CN1499757A - 闭环发射分集模式下的下行发射权值的调节方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种闭环发射分集模式下的下行发射权值的调节方法，该方法首先设置闭环发射分集下的权值点判决函数，通过计算CPICH信号的各个多径的解调结果信号对应的判决函数，获取UE对应权值的第一调节步长step1，并根据计算结果和所需要的精度确定反馈信息(FBI)并通过上行信道输出；然后判决权值调节是否进入稳定状态，如果进入稳定状态，则对DPCH计算判决函数，获取权值调节步长step2，否则直接确定UE对应权值的调节步长step2为0，最后用总的权值调节步长调节UE对应权值；上述方案能够获得***下行发射权值的步进调节步长，因此能够解决判决正确率与期望增益之间的矛盾，可以使UE获得更加理想的接收效果。

Description

闭环发射分集模式下的下行发射权值的调节方法及装置

技术领域

本发明涉及码分多址(CDMA)***发射分集模式下的权值调节方法，特别是宽带码分多址(WCDMA)***中闭环发射分集模式下的下行发射权值的调节方法及装置。

背景技术

由于移动通信环境存在着严重的多径衰落，这将会影响***信息传输的可靠性，为解决这个问题，在接收机处引入了分集技术。由于移动台存在体积、价格以及电池容量等方面的限制，使得多天线的空间分集几乎不可行。但是如果把无线信道近似视为时变线形***，则可利用线形***的等效变换，将接收端的天线(接收)分集等效为发射端的天线(发射)分集。在WCDMA中，为了减少FDD(Frequency Division Duplex，频分双工)对于发射分集的恶化影响，一般建议采用闭环控制方式来实现发射分集。WCDMA中定义了两种闭环发射分集，即闭环发射分集模式1和模式2。

在第三代移动通信合作组织(3GPP)的标准中，对发射分集技术有如下规定：支持专用物理信道(DPCH，Dedicated Physical Channel)闭环模式发射分集的发射机的一般结构如图1所示。图1中的信道编码、交织和扩频与非分集模式相同。扩频后的复信号送到两个发射天线，并被天线的特定加权因子w₁和w₂加权。通常情况下加权因子为复数，即w_i＝a_i+jb_i。加权因子(对应的闭环模式1下的相位调整量和闭环模式2下的相位/幅度调整量)由用户设备(UE)决定，并利用上行专用物理控制信道(DPCCH，Dedicated Physical Control Channel)的反馈信息(FBI，Feedback Information)字段的D比特通知通用陆地无线接入网(UTRAN)接入点，即小区收发信机。

对闭环模式1，两个不同的天线发射的DPCCH的专用导频符号不同(正交)；对闭环模式2，在两个不同的天线上发射的DPCCH上的专用导频符号相同。

对于闭环发射分集模式1，3GPP标准规定：

UE利用来自天线1和2的两路公共导频信道(Common Pilot Channel，CPICH)计算相位调整量，用于UTRAN接入点使得UE的接收功率最大。在每个时隙，UE计算天线2的最优的相位调整量f，然后按以下方式量化为φ_Q：

其中：

如果φ_Q＝0，则利用FSM_ph字段将命令“0”发送到UTRAN；如果φ_Q＝p，则利用FSM_ph字段将命令“1”发送到UTRAN。

由于在UE端进行了星座图的旋转，因此在UTRAN端要按照下述反馈指令与上行无线帧的第i个时隙调整量的关系表所示的φ_i和每个上行时隙接收到的反馈命令之间的关系对接收的命令进行“翻译”。

Slot#		0	1	2	3	4	5	6	7	8	9	10	11	12	13	14
																	FSM	01	0π	π/2-π/2	0π	π/2-π/2	0π	π/2-π/2	0π	π/2-π/2	0π	π/2-π/2	0π	π/2-π/2	0π	π/2-π/2	0π

然后对连续2个时隙接收到的相位取滑动窗平均后得到加权因子w₂：

$w_2=\frac{\underset{i=n-1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\cos \left({\mathrm{\φ}}_i\right)}{\sqrt{2}}+j\frac{\underset{i=n-1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left({\mathrm{\φ}}_i\right)}{\sqrt{2}}$

