CN1503492A

CN1503492A - 一种多径跟踪方法和装置

Info

Publication number: CN1503492A
Application number: CNA021454892A
Authority: CN
Inventors: 涛吴; 吴涛
Original assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Current assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Priority date: 2002-11-20
Filing date: 2002-11-20
Publication date: 2004-06-09
Anticipated expiration: 2022-11-20
Also published as: CN1235363C

Abstract

本发明提供一种多径跟踪方法和装置，由于其对早路位置信号能量与迟路位置信号的能量差值进行了死区处理，所以通过选择合适的第一阈值，可以确定解调相位已经最为接近多径位置的情形并使能量差值取值为零，从而避免多径信号最强位置上的能量差值在后续处理中形成较大的累积误差，保证了多径跟踪判决的稳定性。此外，上述处理方式并未显著增加多径跟踪方法和装置的复杂程度和***开销，因此实现方式简便而经济。

Description

一种多径跟踪方法和装置

技术领域

本发明涉及码分多址(CDMA)通信***中的信号接收处理方法和装置，特别涉及CDMA接收机***中的多径跟踪方法和装置。

背景技术

与有线信道相比，无线信道环境较为恶劣，存在衰落、多径等诸多干扰，因此无线通信***的信号接收处理方法的合适与否一直是影响***性能的决定因素。

所谓多径传输现象，指的是从发射机发射的信号经过多条不同的传输路径到达接收机，因此接收机将以不同的延时接收到衰落程度和相位不等的多条路径的传输信号，这些多径传输信号混合到达接收机时可造成多径衰落现象。图1和图2分别示出了理想情况和实际情况下从某一发射机接收信号的延时功率谱，图中的横轴表示信号接收的时间，竖轴表示接收信号的能量或功率，各个箭头101～106表示多径信号在接收机上出现的时间以及功率。在实际***中，由于码长、码的非理想性、***的非完全同步以及噪声等因素的综合影响，多径信号在延时功率谱上并非如图1所示的离散型竖线，而是如图2所示能量随时间变化的连续曲线。图2中与图1对应的峰值位置附近仍然形成有信号峰，但是位置并非精确对应，而且对于能量较小的104和106两个峰，则几乎无法辨别。另外，在以20标示的位置上还出现一个由较高噪声能量引起的虚假多径信号。

尽管实际接收的多径信号存在各种噪声干扰，但是仍然包含了可以利用的信息，因此例如在CDMA***中，接收机可以通过合并多径信号来改善接收信号的信噪比。在CDMA接收机中一般采用RAKE接收技术，对时间间隔大于一个码片的多径信号进行分集以及合并以获得更好的接收性能。RAKE接收机一般由多径搜索单元、多径跟踪单元/单元组、解扩解扰单元/单元组、信道估计和补偿单元和多径合并单元组成。多径搜索单元用于从输入的基带信号中确定属于同一发射机或用户的各个多径信号的相对时间位置或相位，解扩解扰单元/单元组则在多径搜索单元确定的多径位置上对信号进行解扩解扰处理以获得各个多径信号，多径跟踪单元对解扩解扰单元/单元组的解扩解扰位置作精细调节。由于各路多径信号的衰落程度和相位不等，因此需由信道估计和补偿单元对它们进行信号补偿和校正。最后，多径合并单元将各个经过补偿的多径信号进行合并以获得具有较高信噪比的信号。

在上述RAKE接收机中，实际上采用了两级同步方式，即首先进行多径搜索，获得大范围内的各条多径信号，然后进行多径跟踪处理，对多径搜索处理获得的粗略位置进行调整以确定精确的多径位置并克服一个多径搜索周期内多径峰位可能的移动。因此，多径搜索实际上是一种在大的时间范围内获得多径基本位置的粗同步技术，而多径跟踪是在小的时间范围内精确调制多径相位的精细同步技术。

多径跟踪的原理基于码相关函数关于多径位置的对称性质，即该函数为相对于多径位置的偶函数。图3a和3b分别示出了理想情况和非理想情况下经过解调处理得到的多径位置功率谱，图中的横轴代表信号接收时间或多径位置，纵轴代表多径能量。如图3a所示，在理想情况下，码相关函数401的中心解调位置(或解调相位)与实际的多径位置421严格对准，因此经过码相关函数处理后，该位置上的解调能量取值最大，而对称分布于中心解调位置两侧的解调位置411和431上的解调能量必定相等，以下将上述三个位置中解调能量取值最大的位置称为中路位置，而将早于和迟于中路位置的解调位置分别称为早路位置和迟路位置。但是如图3b所示，在非理想情况下，码相关函数402的中心解调位置向后偏离理想情况下的码相关函数401′的中心解调位置，即偏离实际的多径位置422，因此虽然位置422上的解调能量仍然最大，但是却小于理想情况下的取值，而且对称分布于该位置两侧的早路位置412和迟路位置432上的解调能量不相等，其中前者小于后者。显然，如果码相关函数402的中心解调位置向前偏离理想情况下的码相关函数401′的中心解调位置，则早路位置412的解调能量将大于迟路位置432上的解调能量。由上可见，通过判断早路位置能量与迟路位置能量的相对大小，可以确定出中路位置与实际多径位置的相位关系并据此移动码相关函数，尽量使其中心解调位置对准实际的多径位置。

