设当l≠m时|τ_l-τ_m|＞T_c，即发射束是可分辨的。

注意

在该分析中，作出以下认定：

1.频率偏移(由于发射机和接收机的本地振荡器的失配以及多普勒频移的影响)的精确估算

2.理想的定时恢复，即没有由于分路时间跟踪而产生的延时锁定环路错误。

接收到的信号r(t)被首先通过码片匹配滤波器g^*(T_c-t)。然后，在第l个分路输出对于第0个码元被Q_n ^m[k]解信道化之后，可由

$Z_n^m\left[l\right]=\frac{1}{\sqrt{{\mathrm{KT}}_C}}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{(k-1)T_C+{\mathrm{\τ}}_l}{\overset{{\mathrm{kT}}_c+{\mathrm{\τ}}_t}{\∫}}r\left(t\right)Q_n^m{\left[k\right]}^{*}{c}^{*}\left[k\right]g(t-{\mathrm{kT}}_C-{\mathrm{\τ}}_l)\mathrm{dt}----\left(1\right)$

给出第l个分路输出(没有整体性的损耗)。我们表示g(t)*g^*(T_c-t)＝f(t)，其中当t＝0时f(t)＝1，以及当t＝±T_c，±2T_c，...时f(t)＝0。方程(1)可以被简化为

$Z_n^m\left[l\right]={\mathrm{\β}}_{1}A\left[0\right]a_n^m\left[0\right]\sqrt{{\mathrm{KT}}_C}+I_{\mathrm{QO},n}^m\left[l\right]+I_{\mathrm{MP},n}^m\left[l\right]+U_n^m\left[l\right]----\left(2\right).$

方程(2)的第一项代表所需量而其他项作为干扰和噪声。可以容易看出

$U_n^m\left[l\right]=\frac{1}{\sqrt{{\mathrm{KT}}_C}}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{(k-1)T_C+{\mathrm{\τ}}_l}{\overset{{\mathrm{kT}}_c+{\mathrm{\τ}}_t}{\∫}}z\left(t\right)Q_n^m\left[k\right]c^{*}\left[k\right]g(t-{\mathrm{kT}}_C-{\mathrm{\τ}}_l)\mathrm{dt}$

是具有由(I_oc+N_o)/2每实/虚分量给出的方差的复数零平均值高斯随机变量。

方程(2)的第二项代表由于不同QOF集合之间非零互相关而产生的干扰，

$I_{\mathrm{QO},n}^m\left[l\right]={\mathrm{\β}}_{t,n}^m\underset{m^{\′}=0m^{\′}\≠m,}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}A\left[0\right]a_n^m\left[0\right]v_{n,i}^{m,m^{\′}}$

其中

$v_{n,i}^{m,m^{\′}}=\frac{1}{\sqrt{K}}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_n^m\left[k\right]\·Q_i^{m^{\′}}{\left[k\right]}^{*}.$

由于QOF集合之间的相关特性，使得

$v_{n,i}^{m,m^{\′}}\∈\{\±1;\±j\},\∀n,i,m,m^{\′}(m^{\′}\≠m).$

方程(2)的第三项代表由于多路而产生的自干扰，

$I_{\mathrm{MP}}\left(l\right)=\underset{i=1,i\≠l}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_i{F}_i\left(l\right)$

其中

$F_i\left(l\right)=\frac{1}{\sqrt{{\mathrm{KT}}_C}}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_n^m{\left[k\right]}^{*}{c}^{*}\left[k\right]\underset{{\mathrm{kT}}_C+{\mathrm{\τ}}_l}{\overset{(k+1)T_C+{\mathrm{\τ}}_l}{\∫}}s(t-{\mathrm{\τ}}_i)g(t-{\mathrm{kT}}_C-{\mathrm{\τ}}_l)\mathrm{dt}$

该在代码序列之间的自相关模型的建立假设该序列是随机的，且一般是使用与所有代码信道的加扰代码相同的长代码PN掩码序列(如IS-95中)所构造的。在该假设下，F_i对所有MK个代码信道保持统计上一致。