其中

φ_i∈{0，π，π/2，-π/2}

对天线1，其加权因子w₁，总是 $w_1=1/\sqrt{2}.$ 所以，UE处主要需要判决w₂的相位，用于控制NodeB得到更大的下行接收增益。

对于闭环发射分集模式2，3GPP标准规定：在闭环模式2，相位和幅度调整量共有16种组合方式，UE可以根据下述表1和表2选择其中的一种。表1是闭环模式2信令消息的FSM_po(反馈发射信息-幅度)子字段，表2是闭环模式2信令消息的FSM_ph(反馈发射信息-相位)子字段。与模式1不同的是，模式2在UE端没有进行星座图的旋转，在UTRAN端不用对接收到的加权进行滤波。

表1：

FSMpo

天线1的发射功率

天线2的发色和功

01

0.20.8

0.80.2

表2：

FSMph000001011010110111101100

两个天线之间的相位差(弧度)π-3π/4-π/2-π/40π/4π/23π/4

为了得到最好的性能，UE和UTRAN接入点都要不断更新调整量。例如，每一个时隙，UE都要从预先给定的允许的FSM发射比特集中重新选择FSM，这个集合如图2所示，其中，bi(0＜＝i＜＝3)，对应从MSB(高位比特)到LSB(低位比特)排列的FSM比特，参考上述表1和表1，m＝0，1，2，3。

在发送FSM之前，UE先从16种可能中选择一个最好的FSM，即反馈发射信息，然后在上行DPCCH的4个(FSM消息长度)时隙中根据MSB到LSB的顺序发送这个FSM。在FSM的发送过程中，UE要不断优化FSM的选择，优化选择过程如下：

设FSM在时隙k到时隙k+3之中发射，定义其4个比特为{b₃(k)b₂(k+1)b₁(k+2)b₀(k+3)}，其中k＝0，4，8，12。设接收信号强度P＝w^HH^HHw1中定义的估计接收功率代价函数p为p({x₃，x₂x₁x₀})，其中{x₃x₂x₁x₀}是16种FSM中的一个，函数p定义了依据上述表1和表2所采用的相位和功率偏置。上述b₃(k)、b₂(k+1)、b₁(k+2)、b₀(k+3)和x₃，x₂x₁x₀的值为0或1。

则一帧中的第m个(m取0，1，2，3)FSM的比特为：从16种{x₃x₂x₁x₀}中选择一个使p({x₃x₂x₁x₀})最大的一个，然后选择X₃作为b₃(4m)；从8种{b₃(4m)x₂x₁x₀}中选择一个使p({b₃(4m)x₂x₁x₀})最大的一个，然后选择X₂作为b₂(4m+1)；再从4种{b₃(4m)b₂(4m+1)x₁x₀}中选择一个使p({b₃(4m)b₂(4m+1)x₁x₀})最大的一个，然后选择X₁作为b₁(4m+2)；从2种{b₃(4m)b₂(4m+1)b₁(4m+2)x₀}中选择一个使p({b₃(4m)b₂(4m+1)b₁(4m+2)x₀})最大的一个，然后选择X₀作为b₀(4m+3)；

UTRAN在每个时隙，根据最近接收到的FSM字的每个位置的比特重新构造FSM，并且根据表1和表2定义的方法用于相位和幅度(由功率得到)的调整。UTRAN的操作过程是，UTRAN维护一个寄存器z＝{z₃z₂z₁z₀}，这个寄存器根据z_i＝b_i(ns)(i＝0--3，ns＝0--14)每一时隙更新一次，z_i为FSM判决值对应比特，其内容用于确定相位和幅度调整量，如表1和表2所示。其中FSM_ph＝{z₃z₂z₁}，FSM_po＝z₀。加权因子w按下述公式计算：

$\underset{\‾}{w}=\left[\begin{array}{c}\sqrt{\mathrm{power}\_\mathrm{ant}1}\\ \sqrt{\mathrm{power}\_\mathrm{ant}2}\exp (\mathrm{jphase}\_\mathrm{diff})\end{array}\right]$

一般常用的闭环发射分集模式2的FBI判决方法是：利用对两根天线无线信道的信道估计模块得到的估计参数h₁和h₂，求取对应接收信道的相角差，再选择所需的加权因子w₂的权值。具体方法是选择权值点w₂′使得UE的接收信号强度最大，即，使下述的P具有最大值：

P＝w^HH^HHw2；

其中，H＝[h₁ h₂]且w＝[w₁，w₂]^T，列矢量h₁和h₂分别代表估计出来的两个发射天线1和2的信道冲激响应，长度与信道冲激响应的长度相同。w对应UE计算出的相位和幅度调整量。(·)^H为共轭转置运算。