图4为一种普通多径跟踪装置的示意图。如图4所示，利用解调处理得到的早路位置信号、迟路位置信号以及中路位置信号分别输入能量计算单元501～503以计算得到早路位置信号能量、迟路位置信号能量以及中路位置信号能量。能量计算单元501和502输出的早路位置信号能量与迟路位置信号能量被送至求差单元51进行减法运算以获得两个位置信号的能量之差。求差单元51输出的能量之差以及能量计算单元503输出的中路位置信号能量分别被送至平滑单元521和522处理，由它们进行平滑处理并送至阈值判决单元53。阈值单元53根据平滑单元521和522的输出结果进行判决并将判决结果反馈给解调单元以指示其调节中心解调位置。阈值判决单元53可采用各种判决规则来确定中心解调位置的移动方向和大小。一种最简单的判决规则是，如果能量之差小于0(即早路位置信号能量小于迟路位置信号能量)，则指示解调单元使中心解调位置前移，如果能量之差大于0，则后移中心解调位置，如果等于0，则不移动。

平滑单元521和522的主要功能是抑制普遍存在的噪声对多径跟踪判决造成的的影响并对突发性大噪声具有限制作用，一般采用线性滤波器实现，例如有限冲击响应(FIR)滤波器或者无限冲击响应(IIR)滤波器。最常用的是一阶IIR滤波器(又称为α滤波器)，其结构如图5所示。在该滤波器中，由乘法器61完成输入能量与滤波器系数α的乘积运算，由延时寄存器63对输出能量进行延时处理并由乘法器62将延时处理结果与系数(1-α)相乘，由加法器64将乘法器61和62的输出结果相加作为输出能量。滤波器系数α的取值决定了该滤波器的性能，如果系数α较大，则整个***比较稳定，误判较低，但是多径跟踪时间也较长；如果α系数较小，则***反应比较灵敏，多径跟踪时间也短，但是容易出现误判。

在实际***中，由于实际***采样在时间上的离散性，即中心解调位置无法连续取值而只能取离散值，所以可能没有能与多径位置重合的采样点，此时解调位置不可能无限接近多径位置而必定存在一个最小偏差，从而导致在多径信号最强的位置上，早路与迟路位置信号的能量差不可能为零。此外，由于码间干扰的存在，早路与迟路位置信号可能具有不同的直流基值，这导致在离散采样造成的能量差值上还叠加一个差值。总之，上述这些因素使得在多径信号最强的采样点上获得的能量差值为非零的较小数值。在后续处理中，这种较小的能量差值可能会累积形成较大的能量差值，从而导致错误的多径跟踪判决。

发明内容

因此本发明的目的是提供一种多径跟踪方法和装置，它们能够有效地克服解调相位取值离散性和码间干扰所导致的解调位置误差的扩大。

在按照本发明的用于码分多址通信***的多径跟踪方法中，所述通信***内的接收机通过多径搜索处理获得多径位置并按照如下步骤跟踪多径搜索处理确定的多径位置：

(1)对每个多径位置解调处理以得到该多径位置的早路位置信号与迟路位置信号的能量差值和中路位置信号的能量值；

(2)如果所述能量差值的绝对值小于预先设定的第一阈值，则其取值为零，否则，其取值保持不变；

(3)对所述中路位置信号的能量值和根据步骤(2)处理获得的所述能量差值进行滤波处理以得到该多径位置上的滤波处理后中路位置信号能量值和能量差值；以及

(4)如果根据步骤(3)处理后的能量差值与中路位置信号能量值之比小于预先设定的第二阈值，则指示不需要调整解调相位，否则，当所述能量差值大于零时，指示使解调相位在时间上后移，当所述能量差值小于零时，指示使解调相位在时间上前移。

在按照本发明的用于码分多址通信***的多径跟踪装置中，所述通信***包括多径搜索单元、解调单元和多径跟踪单元，解调单元对多径搜索单元获得的多径位置进行解调处理并输出每个多径位置的早路位置信号、中路位置信号和迟路位置信号，所述多径跟踪单元包括：

