CN1518793A - 用于包络反馈放大器线性化的线性自动优化 - Google Patents

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Abstract

提供一种放大信号的放大器配置和方法，用以自动优化功率放大器输入/输出特性的线性。所述放大器配置包括反馈回路，后者包括对功率放大器输入和输出的信号包络线的检波。所述放大器配置包括偏移参数，后者在第二反馈回路中确定，当输入信号振幅处在小信号值的预定范围内时所述偏移参数自适应到一个优化功率放大器输出的线性的值，从而在整个输入信号振幅范围内产生显著减小的畸变以及线性化的输出。

Description

用于包络反馈放大器线 性化的线性自动优化
发明领域
本发明涉及放大器，具体地说，涉及补偿输入信号和输出信号之间由功率放大器产生的非线性畸变的有效的功率放大电路和方法。
相关技术的描述
放大器用于要求小信号放大的各种用途。在要求线性处理或重现包含于信号振幅和相位的信息的信号的应用中，放大器输出中低的畸变极其重要。为了维持放大时这种信息的完整性，放大器的输出在振幅和相位上应该呈现低畸变。换句话说，为了维持高的信号保真度，放大器应该在其整个工作范围内呈现接近线性的输入输出特性。
线性放大在发射信息编码于信号振幅和相位上的放大了的信号的通信装置中特别重要。由信源向目的地发射的信号往往在发射前进行调制和放大。几种现存的和预期的无线电数字通信***都是基于既改变振幅又改变相位的调制方案，这种调制方案常称为线性调制方案。与只有相位调制或频率调制的调制方案相比，线性调制方案在给定吞吐量(每秒每Hz位数)下提供较高频谱效率。
不幸的是，在通信装置中，信号的频谱特性只有在整个发射机链都是线性的情况下才得以保持。若发射机不线性，则在发射的信号中将产生交叉调制畸变(IMD)，致使信号的频谱增大，干扰邻近信道上的用户。若非线性特别强，则会危害信号的完整性，导致接收机上误码率增大。但实际上，放大器的输出是非线性的，因为随着输入信号振幅的增大，某些值输出会饱和。随着放大器的输出到达饱和，输出中的IMD增大，造成不希望有的畸变。
获得线性放大的一种传统方法，是利用工作在远低于饱和的甲类功率放大器。但是，这种类型的工作效率差，因为甲类放大器即使在零输入信号或静止的状态下也耗散功率。在用电池供电的便携式装置中这是特别有影响的功率消耗。
发射机中的功率放大器是造成畸变的主要贡献者，设计要在线性和功率效率之间进行折衷。最近人们的注意力集中在设计这样的功率放大器配置上、它具有应用于功率效率高的非线性功率放大器的线性电路，以图既获得线性放大又获得高的功率效率。达到增强线性的一种方法是利用包络反馈回路，诸如H.Kosugi等人在Electronics andCommunication in Japan，Part 2，Vol.77，No.3，1994，pp.50-57题为“利用包络反馈方法的高效线性放大器”一文和B.Shi等人在Proceedingsof the 49th IEEE Vehicular Technology Conference，May 1999，pp.1520-1524题为“利用功率反馈的射频功率放大器的线性化”一文中公开的，此两文均附此作参考。
图1表示举例说明包络反馈原理的射频功率放大器配置100的方框图。如图1所示，射频输入信号si在进入非线性功率放大器(PA)128之前，在可变增益放大器(VGA)124中加权，以便达到整体线性。加权是由设置于加有输入信号si的输入节点120和接收输入信号si放大重现so的输出节点130之间的反馈回路获得的。在节点122和节点130之间，输入信号si由VGA 124进行放大或衰减来调整。调整后的信号输出到节点126，然后提供给PA 128，产生放大了的输出so。
放大器配置100包括包络反馈回路，以便提供控制VGA 124用的信号。反馈回路包括沿着节点132的第一信号通路和沿着节点133的第二信号通路。输出信号so由耦合器131从输出节点130耦合到节点132。so的退耦输出提供给固定衰减器134。固定衰减器134按比例缩放射频输出so，并定义所述布局的线性增益(取非常大的回路增益)。然后把缩放后的输出提供给常规的或功率的平方包络检波器136。
节点120上的输入信号si类似地由耦合器121耦合到节点133，节点133本身耦合到常规包络或平方功率包络检波器(D)135。检波后的输入和缩放后的输出(常规的或功率的)包络信号在诸如差动放大器等的差动元件140中相减，产生误差信号re。然后误差信号在诸如低通滤波器(LPF)等环路滤波器142上进行滤波，并在放大器144上放大。在VGA 124控制之前，还可以利用求和元件146把一个任选的预设的偏移值Kc加在放大后的误差信号上。然后提供放大后的误差信号，用来控制VGA 124的放大电平，在输入PA 128之前，VGA调节输入信号si。
图2表示功率放大器配置200的方框图，举例说明利用VGA控制非线性功率放大器输出振幅的替代方案。带有类似号码的元件及其相应的功能如上所述。如图2所示，PA 228的输出功率直接受误差信号re控制。在这种情况下，例如，误差信号re可以控制工作点或电源电压。例如，通过控制工作点、电源电压和/或其他直接控制方法，直接控制PA 228是在PA内实现VGA功能的一种途径。
正如下面将要详细讨论的，依回路元件参数选择的不同，PA和VGA组合增益的线性可能受到不利影响。因而，回路增益对图1和2放大器配置的总增益的影响还有待进一步研究。