上述具体调整量对应w的判决方法为：取一个时隙的各多径的信道估计结果作为信道参数H，分别对于该时隙允许的w计算对应的接收信号强度P，以对应P值最大的w为判决结果。

由上述可知，现有两种闭环发射分集模式建立在对于导频信道的一次性判决基础上，以时隙为单位进行判决，由于仅仅可以依靠有限的信息进行判决，而没有考虑***信道缓慢变化的特性，这样不利于UE准确获得权值。对于模式1，由于判决模式较少，尽管判决正确率较高，但是其期望增益有限；对于模式2，由于判决模式较多，所以其期望增益较大，但是相应判决正确率较低。

另外，现有判决技术均建立在线性平滑/滤波方法基础上，无法有效抑制信道估计以及计算幅角中非线性运算对于误差的放大。这样，由于实际***中必然存在的噪声的影响，使得噪声在信道估计以及判决过程中被放大，不容易得到准确的判决结果。此外，由于P的计算中需要信道估计的结果，也会对判决带来一定的延时，不利于该技术在移动台速度较高情况下的应用。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种闭环发射分集模式下的下行发射权值的调节方法及装置，以使UE在闭环模式发射分集模式下获得较高的权值判决正确率和期望增益，进而获得更加理想的接收效果。

为达到上述目的，本发明提供的闭环发射分集模式下的下行发射权值的调节方法，包括：

步骤1：设置闭环发射分集下的权值点判决函数，所述的判决函数：

H₁＝s_Q1s_I2-s_I1s_Q2；

H₂＝s_I1s_I2+s_Q1s_Q2；

式中，S_I1、S_Q1、S_I2和S_Q2分别为UE解调后得到的对应两个天线的I路和Q路的解调符号；

上述H₁、H₂对应公共导频信道(CPICH)的两个判决函数为H_p1和H_p2，对应专用物理信道(DPCH)的两个判决函数为H_d1和H_d2，根据判决函数H_p1、H_p2和H_d1、H_d2构造验证判决函数：

H_v1＝H_d1×H_p2-H_p1×H_d2

H_v2＝H_p2×H_d2+H_p1×H_d1

步骤2：用户设备(UE)对接收到的公共导频信道(CPICH)信号进行解调，得到CPICH信号的各个多径的解调结果信号，对上述解调结果信号进行加权处理；

步骤3：计算上述加权后的CPICH信号的各个多径的解调结果信号对应的判决函数，获取UE对应权值的调节步长step1，并根据计算结果和所需要的精度确定反馈信息(FBI)并通过上行信道输出；

步骤4：对CPICH的第一个判决函数H_p1的符号进行计数；

步骤5：根据上述步骤4的计数结果判决权值调节是否进入稳定状态，如果进入稳定状态，转步骤6，否则确定UE对应权值的调节步长step2为0，然后转步骤7；

步骤6：对DPCH计算判决函数，获取UE对应的权值调节步长step2；

步骤7：按照步长step调节UE对应权值，step＝step1+step2；

步骤8：返回步骤1；

所述步骤3进一步包括：

步骤31：获得对应CPICH第i个符号的第j条径计算闭环发射分集模式下的2个判决函数H_p1ij、H_p2ij的值；

步骤32：对所有多径的判决函数H_p1ij、H_p2ij按照下述公式进行相加求和，获得第i个符号的判决函数H_p1i、H_p2i的值；

$H_{\mathrm{pki}}=\underset{j=1}{\overset{N_{\mathrm{path}}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{pkij}},$ k＝1、2；N_path为多径个数；

步骤33：对上述2个判决函数H_p1i、H_p2i按照下述公式分别进行所有符号判决函数值的累加，得到H_p1、H_p2；

$H_{\mathrm{pk}}=\underset{i=n}{\overset{N_{\mathrm{counter}}+n-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{pki}},$ k＝1，2，n为开始计数的符号，N_counter为预先根据需要反馈的FBI精度设置的所需累加的次数；

步骤34：判断是否达到所需的累加次数N_counter，如果达到进行步骤35，否则进入步骤4；

步骤35：对应H_p1、H_p2获得FBI值以及UE对应权值调节步长step1；

步骤36：通过上行信道发射FBI。

步骤5所述根据对H_p1的符号计数结果判决***是否进入稳定状态按下述方法进行：如果对H_p1的符号计数的正负计数值之比在下述范围Rc之内，则认为已经进入稳定状态；