位置信号处理单元，用于计算所述解调单元输出的早路位置信号、中路位置信号和迟路位置信号的能量并计算所述早路位置信号与迟路位置信号的能量差值；

死区处理单元，用于将所述能量差值与预先设定的第一阈值进行比较，并且如果所述能量差值的绝对值小于预先设定的第一阈值，则其取值为零，否则，其取值保持不变；

能量平滑处理单元，用于对位置信号处理单元得到的中路位置信号能量值和死区处理单元处理得到的能量差值进行滤波处理以得到该多径位置上的滤波处理后的中路位置信号能量值和能量差值；以及

阈值判决单元，用于将能量平滑单元处理得到的能量差值与中路位置信号能量值进行比较，如果所述能量差值与所述中路位置信号能量值之比小于预先设定的第二阈值，则指示不需要调整解调相位，否则，当所述能量差值大于零时，指示使解调相位在时间上后移，当所述能量差值小于零时，指示使解调相位在时间上前移。

在本发明的方法和装置中，由于对早路位置信号能量与迟路位置信号的能量差值进行了死区处理，所以通过选择合适的第一阈值，可以确定解调相位已经最为接近多径位置的情形并使能量差值取值为零，从而避免多径信号最强位置上的能量差值在后续处理中形成较大的累积误差，保证了多径跟踪判决的稳定性。此外，上述处理方式并未显著增加多径跟踪方法和装置的复杂程度和***开销，因此实现方式简便而经济。

附图说明

图1为理想情况下无线接收信号的延时功率谱。

图2为实际情况下无线接收信号的延时功率谱。

图3a和3b分别示出了理想情况和非理想情况下经过解调处理得到的多径位置功率谱。

图4为现有技术的多径跟踪装置的结构示意图。

图5为一阶无限冲击响应滤波器的示意图。

图6为按照本发明较佳实施例的多径跟踪方法的流程图。

图7为按照本发明较佳实施例的多径跟踪装置的示意图。

具体实施方式

如上所述，实际***采样在时间上的离散性导致解调相位可能无法与多径位置完全重合从而导致早路与迟路位置信号能量存在差值，特别是，当中心解调位置处于最接近实际多径位置的采样点时，能量差值的绝对值较小，而当中心解调位置处于距离实际多径位置较远的其它采样点时，能量差值的绝对值较大。以4倍于码片速率的采样速率为例，按照理论计算，当中心解调位置处于最靠近实际多径位置的采样点时，早路与迟路位置信号的能量差的绝对值最多为归一化处理后信号能量的1/4，而当中心解调位置处于距离实际多径位置较远的采样点时，能量差值的绝对值最小也要达到归一化处理后信号能量的1/2。可见，上述两类解调位置上的早路与迟路位置信号的能量差的绝对值至少存在1/4个归一化能量的差值。如果考虑码间干扰等其它因素，对于最靠近实际多径位置的采样点上的早路与迟路位置信号能量差值的绝对值，其最大值可能会超过1/4个归一化能量，但是不会超过1/2个归一化能量(即其它采样点上能量差绝对值的最小值)。

基于上述分析，本发明的核心思想是，对于每个多径位置，当解调后早路位置信号与迟路位置信号的能量差值的绝对值小于某一预先设定的阈值时，即判定当前解调位置已经最为接近实际多径位置，因此将能量差值取值为零以避免在后续处理形成较大的累积误差。

为此可采用具有如下输入-输出特性的函数f_dead(x)对解调后早路与迟路位置信号的能量差值进行处理，然后在进行后续的能量平滑和阈值判决处理：

在上式中，x为输入值，当x取值属于[-x₀，x₀]区间之外时，f_dead(x)取值为输入值x，而当x取值属于[-x₀，x₀]区间之内时，f_dead(x)取值为零。如上所述，在4倍于码片速率的采样速率下，最靠近实际多径位置的采样点上的早路与迟路位置信号能量差值的绝对值介于信号归一化能量的1/4与1/2之间，因此在本发明的多径跟踪方法中，x₀取值在信号归一化能量的1/4与1/2之间，并且将数值区间[-x₀，x₀]称为死区区间，而将根据式(1)对能量差值的处理方式称为死区处理方式。显而易见的是，x₀的取值可根据采样速率、应用环境等实际情况通过仿真实验确定，此处不再赘述。

由于噪声的存在，早路与迟路位置信号的能量差值和中路位置信号的能量值将出现随机涨落，因此需要进行能量平滑或滤波处理，从实现成本、性能等诸方面综合考虑，比较好的是采用无限冲击响应滤波方式处理，但是也可以采用其它线性或非线性滤波处理方式。