容易看出F_i(l)具有零平均值，进一步地，F_i(l)的方差可以被如下表示：

Var[F_i(l)]＝MK[f((τ_l-τ_i)modT_c)]²A[0]²

$E\left[F_i\left(l\right){F_j}^{*}\left(l\right)\right]\≈M\·K\·f\left(({\mathrm{\τ}}_j-{\mathrm{\τ}}_i)\mathrm{mod}{T}_C\right)A{\left[0\right]}^2$

此外，可以看出

最后，在MS的多路接收机通常为如图3的340处所示的分集接收机，但也可以选择是更复杂但更高性能的IPI(路径间干扰)均衡器。分集接收机连续地组合每个分路的输出以便对解间插器的输入为

$X_n^m\left[0\right]=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\left(Z_n^m\right[l\left]\frac{{\widehat{\mathrm{\β}}}_l^{*}}{{\mathrm{\σ}}_l^2}\right)$

$=\mathrm{Re}\left[\begin{array}{c}A\left[0\right]a_n^m\left[0\right]\sqrt{{\mathrm{KT}}_C}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\mathrm{\β}}_l{\widehat{\mathrm{\β}}}_l^{*}}{{\mathrm{\σ}}_l^2}\\ +\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\widehat{\mathrm{\β}}}_l^{*}{I}_{\mathrm{QO},}^m\left[l\right]}{{\mathrm{\σ}}^2}\end{array}\right]+I_{\mathrm{MP}}+U_n^m$

其中L为MS接收机的分路的数量， 为复数衰落路径增益的估计量，以及

${\mathrm{\σ}}_l^2=\mathrm{Var}\left(I_{\mathrm{MP}}\left(l\right)\right)+\mathrm{Var}\left(U_n^m\right)$

进一步地，

$I_{\mathrm{MP}}=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\widehat{\mathrm{\β}}}_l^{*}}{{\mathrm{\σ}}_l^2}{I}_{\mathrm{MP}}\left(l\right)$ 可以被看出具有零平均值和由下式所给出的方差：

$\mathrm{Var}\left(I_{\mathrm{MP}}\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l^{\′}=1,l^{\′}\≠l}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\left|{\mathrm{\β}}_l\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}_l^4}{\left|{\mathrm{\β}}_{l^{\′}}\right|}^{2}A{\left[0\right]}^4\mathrm{MK}\left[\begin{array}{c}f{\left(({\mathrm{\τ}}_l-{\mathrm{\τ}}_{l^{\′}})\mathrm{mod}{T}_C\right)}^2+\\ 2f\left(({\mathrm{\τ}}_l-{\mathrm{\τ}}_{l^{\′}})\mathrm{mod}{T}_C\right)\end{array}\right]$

$U_n^m=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\widehat{\mathrm{\β}}}_l^{*}{U}_n^m\left[\mathrm{\τ}\right]$ 可以被看出具有零平均值和由下式所给出的方差：

$\mathrm{Var}\left(U_n^m\right)=\frac{I_{\mathrm{OC}}+N_0}{2\·{\mathrm{KT}}_C}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\mathrm{\β}}_l\right|}^2$

干扰抑制技术

由于QOF集合之间的非正交性，即使当基站***在任何时隙内都支持单个高数据速率用户时，如果如方程(2)中的软判定统计量在没有进行进一步处理以抑制干扰情况下就被输入给信道解码器，也可能存在相当大的容量损失。注意我们已限定于重要的特定情况即所有MK个正向链路代码信道被用于增加单个移动台的数据速率，且由此A_n ^m[l]对所有n，m都是常量。然而还应该注意到上述分析的大部分也适用于在相同时隙内支持多个移动台的更一般的情况。首先来考虑无多路即方程(2)中I_MP(l)＝0，_l≠0的情况，然后扩展其结果以用于多路情况。