Rc∈[1/Tc，Tc]，其中Tc为预先设好阈值系数。

所述步骤6进一步包括：

步骤61：对应DPCH第i个符号的第j条径DPCH计算闭环发射分集模式下的2个判决函数H_d1ij、H_d2ij的值；

步骤62：对所有多径的判决函数H_d1ij、H_d2ij按照下述公式进行相加求和，获得第i个符号的判决函数H_d1i、H_d2i的值；

$H_{\mathrm{dki}}=\underset{j=1}{\overset{N_{\mathrm{path}}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{dkij}},$ k＝1、2；N_path为多径个数；

步骤63：对上述2个第i个符号的判决函数H_d1i、H_d2i按照下述公式分别进行所有符号判决函数值的累加，得到H_d1、H_d2；

$H_{\mathrm{dk}}=\underset{i=n}{\overset{N_{\mathrm{counter}}^{\′}+n-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{dki}},$ k＝1，2，n为开始计数的符号，N′_counter为预先根据需要反馈的FBI精度设置的所需累加的次数；

步骤64：判断是否达到所需的累加次数N′_counter，如果达到进行步骤65，否则进入步骤7；

步骤65：计算验证判决函数H_v1、H_v2，对应H_v1、H_v2获得UE对应权值调节步长step2。

本发明提供的闭环发射分集模式下的下行发射权值的调节装置，包括：信号接收天线、将无线信号转换为数字基带信号的射频通道以及将数字基带信号转换为多条径的CPICH符号信号以及DPCH符号信号的解调单元，还包括多条径的CPICH符号对应的多个加权单元、对应多条径的CPICH以及DPCH的判决函数计算单元、求和单元、累加单元、FBI计算单元、step1计算单元、修正判决函数计算单元、step2计算单元、CPICH补偿值计算单元和UE权值调整单元，其中：

加权单元，分别用于完成对对应多径的CPICH符号的修正加权操作，输出加权后的各个多径的CPICH符号；

判决函数计算单元，根据加权后的各个多径的CPICH符号和DPCH符号，分别用于完成对应多径的CPICH以及DPCH的判决函数H₁和H₂的计算操作；

求和单元，根据判决函数计算单元的输出结果，分别对多径CPICH的H₁判决函数、H₂判决函数以及对多径DPCH的H₁判决函数、H₂判决函数的计算结果进行求和操作；

累加单元，分别对求和单元输出的CPICH的H₁判决函数、H₂判决函数以及DPCH的H₁判决函数、H₂判决函数的计算结果进行累加操作；

FBI计算单元，用于根据累加单元的输出结果计算FBI；

step1计算单元，用于根据累加单元的输出结果计算下行发射权值的第一调整步长；

修正判决函数计算单元，用于根据累加单元的输出结果完成验证判决函数H_v1和H_v2的计算操作；

step2计算单元，用于根据修正判决函数计算单元的输出结果，计算下行发射权值的第二调整步长；

CPICH补偿值计算单元，用于将step1计算单元和step2计算单元的输出结果进行求和，得到下行发射权值的总调整步长；

UE权值调整单元，用于根据CPICH补偿值计算单元的输出结果确定下行发射权值的调整值，并将该值输出到加权单元对下行发射权值进行调整。

由于本发明利用较少的判决模式和连续变化的信道参数，获得了***下行发射权值的步进调节步长，解决了判决正确率与期望增益之间的矛盾，可以使得UE获得更加理想的接收效果，同时由于上述判决模式的参数敏感性较小，因此可以获得较准确的FBI，进而获得较高权值判决可靠性的闭环发射分集模式下的下行发射权值。

附图说明

图1是支持DPCH闭环模式发射分集的下行发射机的一般结构；

图2是闭环模式2下UE端优化选择方案示意图；

图3闭环发射分集下判决点的位置图；

图4是本发明所述方法的实施例流程图；

图5是本发明所述装置的实施例框图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步详细的描述。

为了获得噪声条件下的可控制权值的判决，由于实际信号中存在噪声的影响，所以必须满足以下要求：判决的可靠性(以判决正确的概率或者判决错误概率衡量)必须是可以控制的，即可以通过多次平均或者平滑滤波等手段有效的增加判决正确的概率；从另一个角度讲，就是判决函数的参数敏感性要小。

闭环发射分集模式下的权值判决点如图3所示，其分布在4个点上，并且仅存在角度判决。根据协议，可以将控制判决划分为2个区域：

H1：所需权值在上半平面上；

H2：所需权值在右半平面上；

通过上述两个判决的共同作用可以唯一确定所需的权值点的位置。上述两个判决对应的判决函数为：

H₁＝s_Q1s_I2-s_I1s_Q2；H₂＝s_I1s_I2+s_Q1s_Q2；

式中，S_I1、S_Q1、S_I2和S_Q2分别为解调后得到的对应两个天线的I路和Q路的解调符号。由于这两个判决函数中仅存在乘法和加法运算，所以可以认为是参数不敏感的。