在根据上述方式确定了多径位置上的早路与迟路位置信号的能量差值和中路位置信号能量后，即可判断是否需要调整解调相位。具体而言，如果该差值与中路位置信号能量之比小于预先设定的阈值，则表明中心解调位置与多径位置基本上是对准的，因此不需要调整解调相位，否则，即表明需要进行解调相位调整。随后可根据多径位置上早路与迟路位置信号的能量差值确定解调相位的调整方向，当能量差值大于零时，应使解调相位在时间上后移，而当能量差值小于零时，应使解调相位在时间上前移。

以下借助图6描述按照本发明方法的一个较佳实施例。如图6所示，首先进入步骤1，利用码相关函数对基带信号的某一多径位置进行处理以获得该多径位置的早路位置、迟路位置以及中路位置的解调信号。接着在步骤2计算早路位置、迟路位置以及中路位置解调信号的能量值。然后进入步骤3，计算早路位置信号与迟路位置信号的能量差值。

以下进入对解调信号能量差值进行死区处理的步骤4。在步骤4中，根据式(1)所示函数处理步骤3得到的早路与迟路位置信号的能量差，具体而言，如果能量差的绝对值小于预先设定的第一阈值，则使该能量差取值为零，否则，保持该能量差值不变。

以下进入能量平滑处理步骤，特别是，在步骤5.1中，对经过步骤4处理后的能量差值进行无限冲击响应滤波处理，随后进入步骤5.2，对经过步骤2得到的中路位置信号能量值进行无限冲击响应滤波处理。

以下进入阈值判决过程以判断是否需要进行解调相位调整并输出解调相位调整信息。首先在步骤6.1中，判断步骤5.1确定的能量差值是否大于或等于步骤5.2确定的中路位置信号能量值与预先设定的第二阈值的乘积，如果小于该乘积，则表明无需作解调相位调整，因此返回步骤1，继续其它多径位置的跟踪处理，否则进入步骤6.2。在步骤6.2中，判断能量差值是大于0还是小于0，如果大于0，则判断当前中路位置偏早，因此进入步骤6.3，输出解调位置后调信息；如果小于0，则判断当前中路位置偏迟，因此进入步骤6.4，输出解调位置前调信息。步骤6.3或6.4的处理完成后即返回步骤1。

值得指出的是，上述第一和第二阈值可通过仿真实验确定，并且如何确定这些数值不属于本发明的发明范围，因此不再赘述。

按照本发明，本发明的多径跟踪装置包含位置信号处理单元、死区处理单元、能量平滑处理单元和阈值判决单元，以下借助图7描述按照本发明多径搜索装置的一个较佳实施例。如图7所示，解调单元通过处理基带信号得到早路位置信号、迟路位置信号以及中路位置信号，这些信号被分别输入能量计算单元501～503以计算早路位置信号、迟路位置信号以及中路位置信号的能量值。能量计算单元501和502计算的早路位置信号能量和迟路位置信号能量被输出至求差单元51以获得两路位置信号的能量差值。由此可见，能量计算单元501～503以及求差单元51即构成上述位置信号处理单元。

求差单元51计算的多个两路位置信号能量差值被输出至死区处理单元81进行死区处理，其处理方式已在上面作了描述，因此此处不再赘述。死区处理单元81输出的能量差值和能量计算单元503计算的中路位置信号能量值分别被送至α滤波器821和822进行线性滤波处理。由此可见，α滤波器821和822即构成能量平滑处理单元。

经过α滤波器821和822平滑处理后的能量差值和能量值被送至阈值判决单元53，由阈值判决单元53进行判决并输出判决结果，其中判决方式如上所述，因此也不再赘述。

Claims

1.一种用于码分多址通信***的多径跟踪方法，所述通信***内的接收机通过多径搜索处理获得多径位置，其特征在于，所述接收机按照如下步骤跟踪多径搜索处理确定的多径位置：

2.如权利要求1所述的多径跟踪方法，其特征在于，所述第一和第二预先设定的阈值通过仿真实验确定。

3.如权利要求1或2所述的多径跟踪方法，其特征在于，在步骤(3)中利用无限冲击响应滤波器对所述中路位置信号能量值和能量差值进行滤波处理。

4.一种用于码分多址通信***的多径跟踪装置，所述通信***包括多径搜索单元、解调单元和多径跟踪单元，解调单元对多径搜索单元获得的多径位置进行解调处理并输出每个多径位置的早路位置信号、中路位置信号和迟路位置信号，其特征在于，所述多径跟踪单元包括：

5.如权利要求4所述的多径跟踪装置，其特征在于，所述第一和第二预先设定的阈值通过仿真实验确定。

6.如权利要求4或5所述的多径跟踪装置，其特征在于，所述能量平滑处理单元包含对所述中路位置信号能量值和能量差值进行滤波处理的一阶无限冲击响应滤波器。