上述技术具有相同的反馈布局。图1和2实现之间的差异在于VGA/PA控制信号和PA输出振幅之间的关系。在任何情况下，都可以假定这个关系或多或少有非线性。于是，在不丧失任何一般性的情况下，在以下勾画出任何反馈电路中小和大的信号对PA线性的影响的分析中，只须考虑图1的布局即可。
关于检波器135和136，不论常规包络检波器还是功率检波器，都有人提出过。先从包络检波器开始，并考虑回路的DC特性(亦即不考虑环路滤波器)，理想的包络检波器的复数基带等效电路的复数值信号的绝对值(实数值)。于是，
D(sx)＝|sx|≡rx         (公式1)
而且在这种情况下输出振幅由下式给出
r o = A G ( K c + A c r i ) 1 + A G A c r i β · r i (公式2)
在AGAcriβ》1的条件下式中的AGAcriβ可以定义为***的回路增益，而对于
AGAcri》Kc，输出振幅由下式给出
r o ≈ r i β (公式3)
式中1/β可以定义为***的线性增益。
应当指出，回路增益与输入信号的振幅成正比。于是，AGAcriβ》1的条件只对有限的输入振幅范围是有效的。检查公式2之后，偏移值可以选为
K c = 1 β A G (公式4)
因此得出
r o ≈ r i β (公式5)
上述分析并未考虑AG是取决于输入信号振幅的非线性函数这一事实。但若PA 128对于小的输入信号是线性的，则Kc可以设置为
K c 0 = 1 β A G 0 (公式6)
式中AG0是PA 128的小信号增益。因此，在PA 128是线性的整个范围内，可以以要求的增益获得线性运行。超出这个范围，回路增益必须足够大(按照上面的讨论)才能在整个输入振幅范围内给出线性PA 128。
这个推理在利用功率检波器时也适用。其中
D(sx)＝|sx|2≡rx 2         (公式7)
输出振幅变为
r o = 1 β · ( - 1 2 A G A c β r i + ( 1 2 A G A c β r i ) 2 + K c A c + r i 2 ) (公式8)
为了获得小输入振幅要求的增益，公式6仍然适用，而超出小信号范围时回路增益AGAcβri必须大。上面所说的回路增益是大信号增益，这在考虑***的线性时是有用的。从稳定性的观点看(因为它是反馈***)，应该考虑微分回路增益。
扩大上面讨论的布局的线性范围的方便的方法是按照公式6把任选的偏移值Kc设置为适当的值。但是，正如下面将要更详细讨论的，若Kc不具有正确值，则所述布局对小的输入信号变为非线性，即使PA 128是理想线性的。
扩展上述布局的线性范围的另一个途径是增大回路增益AGAcβri，代替把偏移值Kc设置为并未完全确定的所需值。但是，增大AGAcβri会以减小最大带宽为代价，因为回路增益、回路带宽和回路延迟的乘积决定着反馈***相位的余量。于是，减小回路增益可以换来带宽的增大。因而，对于给定的带宽，存在一个对低的输入振幅会造成回路增益不足的最大回路增益。因此，为了优化带宽，Kc必须设置为适当的数值。
不幸的是，在一次性设置Kc值方面存在问题，因为功率放大器的小信号增益不够准确。因此，有必要采取自适应途径来设定Kc值，以便考虑这样的变化。
现在来描述不同放大器参数值的作用。图3a表示反馈回路对具有常规包络检波器的并利用以下参数的PA线性化配置的增益(r0/ri)的影响。
AG＝10；β＝0.1；0≤ri≤1；以及Kc＝0。类似地，图3b表示对于具有相同参数值但利用功率检波器而不是常规包络检波器的PA线性配置的增益。在3a和3b两个图中，线性PA都假定简化范围的计算，其中回路增益变低并且PA应线性。参数Kc设置为零，而主要构成这些配置的峰值回路增益的放大器144的增益Ac设置为不同的值，以便表明对于低的输入振幅回路的不良特性。
如图3a和3b所示，在反馈回路不设置偏移值Kc时，为了获得合理的输入信号振幅范围所需的恒定增益，可能要求数值非常大的Ac。但是，在大多数情况下，并不需要这样高的Ac值来补偿饱和范围的PA非线性。此外，正如上面讨论的，为了(在不违反稳定性的条件下)使回路的带宽达到最大，从而允许较大的信号带宽，Ac应该保持尽可能低。
接着，图4a和4b表示对于分别利用常规包络检波器和功率包络检波器的图1线性化配置，增益Ac固定为10时偏移值Kc的不同数值的作用。正如从图4a和4b可以看到的，设置Kc要求高的准确度。应当指出，零输入信号振幅的增益总是等于Kc·AG0。
在图5a和5b中，引入简单的非线性，以便给典型的PA的AM-AM饱和特性建模。饱和特性由以下的三阶复数值多项式给出
r o , pa = 10 · ( 1 - 4 27 · r i , pa 2 ) · r i , pa (公式9)
式中ro，pa是功率放大器输出的信号振幅，而ri，pa是输入功率放大器的输入信号振幅。在由公式9定义的特性中，对于ro，pa＝10，输出ro，pa饱和，并提供AG0＝10的小信号增益。如图5a和5b所示，对于Kc和Ac的不同设置，示出分别采用包络和功率检波器的回路的增益。Kc＝Kc0，Ac＝0的特殊情况相当于PA本身的增益。
图3a至5b的曲线表示在反馈***中偏移值Kc是一个与回路增益同样重要的参数。正如在图3a和3b中对于小信号振幅所表明的，高的回路增益决不会补偿设置不正确的偏移值Kc，因为回路增益与输入信号成正比，并随着输入信号振幅的减小而持续下降。于是，在包络反馈***中，为了避免输入范围小信号部分的畸变，偏移值Kc必须精确设置。
发明概要
因而，本发明的目的是包络反馈RF放大器线性化的线性自动优化，它显著减轻由相关技术的限制和缺点造成的一个或多个问题。