如果判决条件H1和H2对应的判决函数H₁和H₂大于0，则对应判决成立，否则对应判决不成立。

对应不同的两根天线对应无线信道的相位差，采取以下权值w₂相位参数的调节步长如下表3所示，可以达到良好的调节效果，表3说明了信道参数相位差与补偿相位之间的关系。通过FBI可以得到信道相位差所在象限，进而通过下表可以获得所需要调节的补偿角度。通过以两个时隙为周期的调节，理想情况下，通过最多20次调节，即可得到调节精度为π/32的控制相位结果最大误差为π，在第二象限需要调节8次，在第一象限需要调节16次，可以调节到0(理想值)。但是由于最小调节步长为π/16，根据控制原理，最小控制精度为π/32)。

表3：

象限	(Hp1，Hp2)	FBI	相位差	调节步长
					I	(+，+)	(0，1)	[0，π/2)	-π16
II	(-，+)	(1，1)	[π/2，π)	-π/8
					III	(-，-)	(1，0)	[-π，-π/2)	π/8
IV	(+，-)	(1，1)	[-π/2，0)	π/16

表3中，第一列为天线2与天线1信号相位差所在星座图的象限位置；第二列为与相位差位置对应的CPICH的判决函数(H_p1，H_p2)的函数值的符号；第三列为对应上行信道需要发射的FBI比特(高位与低位)的值；第四列为相位差的取值范围；第五列为所需校正的调节步长。这些数据按照行一一对应。H_p1和H_p2为H₁、H₂对应CPICH的两个判决函数。

在***基站发射的下行物理信道中，公共导频信道(CPICH)为连续性的可区别两个天线的导频信道，并且功率较高，适合用于信道的测量。但是，由于CPICH为公共信道，不能进行加权调节。上表中的测量参数为调节后的两根天线对应信道相位参数的差，这样无法直接通过天线端接收到的CPICH信号进行调节。需要对接收信号在UE端进行模拟基站的加权调节，才可以完成调节任务。同时，为了避免上行FBI误码对***增益的影响，需要对专用物理信道(DPCH)进行验证，补偿误码影响。

首先判断下行发射权值的调节是否进入稳定状态，如果进入稳定状态，即启动参考DPCH的验证。上述***的稳定状态是指，UE通过调节，使得两根天线对应信道的相位差为0或者接近0。此时，判决在象限I和象限IV之间摆动。这种状态可以通过调节步长的符号频繁地正负交替进行判决。

所述参考DPCH的验证，是因为在上行的FBI调制解调过程中，可能产生误码，从而使得基站的调节权值与UE期望的控制权值不一致。为了解决这种问题，在UE判决权值调节进入稳定状态时，即需要进行天线验证操作。通过参考DPCH信道的信道参数估计，修正UE端模拟基站加权的权值，从而进一步调节NodeB的权值使得下行接收增益更大。在现有标准中，DPCH为***导频而且发射功率较小，所以需要更多的时间平滑才可以达到需要的测量精度。

设上述H₁、H₂对应CPICH的两个判决函数为H_p1和H_p2，对应DPCH两个判决函数为H_d1和H_d2，构造验证的判决函数：

H_v1＝H_d1×H_p2-H_p1×H_d2

H_v2＝H_p2×H_d2+H_p1×H_d1

每次达到验证需要的数据采集时间后，计算依次验证的判决函数，然后对需要对接收信号在UE端进行模拟基站加权的权值进行一次调整，调整步长参考下述验证判决函数与下行权值调节补偿关系表：

表4：

象限	(Hv1，Hv2)	CPICH与DPCH相位差	权值调节步长
				I	(+，+)	[0，π/2)	-π/32
II	(-，+)	[π/2，π)	-π/8
				III	(-，-)	[-π，-π/2)	π/8
IV	(+，-)	[-π/2，0)	π/32

表4中，第一列为由于上行误码造成的UE校正的CPICH信道信号与NodeB发射的DPCH信号之间的相位差所在星座图的象限位置；第二列为与相位差位置对应的验证的判决函数(H_v1，H_v2)的函数值的符号；第三列为两者相位差的取值范围；第四列为所需补偿的调节步长。这些数据按照行一一对应。