A.无多路情况

方程(2)可被改写为：

Z＝β·A[0]R a+ U

其中

$\underset{\‾}{Z}={[Z_0^0\·\·\·Z_{K-1}^0{Z}_0^1\·\·\·Z_{K-1}^1{\·\·\·Z}_{K-1}^{M-1}]}^T$

$\underset{\‾}{U}={[U_0^0\·\·\·U_{K-1}^0{U}_0^1\·\·\·U_{K-1}^1{\·\·\·U}_{K-1}^{M-1}]}^T$

$\underset{\‾}{a}={[a_0^0\·\·\·a_{K-1}^0{a}_0^1\·\·\·a_{K-1}^1{a}_{K-1}^{M-1}]}^T;$

以及相关矩阵R被定义如下：

通过采用互相关矩阵R的结构，设计低功率干扰抑制算法是可能的。

解相关检测器计算： Y＝R^-1 Z，并将其用作对解码器的软输入。注意利用硬判定检测，解相关检测器的误比特率为

$P_b\left(e\right)=Q\left(\frac{\sqrt{\mathrm{\βA}\left[0\right]}}{\mathrm{\σ}\sqrt{\det \left(R^{-1}\right)}}\right)$

其中б为 U的每个分量的方差。解相关检测器以噪声增强为代价力图消除多用户干扰。即使利用简单的解相关器，通过计算矩阵R^-1的结构可以看出噪声增强(这里需要更多的工作)只有 的数量级。

最小均方误差(MMSE)检测器对下述进行计算：

$\underset{\‾}{Y}={(R+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{A{\left[0\right]}^2}I)}^{-1}\underset{\‾}{Z}$

如果利用所述MMSE检测器执行硬判定，则该MMSE检测器的误比特率经由下式给出：

$P_b\left(e\right)=Q\left(\frac{\sqrt{\mathrm{\βA}\left[0\right]}}{\mathrm{\σ}\sqrt{\det {(R+{\mathrm{\σ}}^{2}I)}^{-1}}}\right)$

除上述方案外，还可以使用诸如连续干扰消除(SIC)和并行干扰消除的干扰消除方案抑制多用户干扰，连续干扰消除(SIC)和并行干扰消除通过利用互相关矩阵R的结构可具有非常低的复杂性。

B.存在多路

存在多路时，分集组合器或为达到甚至更高性能增强的路径间干扰(IPI)均衡的任一方案可被用于减轻影响。这在1997年5月4-7日Arizona的Phoenix的IEEE Veh技术会议的会议录第203-207页A.Klein的“DataDetection Algorithms Specially Designed for the Downlink of CDMAMobile radio Systems”中进行了说明，其在此引入作为参考。特别当***支持高数据速率用户时，IPI均衡提供有用的增益。

虽然根据特定实施例对本发明作出了描述，但本领域的技术人员应该认识到可以作出在所附权利要求书精神和范围内的大量不同方案。

Claims (20)