在本发明的一个方面中，放大器配置包括具有用以使功率放大器的输出线性化的反馈回路的功率放大器。反馈回路包括偏移值，它与随输入和输出信号振幅而变并在所述回路中产生的误差信号结合。若放大器配置的输入信号振幅等于或低于预定的小信号值，则偏移参数的值是自适应的、以便在输入和输出信号振幅之间改变，从而使功率放大器在所述范围内线性化。当输入信号的振幅大于预定的小信号阈值电平时，偏移值在预定的偏移信号值上维持恒定。
本发明的其他方面和优点将会在下面的描述中提出，并在所述描述中部分地出现或者可以从本发明的实践中学到。本发明的这些方面和优点将由本***和方法实现或获得，并在书面描述和权利要求书以及附图中具体指出。
显然，上面的一般描述和下面的详细描述都是示范性的，并且仅仅是示范性的，并不像权利要求书那样限制本发明。
应该强调指出，本申请书中用到的“包括”一词是指所陈述的特征、整体、步骤或组成部分的存在；但所述词的使用并不排除附加的一个或多个其他特征、整体、步骤、组成部分或它们的组合的存在。
附图的简要描述
为进一步理解本发明而提供的附图，包括于本说明书中并构成其一部分，连同解释本发明原理用的描述一起举例说明本发明各实施例。附图中：
图1是举例说明包络反馈原理的第一放大器配置的方框图；
图2是举例说明包络反馈原理的第二放大器配置的方框图；
图3a是偏移参数值等于零时图1所示放大器配置各种回路放大器参数下放大器增益的变化与放大器输入振幅关系的曲线；
图3b是偏移参数值等于零时图2所示放大器配置各种回路放大器参数下放大器增益的变化与放大器输入振幅关系的曲线；
图4a是偏移参数值改变而闭环放大器增益固定时，图1所示放大器配置的放大器增益的变化与放大器输入振幅关系的曲线；
图4b是偏移参数值改变而闭环放大器增益固定时，图2所示放大器配置的放大器增益的变化与放大器输入振幅关系的曲线；
图5a是偏移参数和闭环放大器增益改变，而且所述功率放大器用AM-AM饱和特性建模时，图1所示放大器配置的放大器增益的变化与放大器输入振幅关系的曲线；
图5b是偏移参数和闭环放大器增益改变，而且所述功率放大器用AM-AM饱和特性建模时，图2所示放大器配置的放大器增益的变化与放大器输入振幅关系的曲线；
图6示出举例说明按照本发明的一般检波和控制原理的曲线图；
图7表示按照本发明第一实施例的示范性包络放大器的示意图；
图8表示按照本发明第二实施例的示范性包络放大器的示意图；
图9表示按照本发明第三实施例的示范性包络放大器的示意图；
图10表示按照本发明第四实施例的示范性包络放大器的示意图；
图11表示按照本发明第五实施例的示范性包络放大器的示意图；
图12表示按照本发明第六实施例放大信号的示范性方法的流程图；
图13表示按照本发明第七实施例放大信号的示范性方法的流程图；以及
图14表示按照本发明第八实施例放大信号用的示范性方法的流程图。
详细描述
现将结合附图中举例说明的几个示范性实施例更详细地描述本发明的这些和其他方面。
把偏移值设置为预设的恒定值的一个缺点是，放大器和其他放大***组件存在时间漂移、热漂移和电源电压波动以及***组件制造上变化和不利环境工作条件造成的漂移。这些变化本身使功率放大器的小信号增益AG0不准确和/或变化。于是，预设偏移值Kc0值的不准确造成不希望有的非线性。
因此，本发明旨在包络反馈RF放大器线性化的线性自动优化，它大大地减轻先有技术的限制和缺点造成的一个或多个问题。本发明的一般方法是，当输入信号振幅处在小信号振幅范围内时，允许偏移值Kc自适应至最优值。
采用本发明，在输入信号振幅小、功率放大器足够线性、使得与不正确的Kc值造成的误差相比、功率放大器的非线性引起的误差可以看作是不显著的的情况下，可以检测由不正确的Kc值引起的误差。于是，本发明可以通过检测等于或低于某个阈值电平的小的输入信号振幅时的误差，并以不同的方式利用此误差来控制Kc值，保证Kc值得到正确的设置。
在诸如便携式无线电通信装置等要求充分线性地放大的电子设备中，本发明是有用的。便携式无线电通信设备在这里是指移动式无线电终端，包括诸如移动电话、传呼机、通信机(例如，电子组织机、智能电话)等所有设备。在诸如包括发射信号进行了调制以便在其振幅中包含信息的通信发射机的***等要求调制信号的信号振幅畸变低的***中，本发明特别有用。本发明任何一种反馈技术都可以单独用来补偿功率放大器中的振幅到振幅畸变，或者，例如在利用正交相移键控(QPSK)调制方案的通信***中，与相位反馈回路结合，实现功率放大器非线性的完全校正。当然，在不直接涉及便携式无线电通信***组件的应用中，本发明也可以用来在所需输入信号范围内达到线性化的放大器信号输出。
参见图6，现将描述按照本发明控制偏移值Kc的一般化方法。信号610和信号620分别代表按照本发明的线性化放大器的检波输出包络和检波输入包络。某个时刻信号线610和620之间的垂直分隔距离代表错误的Kc造成的输出信号中的误差。如图6所示，当输入信号620振幅降到或低于振幅阈值电平ATH时，在时间周期630过程中，放大器***的误差检测允许对Kc的控制。正如从以下详细的实施例中将会看到的，这种允许功能可以以各种方法调整偏移值Kc的大小。于是，正如在以下实施例中将举例说明的，本发明可以检测小输入振幅的误差，并以各种方式用这个误差来控制Kc的值。