图4是本发明所述方法的实施例流程图。按照图4，首先用户设备(UE)在步骤1对接收到的公共导频信道(CPICH)信号进行解调，得到CPICH信号的各个多径的解调结果信号，然后在步骤2对上述解调结果信号进行加权处理。接着在步骤3计算上述加权后的CPICH信号的各个多径的解调结果信号对应的判决函数，根据计算结果获取UE对应权值的第一调节步长step1，并根据计算结果和所需要的权值调节精度确定反馈信息(FBI)的具体值并通过上行信道输出给***的信号发射机，以完成下行发射权值的调节。由于FBI实际得到的FBI可能与UE的期望值不一致，还需要根据下行发射权值调节的稳定程度决定是否参考DHCP的信息修正反馈给***发射机的FBI值。因此UE在步骤4对CPICH的第一个判决函数H_p1的符号进行计数。当进入稳定状态后，两个天线的相角差的理想值为0。由于噪声以及控制误差的影响，两个天线的相角差在第一和第四象限之间运动，且位于两个象限的概率相同。表现在判决函数上，就是H_p1的符号为正号或者负号的次数大致相同。因此，通过对H_p1计数的方法，可以判决权值调节是否进入稳定状态。在步骤5根据上述步骤4的计数结果判决权值调节是否进入稳定状态，如果进入稳定状态，说明需要参考DHCP的信息对权值调节进行修正，因此在步骤6对DPCH计算判决函数，获取权值验证第二调节步长step2，否则说明不需要对权值调节进行修正，因此在步骤7直接确定UE对应权值的第二调节步长step2为0。在第二调整步长step2确定后，在步骤8计算总的权值调节步长，即step＝step1+step2，最后在步骤9按照总权值调节步长step调节UE对应权值，返回步骤1继续循环控制。

上述步骤3的实现步骤参考下面所述：

步骤31：对应CPICH第i个符号的第j条径计算闭环发射分集模式下的2个判决函数H_p1ij、H_p2ij的值；所述判决函数为：

H_p1ij＝s_Q1ijs_I2ij-s_I1ijs_Q2ij和H_p2ij＝s_I1ijs_I2ij+s_Q1ijs_Q2ij；

式中，S_i1ij、S_Q1ij、S_I2ij和S_Q2ij分别为第i个计数的第j条多径解调后得到的对应两个天线CPICH的I路和Q路的导频符号。

步骤32：对所有多径的判决函数H_p1ij、H_p2ij按照下述公式进行相加求和，获得第i个符号的判决函数H_p1i、H_p2i的值；

$H_{\mathrm{pki}}=\underset{j=1}{\overset{N_{\mathrm{path}}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{pkij}},$ k＝1、2；N_path为多径个数；

步骤33：对上述2个判决函数H_p1i、H_p2i按照下述公式分别进行所有符号判决函数值的累加，得到H_p1、H_p2；

$H_{\mathrm{pk}}=\underset{i=n}{\overset{N_{\mathrm{counter}}+n-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{pki}},$ k＝1，2，n为开始计数的符号，N_counter为预先根据需要反馈的FBI精度设置的所需累加的次数；

步骤34：判断是否达到所需的累加次数N_counter，如果达到进行步骤35，否则结束步骤3的操作进入步骤4；

步骤35：对应H_p1、H_p2根据上述表3获得FBI值以及根据表3获得UE对应权值第一调节步长Step1。

Step1是这样确定的：根据判决函数H_pk(k＝1，2)的符号(表中第二列)得到step1(表中最后一列)。

例如，计算得到的两个判决函数符号分别为(H_p1，H_p2)＝(+，+)，则按照表的第二行，可以得到step1＝-π/16；对应FBI判决方法为，如果当前***的时隙号为偶数(0，2，……14)，则FBI＝0；否则，时隙号为奇数(1，3，……13)，此时FBI＝1。其他情况，依此类推。

步骤36：通过上行信道发射FBI。

上述步骤5所述根据对H_p1的符号计数结果判决***是否进入稳定状态按下述方法进行：如果对H_p1的符号计数的正负计数值之比在下述范围Rc之内，则认为已经进入稳定状态；