1.一种高数据速率扩频发射机，包括：

编码器，用于对R比特/秒的输入比特流进行编码以产生Rs比特/秒的输出比特流；

间插器，用于加扰所述编码器的所述输出比特流的比特以产生间插的比特流；

M-ary调制器，用于调制所述间插的比特流以产生调制的比特流；

串并转换器，用于将所述调制的比特流转换为多个并行比特流；

发生器，用于产生沃尔什代码集合的准正交函数集合；

乘法器阵列，用于每个乘法器接收所述并行比特流中的一个并将其与沃尔什代码或沃尔什代码的准正交函数相乘以产生扩频比特流；以及

组合器，用于组合来自所述乘法器阵列的所述扩频比特流。

2.权利要求1的发射机，其中所述发生器包括乘法器，该乘法器用于将长度为N的沃尔什代码按分量逐个与长度为N的掩码相乘。

3.一种高数据速率扩频接收机，包括：

RF前端，用于接收信号；

发生器，用于产生沃尔什代码集合的准正交函数集合；

解扩频器，用于使用沃尔什代码或准正交函数对所述接收到的信号进行解扩频以形成解扩频信号；

多用户检测模块，用于减去由于准正交函数的使用而产生的解扩频信号中的干扰以形成校正的信号；以及

组合器，用于组合多个校正的信号。

4.权利要求3的高数据速率扩频接收机，其中所述多用户检测模块被配置成采用在所述QOF和沃尔什函数集合之间的极大极小互相关。

5.权利要求3的高数据速率扩频接收机，其中所述多用户检测模块被配置成采用在所述QOF和相同长度的每个沃尔什函数之间的相等互相关。

6.权利要求3的高数据速率扩频接收机，其中所述多用户检测模块被配置成采用在所述QOF与为了更高数据速率而采用更短扩频因子沃尔什函数所需的更短长度沃尔什函数之间的最佳互相关特性。

7.权利要求3的高数据速率扩频接收机，其中所述多用户检测模块被配置成采用来自不同QOF集合的QOF相互之间以及与沃尔什函数集合之间所具有的最佳互相关特性。

8.权利要求3的高数据速率扩频接收机，其中所述多用户检测模块被配置成利用并行干扰消除。

9.权利要求3的高数据速率扩频接收机，其中所述多用户检测模块被配置成利用连续干扰消除。

10.权利要求3的高数据速率扩频接收机，其中所述组合器是分集组合器。

11.权利要求3的高数据速率扩频接收机，其中所述组合器是路径间干扰均衡器(IPI)。

12.权利要求3的高数据速率扩频接收机，其中所述发生器包括乘法器，该乘法器用于将长度为N的沃尔什代码按分量逐个与长度为N的掩码相乘。

13.一种用于通过传输信道进行通信的通信装置，该通信装置包括高数据速率扩频发射机和高数据速率扩频接收机，

所述高数据速率扩频发射机及包括：

编码器，用于对R比特/秒的输入比特流进行编码以产生Rs比特/秒的输出比特流；

间插器，用于加扰所述编码器的输出比特流的比特以产生间插的比特流；

M-ary调制器，用于调制所述间插的比特流以产生调制的比特流；

串并转换器，将所述调制的比特流转换为多个并行比特流；

发生器，用于产生沃尔什代码集合的准正交函数集合；

乘法器阵列，每个乘法器接收所述并行比特流的一个并将其与沃尔什代码或沃尔什代码的准正交函数相乘以产生扩频比特流；以及

组合器，用于组合来自所述乘法器阵列的所述扩频比特流以形成要通过传输信道被传输的信号；以及

所述高数据速率扩频接收机包括：

RF前端，用于接收来自所述传输信道的信号；

发生器，用于产生沃尔什代码集合的准正交函数集合；

解扩频器，用于使用沃尔什代码或准正交函数对所述接收到的信号进行解扩频以形成解扩频信号；

多用户检测模块，用于减去由于所述准正交函数的使用而产生的所述解扩频信号中的干扰以形成校正的信号；以及

组合器，用于组合多个校正的信号。

14.权利要求13的通信装置，其中所述多用户检测模块被配置成采用在所述QOF和所述沃尔什函数集合之间的极大极小互相关。

15.权利要求13的通信装置，其中所述多用户检测模块被配置成采用在所述QOF和相同长度的每个沃尔什函数之间的相等互相关。

16.权利要求13的通信装置，其中所述多用户检测模块被配置成采用在所述QOF与为了更高数据速率而采用更短扩频因子沃尔什函数所需的更短长度沃尔什函数之间的最佳互相关特性。

17.权利要求13的通信装置，其中所述多用户检测模块被配置成采用来自不同QOF集合的QOF相互之间以及与沃尔什函数集合之间所具有的最佳互相关特性。

18.权利要求13的通信装置，其中所述多用户检测模块被配置成利用并行干扰消除。

19.权利要求13的通信装置，其中所述组合器是分集组合器。

20.权利要求13的通信装置，其中所述组合器是路径间干扰均衡器(IPI)。

Images