图7表示按照本发明第一实施例的示范性放大器配置700的方框图，它举例说明自适应偏移值的原理。如图7所示，RF输入信号si在非线性放大器718之前在可变增益元件714中加权，以便达到总的线性特性。加权是通过设置在加有输入信号si的输入节点710和接收输入信号si放大后的复现so的输出节点720之间的反馈电路获得的。在节点710和节点720之间，输入信号电平通过可变增益元件714的放大或衰减加以调整。然后把可变增益元件714输出的调整后的输入信号提供给放大器718。
放大器配置700包括反馈电路，为控制可变增益元件714提供信号。反馈电路包括沿着节点722的第一信号通路和沿着节点726的第二信号通路。输出信号so提供给振幅检波器724的输入端。沿着输入侧的通路，节点710上的输入信号si提供给振幅检波器728的输入端。
振幅检波器724，728的类型可以包括例如常规或功率包络检波器，诸如上述包络检波器或其他类型的监视器/检波器，诸如包括模拟和/或数字组件的检波器。检波后的输入和输出振幅信号在诸如差动放大器等求差元件730上相减，在节点732上产生误差信号θError。在求和元件734上误差信号θError与偏移值Kc相加。求和元件734输出的复合信号提供给与可变增益元件714相连的节点740，在输入到放大器718之前调整输入信号si。
与图1和2所示的对si所有信号电平都使用恒定的预设偏移值的放大器配置不同，放大器配置700包括动态偏移值控制器736，提供一个例如，如图6所示可以随着小信号阈值ATH和si的振幅特性737而变化的偏移值Kc。小信号阈值ATH可以是一个预设的量，诸如对于特定的放大器配置设置的恒定值。作为另一方案，ATH可以是可调整的，使其值随着特定的操作环境而调整。不是采用预设的阈值ATH，而是动态偏移值控制器736可以包括数字信号处理电路，它提供根据诸如上述公式计算的Kc值。作为另一个示范性替代方案，处理电路可以利用存储的ATH值，使得只有在其上限由ATH定义的范围内才进行Kc的动态计算。si的振幅特性737可以用来与ATH的大小比较，并由各种来源提供，诸如由输入信号si的检波振幅常规或功率包络提供、由放大器700之前产生或处理输入信号的基带电路，或监视和/或测量输入信号振幅特性的其他电路提供。尽管在图7中没有显示，动态偏移值发生器736也可以根据诸如下列实施例进一步举例说明的本发明原理的特定应用与诸如输出振幅特性等其他信号特性一齐提供。
图8表示按照本发明第二实施例的示范性放大器800的示意图。放大器电路800在输入节点820上接收输入信号si，并沿着输出节点830产生输出信号so。加在节点820上的输入信号si可以是，例如，振幅和相位调制的信号，而输出信号so是输入信号si放大后的复现。输入信号si由耦合器821耦合到节点833，后者本身提供给常规包络或功率(平方)包络检波器835的输入端。输出信号so由耦合器831耦合到节点832，然后在提供给常规包络或功率(平方)包络检波器836之前由衰减器834适当地缩放。尽管在示意图上耦合器821和831表示为分布线耦合器，但应明白，任何耦合/取出安排都可以用来把来自一个节点的信号耦合/取出到另一个节点，包括节点的直接连接和/或它们的组合。这两个已检波包络信号提供给求差元件840。求差元件840把所述已检波包络信号之一从另一个已检波包络信号中减去、从而产生误差信号re。求差元件840可以是任何一种能够输出指示两个输入信号的差值信号的器件。例如，求差元件840可以是差动放大器。
然后误差信号re提供给回路滤波器(LPF)842，随后由放大器844放大Ac倍并在求和元件846上加上偏移值Kc。然后把从求和元件846输出的信号用来控制可变增益元件824，例如，可变增益放大器或衰减器，后者本身控制节点826上的信号电平，它是节点822上信号放大(或衰减)后的型式。于是，由功率放大器(PA)828提供的信号so电平被控制可变增益元件824的反馈信号调制，使得PA 828的输出特性线性化。误差信号re还提供给节点843，后者耦合到积分器(INT)845的输入端。
在本实施例中，Kc的值决定于积分器845的输出，并当积分器845被启动信号EI启动时，取决于re的值。只有当输入信号振幅在预定的积分范围内，积分器845才应被启动(例如，EI为高时)。例如，如图6所示，积分范围可以定义为阈值振幅ATH。当信号EI为高时，积分器845被启动，并对误差信号re进行积分。启动信号EI可以从发射机的基带电路控制，它主要是接通或关断积分器845的积分功能。当不被启动时，积分器维持一个基本上相当于积分器零输入的原值。于是，积分器输出保持恒定，并等效于Kc。
本专业的技术人员应该很容易理解，在输入信号振幅越出积分器的范围时，Kc应保持恒定。于是，采用这样的反馈控制结构，PA 828的输入便被增大或减小，以便补偿PA 828的振幅非线性。所以偏移值的数值不再像图1和2的放大器那样保持恒定，而是响应小信号输入使非线性PA的输出部分地根据在输入信号si振幅小时会变化的自适应偏移参数Kc而得到补偿。
积分器启动信号EI可以从发射机基带电路以外的来源产生。图9表示按照本发明的第三实施例的示范性放大器900，其中EI信号从输入信号包络振幅与基准电平比较中产生。图9中引用字符与图8中的引用字符相似的放大器组件的类型和功能如上所述。如图9所示，检波后的输入信号常规的或功率的包络在节点912处馈入比较器914。比较器具有基准电平，而积分器918配置得当输入信号包络振幅在积分范围内，例如，如图6举例说明的，等于或低于阈值振幅ATH时从比较器914接收启动信号EI。
因为误差信号re可能非常小，实际上当利用功率包络检波器(r2)时，积分器918的增益应该足够低，以便抑制噪音和(若有)寄生信号，不然它们会调制所述***的增益。这本身意味着反馈电路可能慢。但是，这并不成问题，因为由所述回路检测到的变化主要是缓慢变化(例如由于温度漂移造成的)和/或***中的其他静态误差。