所述Rc∈[1/Tc，Tc]，其中Tc为预先设好阈值系数。

上述步骤6的实现步骤参考下面所述：

步骤61：对应DPCH第i个符号的第j条径DPCH计算闭环发射分集模式下的2个判决函数H_d1ij、H_d2ij的值；所述判决函数为：

H_d1ij＝s_dQ1ijs_dI2ij-s_dI1ijs_dQ2ij和H_d2ij＝s_dI1ijs_dI2ij+s_dQ1ijs_dQ2ij；

式中，S_dI1ij、S_dQ1ij、S_dI2ij和S_dQ2ij分别为第i个计数的第j条多径解调后得到的对应两个天线DPCH的I路和Q路的导频符号。

步骤62：对所有多径的判决函数H_d1ij、H_d2ij按照下述公式进行相加求和，获得第i个符号的判决函数H_d1i、H_d2i的值；

$H_{\mathrm{dki}}=\underset{j=1}{\overset{N_{\mathrm{path}}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{dkij}},$ k＝1、2；N_path为多径个数。

步骤63：对上述2个第i个符号的判决函数H_d1i、H_d2i按照下述公式分别进行所有符号判决函数值的累加，得到H_d1、H_d2；

k＝1，2，n为开始计数的符号，N′_counter为预先根据需要反馈的FBI精度设置的所需累加的次数；

步骤64：判断是否达到所需的累加次数N′_counter，如果达到进行步骤65，否则进入步骤7；

步骤65：计算验证判决函数H_v1、H_v2，

H_v1＝H_d1×H_p2-H_p1×H_d2；H_v2＝H_p2×H_d2+H_p1×H_d1；

对应H_v1、H_v2，根据表4获得UE对应权值调节步长step2。

Step2是这样确定的：根据判决函数H_v1、H_v2的符号(表中第二列)得到step2(表中最后一列)。

例如，计算得到的两个判决函数符号分别为(H_v1，H_v2)＝(-，-)，则按照表的第三行，可以得到step2＝π/32。其他情况，依此类推。

本发明提供的闭环发射分集模式下的下行发射权值的确定装置，包括：信号接收天线50、将无线信号转换为数字基带信号的射频通道501以及将数字基带信号转换为多条径的CPICH符号信号以及DPCH符号信号的解调单元52，还包括多条径的CPICH符号对应的多个加权单元531--53N、对应多条径的CPICH以及DPCH的判决函数计算单元541--54N、求和单元551--554、累加单元561--564、FBI计算单元57、step1计算单元58、修正判决函数计算单元591--592、step2计算单元510、CPICH补偿值计算单元511、UE权值调整单元512和控制单元513。其中：

加权单元531-53N，完成对应多径的CPICH符号的修正加权操作，输出加权后的各个多径的CPICH符号。该各个多径的CPICH符号被送到判决函数计算单元541-54N，完成对应多径的CPICH以及DPCH的判决函数H₁和H₂的计算功能。例如第一径对应计算单元541，分别包括CPICH的H₁函数计算单元5411、CPICH的H₂函数计算单元5412、DPCH的H₁函数计算单元5413以及DPCH的H₂函数计算单元5414；对应其他多径的计算单元与541单元具有相同的结构。这些计算单元分别输出对应判决函数的值。

求和单元551--554，分别用于完成对应判决函数的多径计算值合并(相加)功能，包括CPICH的H₁函数求和单元551、CPICH的H₂函数求和单元552、DPCH的H₁函数求和单元553以及DPCH的H₂函数求和单元554，输出对应判决函数的合并值。上述求和单元551--554分别对应判决函数计算单元541-54N的CPICH的H₁函数求和单元、CPICH的H₂函数求和单元、DPCH的H₁函数求和单元以及DPCH的H₂函数求和单元。

上述求和单元551--554的输出被分别送到累加单元，即累加器561--564，分别完成对应判决函数合并(相加)值的累加功能，包括CPICH的H₁函数累加单元561、CPICH的H₂函数累加单元562、DPCH的H₁函数累加单元563以及DPCH的H₂函数累加单元564。上述累加单元输出的对应累加值被分别送到FBI计算单元57、step1计算单元58、修正判决函数计算单元591--592。

FBI计算单元57，用于完成上行发射的FBI信息的计算，并将结果FBI通过上行信道发射给***。

step1计算单元58，用于完成CPICH的判决函数H_p1以及H_p2的计算，根据计算结果查表3得到UE对应权值的第一调节步长step1的值并输出该step1；

修正判决函数计算单元包括H_v1判决函数计算单元591以及H_v2判决函数计算单元592，并输出对应判决函数的值。上述H_v1和H_v2的值被送到UE对应权值的第二调节步长step2的计算单元510，以根据表4以及控制单元513的输入得到step2的值，并输出step2的值；