因为反馈回路需要一段时间才能收敛到偏移值Kc的最优值，故可加入预设功能，使积分器输出在接通电源后立即可以设置为接近(亦即，尽可能接近***精度)最优值。
上述实施例的实际实现可能受到误差信号通路上偏移值的不利影响。信号通路误差可能来源于两个检波器835，836之间的不平衡。求差装置840也可能引起DC偏移。所述偏移可能产生非最优的Kc。若有必要，可以在积分器845和918之前设置DC消除电路，以便去除或减少偏移值。例如，DC消除电路可以设置在求差装置840之后和/或设置在检波器835，836之后。
图10表示按照本发明第四实施例的示范性放大器1000。图10所示的放大器组件的类型和功能使用与上述第二和第三实施例相同的参考符号。
求差元件1030，例如差动放大器等接收限幅器1011，1010的输出，并把节点1042上所得误差信号提供给积分器1050。限幅器1011，1010的增益应大体上等于和/或设置为一个值，使得超出积分范围(例如，大于ATH)的输入振幅使两个限幅器都饱和。结果，当输入振幅超出积分范围时，节点1042上限幅器1010，1011的输出将处于同一电平，产生零电平误差信号，因而由于积分器1050的输入为零，积分器输出将恒定。
为了考虑两个限幅器通路1001/1027和1002/1028之间增益和/偏移值的不平衡可能会对积分器的控制产生有害影响造成非最优Kc，可以在积分器1050之前用DC消除电路来减轻偏移值的问题。作为另一种方案，或者除利用DC消除电路之外，为了在输入信号振幅超出积分范围时避免对偏移值进行积分，如上所述，积分器1050可以只在输入信号处在积分范围内才启动(EI)积分器1050。
图11表示按照本发明第五实施例的示范性放大器1100。上述第二至第四实施例依靠通过对低于某阈值电平的输入振幅误差的直接积分推算的Kc，而放大器1100却基于当输入振幅低于阈值电平ATH时对检波输入和输出信号在任意时刻的采样、计算两者的比率、然后由此出发、根据例如上述关于常规包络和功率包络反馈***的各自的公式、计算新的Kc值。
如图11所示，正如上述第二至第四实施例一样，放大器1100包括反馈回路，但是，不是利用积分器来确定偏移值Kc，而是，通过将检波器835和836的输出耦合到诸如对模拟输入信号进行采样和数字化的模数转换器(ADC)等各自的采样元件1127a和1127b，使放大器1100分别对节点1126上的输入包络和节点1125上缩放后的输出包络进行采样和数字化。采样和数字化后的输入和输出包络值分别输出到节点1128a，1128b，然后由诸如根据采样包络振幅值计算新的Kc的数字信号处理器等信号处理器1140接收。例如，信号处理器1140可以计算采样和数字化的输入/输出比率，然后不是根据公式2就是根据公式8(分别取决于是采用常规包络还是采用功率包络检波器)产生新的偏移值Kc，以便在数字化输入达到或降低到阈值电平ATH以下时对小信号输入维持平坦的放大器增益特性。信号处理器1140把算出的Kc值注入节点1129，此后算出的Kc在求和元件846上与滤波和放大后的误差信号re相加，以此控制可变增益放大器824，并最终影响节点826上输入功率放大器828的信号振幅。
信号处理器1140可以通过以下方式计算新的偏移值Kc：用类似于连续的方式、利用时钟发生器产生具有固定频率的时钟信号CL、在时间间隔相等的时刻对输入的包络和缩放后的输出包络值进行采样和数字化。或者，信号处理器1140可以通过在受信号产生电路(未示出)控制的信号CONT指定的时刻对输入的和输出的包络值进行采样和数字化来计算Kc值。在这种情况下，产生信号CONT的采样时刻可以选在例如假定误差为很小值的时刻。所述误差可以是噪音和/或输入信号si和输出信号so之间延迟时间不匹配造成的偏移值误差。当对非常小的信号振幅进行采样和数字化时，噪音和偏移值的影响会是显著的，而当检测时间导数大的信号时，亦即当信号振幅随着时间急速变化时，延迟时间不匹配的影响会是显著的。
如图11用功能决1150表示的，不是连续输出新的偏移值Kc代替每个采样间隔的旧值，而是注入的Kc值可任选地根据两个或多个测量值的平均值算出，并最终代替旧值或通过计算移动平均，亦即两值之间通过给旧值进行某种加权来求新值的平均值。
图11中，功能块1160代表放大器1100另一种任选的改变。在要求线性化放大的许多放大器应用中，例如，在通信装置中、信号产生电路是在数字域中实现的。因此，可以方便地从信号产生电路获得的信息计算采样的输入振幅，而不是在节点1126上对来自检波器835的检波输入包络进行采样和数字化。
尽管放大器800至1100的特定组件是用模拟器件描述的，但应明白，组件功能块的功能(例如，D，LPF，INT等)可以是模拟的、数字的或既是模拟的又是数字的，根据需要设置数模转换器或模数转换器。另外，尽管在上述示范性实施例中使用了可变增益放大器，但应明白，所述PA可以直接由回路输出控制。对于本专业的技术人员，本发明显然可以方便地单独应用或在串级配置中应用，而且它还可以包括附加的组件。例如，输入节点826可以在功率放大器828之前包括一个或多个附加的放大级，诸如驱动放大器。尽管采样元件1127a和1127b表示为分立的元件，但应明白，采样和数字化元件或者可以一起集成为一个单一的器件或者与信号处理器集成在一起。尽管功率放大器828表示为单独的单元，但应明白，功率放大器828可以包括多个放大级，输出信号从功率放大器828的末级输出。
图12是按照本发明第六实施例的放大信号的示范性方法1200的流程图。方法1200在针对放大装置确定偏移值初始值时在步骤1210开始。例如，初始的Kc值可以设置等于公式6指示的值。但是，初始的Kc值也可以取决于各种因素，例如，工作温度，或者若在放大器输出之前有几个放大级，则可能基于复合的小信号增益。在步骤1220，确定阈值电平ATH，以便定义小信号增益呈非线性范围。在步骤1230和1240，分别检测输入和输出信号的振幅特性。步骤1230和1240的检测可以，例如，利用采样技术或用诸如上述常规或功率包络检波器835和836包络检波器进行。在步骤1250，求出输入振幅特性和输出振幅特性之差来建立误差信号。在步骤1260，随在步骤1250确定的误差和当前偏移值大小而变地确定放大电平。输入信号在步骤1270根据在步骤1250确定的放大电平进行放大。在步骤1272判断检波后的输入信号特性是否小于小信号阈值电平ATH。若检波后的输入信号特性小于小信号阈值电平ATH，则在步骤1272动态地调整偏移值Kc(步骤1273)，以便维持放大器充分线性的增益特性。若检波后的输入信号特性大于小信号阈值电平ATH，则在步骤1274把偏移值设置为初值。返回路径1275和1276举例说明对输入(和输出)信号振幅特性的连续检测，以便在放大器工作的同时动态地调整偏移值Kc。
尽管上面针对方法1200描述了所述处理过程、并将以步骤的形式在下面描述和示出其他示范性方法的处理过程，但应明白，它们说明的顺序、目的在于从概念上理解，而不是想要规定任何特定的步骤顺序。例如，步骤1220和1210就可以互换，而且有些步骤，诸如步骤1230和1240可以同时完成。
图13是按照本发明第七实施例放大信号的示范性方法的流程图。方法1300以为放大装置确定初始偏移值的步骤1310开始。例如，初始的Kc值可以设置等于公式6指示的值。在步骤1320，确定阈值电平ATH，以便定义小信号增益呈非线性的范围。在步骤1330检测输入信号的包络。在步骤1340对输出信号进行缩放，以便建立缩放后的输出信号，并在步骤1350检测缩放后输出信号的包络。步骤1330和1350的检测可以用上述包络检波器，诸如常规的或功率的包络检波器835和836进行。在步骤1360，求出输入信号包络和输出信号包络之间的差值，以便建立误差信号。
在步骤1370检查输入信号包络振幅，以便确定它是否在由ATH定义的小信号阈值范围内。若确定输入振幅处在小信号阈值范围内，例如，小于或等于ATH，则在步骤1374对误差信号(来自步骤1360)进行积分，以便建立偏移值Kc自适应后的版本。在步骤1380，随误差信号和偏移值Kc而变地控制输入信号通路上的可变增益元件。在这种情况下，偏移值Kc已经在步骤1374由积分的误差信号求出。可变增益元件可以是可变增益放大器，诸如上述可变增益元件824或其他可变增益器件。在步骤1390，从可变增益元件输出的信号由放大器放大，以便产生放大后的输出信号。
若在步骤1370确定输入信号包络振幅超出由小信号阈值电平ATH定义的范围，则如绕过步骤1374的判决路径1372所表示的，不对误差信号进行积分。于是，随误差信号和在步骤1310确定的偏移值Kc而变地控制输入信号通路上的可变增益元件。当***接通电源时，积分器的初始输出可以设置为由例如初始估计值确定。此后，***会自然而然地适应Kc的数值。
作为用可变增益元件的输出控制放大器的另一个方案是，输入信号可以由直接受误差信号和偏移值Kc控制的放大器放大。这一点，对于输入振幅处在由小信号阈值电平ATH定义的范围以外的情况示于判决路径1382，而对于对误差信号已经进行积分的情况则示于路径1384。这两条路径1382、1384均后跟步骤1386，其中输入信号由受偏移值(亦即或者初始偏移值Kc或者从积分的误差信号导出的值)和误差信号控制的放大器放大。步骤1386和1390上的放大器可以是功率放大器(PA)，诸如上述PA 828。从步骤1390或1386返回步骤1330的返回路径1392举例说明对输入(和输出)信号振幅特性进行连续监测，以便在放大器工作的同时动态地调整偏移值Kc。
图14是按照本发明第八实施例放大信号的示范性方法1400的流程图。方法1400在为放大装置设置偏移值初值的步骤1410开始。例如，Kc初值可以设置等于公式6指示的数值。在步骤1420，确定阈值电平ATH，以便定义小信号增益呈非线性的范围。在步骤1430检测输入信号包络。在步骤1440，输出信号进行缩放，以便建立缩放后的输出信号，并在步骤1450检测缩放后输出信号的包络。步骤1430和1450的检测可以用上述包络检波器，诸如常规的或功率的包络检波器835和836进行。在步骤1460，求出输入信号包络和缩放后输出信号包络之间的差值，以便建立误差信号。
在步骤1470检查输入信号包络的振幅，以便确定它是否处在由ATH定义的小信号阈值范围内。若确定输入振幅在小信号阈值范围内，例如，小于或等于ATH，则在步骤1474根据输入振幅和采样的缩放后的输出信号包络计算偏移值Kc的自适应型式。Kc的计算，例如，可以根据对检测的输入包络信号和检测的缩放后的输出信号进行，计算两者的比率，并由此根据公式2(对于检测常规信号包络的方法)或公式8(对于检测缩放后的功率包络的方法)计算自适应的或新的Kc值。
在步骤1474以类似于连续的方式按照以下方法进行新偏移值Kc的计算：例如利用具有固定频率的时钟发生器、在时间间隔相等的时刻、对输入包络和缩放后输出的包络值进行采样。作为另一方案，可以采用以下方法来计算新的Kc值：在由输入信号产生电路(未示出)控制的时刻和/或选定的时刻、例如在假设误差为很小值的时刻对输入和输出包络值进行采样。
任选地在步骤1474，不是对每一采样间隔连续地输出偏移值的新Kc值来代替旧值，而是根据两个或多个测量值的平均来注入Kc值，最后代替旧值，或者计算移动平均。
在步骤1480，随误差信号和偏移值Kc而变地控制输入信号通路上的可变增益元件。在完成步骤1474的情况下，偏移值Kc是算出的数值。计算可以利用数字信号处理器、模拟电路或模拟和数字电路结合完成。可变增益元件可以是可变增益放大器，诸如上述的可变增益元件824或其他可变增益器件。在步骤1490，可变增益元件输出的信号由放大器放大，以便产生放大后的输出信号。
若在步骤1470确定，输入信号的包络的振幅超出由小信号阈值电平ATH定义的范围，则如图14所示由绕过步骤1474的判断通路1472所表现的，不执行步骤1474。于是，随误差信号和在步骤1410确定的偏移值Kc而变地控制输入信号通路上的可变增益元件。
作为利用可变增益元件的输出控制放大器的替代方案，输入信号可以由直接受误差信号和偏移值Kc控制的放大器放大。对于输入振幅处于由小信号阈值电平ATH定义的范围以外的情况，由判断通路1482示出；对于已经计算偏移值Kc新(自适应)值的情况，由判断通路1484示出。这两条通路1482和1484均后跟步骤1486，在步骤1486中输入信号由受控于偏移值(亦即，或者初始偏移值Kc或者从积分的误差信号导出的数值)和误差信号的放大器放大。步骤1486和1490中的放大器可以是功率放大器(PA)，诸如上述PA 828。从步骤1490或从步骤1486到1430的返回步骤举例说明对输入(和输出)信号振幅特性的连续检测操作，以便在放大器运行的同时动态地调整偏移值Kc。
本发明的自适应***和方法允许在不伴随反馈回路增益的增大而严重损失带宽的情况下扩大功率放大器的线性范围。此外，本发明的放大装置呈现低的畸变和低交叉调制产物，因而允许功率放大器的高效线性运行。本发明还在不显著增大电路复杂性和由于附加电路在基带频率下运行的功率消耗的情况下使包络反馈方案自给自足。
对于本专业的技术人员来说，显然，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，对本发明的包络反馈RF放大器线性化的自动线性优化可以作出各种各样的变化和修改。因此，对本发明的修改，只要是在后附权利要求书及其等当物的范围内，均为本发明所覆盖。

Claims (36)

1.一种放大输入信号的方法，它包括：
根据输入信号包络和输出信号包络产生误差信号；
随所述误差信号和所述偏移值而变地确定放大电平；
根据所述放大电平放大所述输入信号；以及
只有在所述输入信号的振幅处于具有由预定的小信号阈值定义的上限的范围内时才调整所述偏移值的大小。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于：产生所述误差信号的所述步骤基于获得所述输出信号包络和所述输入信号包络之间的差值。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于：调整所述偏移值大小的所述步骤包括对所述误差信号进行积分。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于：调整所述偏移值大小的所述步骤包括：
对所述输出信号包络进行采样以便获得采样的输出包络值，以及
计算所述调整后的偏移值、使得放大器的增益在所述输入信号振幅值范围内基本上保持恒定，所述输入信号振幅值范围包括所述预定的小信号阈值和大于或小于所述预定的小信号阈值的数值。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于还包括对所述输入信号包络进行采样以便获得所述输入信号的振幅。
6.如权利要求4所述的方法，其特征在于还包括在计算所述调整后的偏移值的步骤之前从所述输入信号产生电路获得所述输入信号的振幅。
7.如权利要求1所述的方法，其特征在于还包括求多个算出的调整后的偏移值的平均值以便产生所述调整后的偏移值。
8.如权利要求1所述的方法，其特征在于还包括：
随所述误差信号和所述偏移值而变地修改所述放大装置的放大过程。
9.如权利要求8所述的方法，其特征在于：修改所述放大过程的所述步骤还包括：
根据所述误差信号和当前偏移值的大小之和修改控制信号；以及
根据修改后的控制信号控制输入信号通路上的可变增益元件。
10.如权利要求9所述的方法，其特征在于还包括在对所述误差信号和所述偏移值大小进行求和的所述步骤之前，对所述误差信号进行放大和低通滤波。
11.如权利要求8所述的方法，其特征在于：修改所述放大过程的所述步骤还包括：
对所述误差信号和所述调整后的偏移值求和，以便产生调整后的控制信号，以及
根据所述调整后的控制信号控制所述放大器的电源或工作点。
12.如权利要求11所述的方法，其特征在于还包括在对所述误差信号和所述调整后的偏移值求和的所述步骤之前对所述误差信号进行放大和低通滤波。
13.一种放大器装置。它包括：
功率放大器，它具有输入信号通路和输出节点，所述功率放大器配置成对通过所述输入信号通路接收输入信号作出响应而在所述输出节点上产生输出信号；
反馈回路，它配置成响应所述输入信号和所述输出信号而产生反馈信号，其中，所述反馈信号随所述输入信号、所述输出信号和所述偏移值而变，而且所述反馈信号与所述输入信号一起控制所述功率放大器的输出电平；
偏移信号电路，它产生所述偏移信号；以及
其中，所述偏移信号电路配置成在所述输入信号的振幅大于预定的小信号阈值电平时输出恒定的预定的偏移信号值，而在所述输入信号的振幅处于或小于所述预定的小信号阈值电平时输出自适应的偏移信号。
14.如权利要求13所述的放大装置，其特征在于：所述自适应的偏移信号具有随着耦合的输入和输出信号的振幅的改变而改变的电平。
15.如权利要求13所述的放大装置，其特征在于：所述反馈回路包括：
第一包络检波器，用以对所述输入信号的输入信号包络进行检波；
第二包络检波器，用以对所述输出信号的输出信号包络进行检波；
求差电路，它连接到所述第一包络检波器的输出端和所述第二包络检波器的输出端、并配置成输出表示所述输入信号包络和所述输出信号包络之差的误差信号。
16.如权利要求15所述的放大装置，其特征在于：
所述偏移信号电路包括积分器，所述积分器具有配置成接收所述误差信号的输入节点和配置成输出所述误差信号的积分的输出节点，其中，所述自适应的偏移信号随所述积分的误差信号而变；以及
所述反馈回路包括配置成把所述偏移信号加在所述误差信号上的求和电路。
17.如权利要求16所述的放大装置，其特征在于：所述积分器只在接收到启动信号时才向所述求和电路输出所述自适应的偏移信号。
18.如权利要求17所述的放大装置，其特征在于：所述启动信号在发射机的基带电路中产生。
19.如权利要求17所述的放大装置，其特征在于：所述偏移信号电路还包括：
配置成把所述检波后的输入信号包络和所述预定的小信号阈值电平进行比较的比较器，其中所述比较器在所述检波后的输入信号包络处于或小于所述小信号阈值电平时产生所述启动信号。
20.如权利要求16所述的放大装置，其特征在于：所述偏移信号电路还包括：
第一限幅电路，配置成接收所述检波后的输入信号包络；
第二限幅电路，配置成接收所述检波后的输出信号包络；以及
求差电路，配置成求出所述第一和第二限幅电路之间的差值并向所述积分器的所述输入节点输出所述差值信号。
21.如权利要求20所述的放大装置，其特征在于：所述第一和第二限幅电路中每一个的增益使所述第一和第二限幅电路在所述检波后的输入信号包络和所述检波后的输出信号包络的振幅大于所述小信号阈值电平时饱和。
22.如权利要求21所述的放大装置，其特征在于：所述第一限幅电路的增益基本上等于所述第二限幅电路的增益。
23.如权利要求16所述的放大装置，其特征在于：所述反馈电路还包括至少一个设置在所述积分器和所述第一包络检波器或所述第二包络检波器之间的DC零位电路、使得所述至少一个DC零位电路消除所述误差信号中的DC偏移值。
24.如权利要求15所述的放大装置，其特征在于：所述偏移信号电路还包括：
信号处理器，它配置成接收表示所述输入信号振幅电平的信号和所述检波后的输出信号包络的采样值，并且计算所述自适应的偏移信号、使得所述功率放大器的增益在所述输入信号振幅电平的整个范围内基本上维持恒定，其中，所述范围包括大于和小于所述小信号阈值电平的所述输入信号振幅。
25.如权利要求24所述的放大装置，其特征在于还包括：
第一采样电路，配置成对所述检波后的输出信号包络进行采样并输出其数字化值；和
第二采样电路，它连接到所述第一包络检波器的输出端并配置成对所述检波后的输入信号包络进行采样并输出数字化值，其中，指示所述输入信号的振幅电平的所述信号是由所述第二采样电路提供的。
26.如权利要求15所述的放大装置，其特征在于：所述输入信号通路包括可变增益放大器，所述可变增益放大器具有与所述功率放大器输入端连接的输出端，其中所述反馈信号控制所述可变增益放大器。
27.一种用于放大输入信号的放大装置，它包括：
根据输入信号包络和输出信号包络产生误差信号的装置；
随所述误差信号和偏移值而变地确定放大电平的装置；
根据所述放大电平放大所述输入信号的装置；和
只有在所述输入信号的振幅处于具有由预定的小信号阈值定义的上限的范围内时才调整所述偏移值的装置。
28.如权利要求27所述的放大装置，其特征在于：产生所述误差信号的所述装置包括用于确定所述输出信号包络和所述输入信号包络之间差值的装置。
29.如权利要求27所述的放大装置，其特征在于：调整所述偏移值的所述装置包括对所述误差信号进行积分的装置。
30.如权利要求27所述的放大装置，其特征在于：调整所述偏移值的所述装置包括：
用于计算所述调整后的偏移值、使得所述放大装置的增益在所述输入信号振幅值的整个范围内基本上保持恒定的装置，所述输入信号振幅值包括所述预定的小信号阈值以及大于和小于所述预定的小信号阈值的数值。
31.如权利要求30所述的放大装置，其特征在于：调整所述偏移值的所述装置还包括：
用于对所述输出信号包络进行采样以便获得采样的输出包络值的装置；和
用于对所述输入信号包络进行采样以便获得采样的所述输入信号的振幅值的装置。
32.如权利要求30所述的放大装置，其特征在于还包括用于求多个计算的调整后的偏移值的平均值以便产生所述调整后的偏移值大小的装置。
33.如权利要求27所述的放大装置，其特征在于：用于确定所述放大电平的装置包括可变增益元件。
34.如权利要求27所述的放大装置，其特征在于还包括连接在用于产生误差信号的所述装置和用于确定所述放大电平的所述装置之间、用于对所述误差信号进行放大的装置。
35.如权利要求27所述的放大装置，其特征在于还包括连接在用于产生误差信号的所述装置和用于确定所述放大电平的所述装置之间、用于对所述误差信号进行滤波的装置。
36.如权利要求27所述的放大装置，其特征在于：所述确定放大电平的装置还包括对所述误差信号和所述调整后的偏移值求和的装置。
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