上述step1计算单元58和step2计算单元的输出值被送到CPICH补偿值计算单元511，完成step1与step2相加操作，然后将相加结果输出，作为CPICH相位补偿值。该值被送到UE权值调整单元512，完成相位补偿值的计算，在计算完成后，将结果输出到加权单元531--53N完成权值的补偿操作。控制单元513，用于完成整个***的整体控制操作，该控制操作在本例中通过对FBI计算单元57、step1计算单元58和step2计算单元510的控制实现。

Claims (5)

1、一种闭环发射分集模式下的下行发射权值的调节方法，其特征在于包括：

步骤1：设置闭环发射分集下的权值点判决函数，所述的判决函数：

H₁＝s_Q1s_I2-s_I1s_Q2；

H₂＝s_I1s_I2+s_Q1s_Q2；

式中，S_I1、S_Q1、S_I2和S_Q2分别为UE解调后得到的对应两个天线的I路和Q路的解调符号；

上述H₁、H₂对应公共导频信道(CPICH)的两个判决函数为H_p1和H_p2，对应专用物理信道(DPCH)的两个判决函数为H_d1和H_d2，根据判决函数H_p1、H_p2和H_d1、H_d2构造验证判决函数：

H_v1＝H_d1×H_p2-H_p1×H_d2

H_v2＝H_p2×H_d2+H_p1×H_d1

步骤2：用户设备(UE)对接收到的公共导频信道(CPICH)信号进行解调，得到CPICH信号的各个多径的解调结果信号，对上述解调结果信号进行加权处理；

步骤3：计算上述加权后的CPICH信号的各个多径的解调结果信号对应的判决函数，获取UE对应权值的调节步长step1，并根据计算结果和所需要的精度确定反馈信息(FBI)并通过上行信道输出；

步骤4：对CPICH的第一个判决函数H_p1的符号进行计数；

步骤5：根据上述步骤4的计数结果判决权值调节是否进入稳定状态，如果进入稳定状态，转步骤6，否则确定UE对应权值的调节步长step2为0，然后转步骤7；

步骤6：对DPCH计算判决函数，获取UE对应的权值调节步长step2；

步骤7：按照步长step调节UE对应权值，step＝step1+step2；

步骤8：返回步骤1；

2、根据权利要求1所述的反馈信息的调节方法，其特征在于，所述步骤3进一步包括：

步骤31：获得对应CPICH第i个符号的第j条径计算闭环发射分集模式下的2个判决函数H_p1ij、H_p2ij的值；

步骤32：对所有多径的判决函数H_p1ij、H_p2ij按照下述公式进行相加求和，获得第i个符号的判决函数H_p1i、H_p2i的值；

$H_{\mathrm{pki}}=\underset{j=1}{\overset{N_{\mathrm{path}}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{pkij}},$ k＝1、2；N_path为多径个数；

步骤33：对上述2个判决函数H_p1i、H_p2i按照下述公式分别进行所有符号判决函数值的累加，得到H_p1、H_p2；

$H_{\mathrm{pk}}=\underset{i=n}{\overset{N_{\mathrm{counter}}+n-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{pki}},$ k＝1，2，n为开始计数的符号，N_counter为预先根据需要反馈的FBI精度设置的所需累加的次数；

步骤34：判断是否达到所需的累加次数N_counter，如果达到进行步骤35，否则进入步骤4；

步骤35：对应H_p1、H_p2获得FBI值以及UE对应权值调节步长step1；

步骤36：通过上行信道发射FBI。

3、根据权利要求2所述的反馈信息的调节方法，其特征在于，步骤5所述根据对H_p1的符号计数结果判决***是否进入稳定状态按下述方法进行：如果对H_p1的符号计数的正负计数值之比在下述范围Rc之内，则认为已经进入稳定状态；

所述Rc∈[1/Tc，Tc]，其中Tc为预先设好阈值系数。

4、根据权利要求3所述的反馈信息的调节方法，其特征在于，所述步骤6进一步包括：

步骤61：对应DPCH第i个符号的第j条径DPCH计算闭环发射分集模式下的2个判决函数H_d1ij、H_d2ij的值；

步骤62：对所有多径的判决函数H_d1ij、H_d2ij按照下述公式进行相加求和，获得第i个符号的判决函数H_d1i、H_d2i的值；

$H_{\mathrm{dki}}=\underset{j=1}{\overset{N_{\mathrm{path}}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{dkij}},$ k＝1、2；N_path为多径个数；

步骤63：对上述2个第i个符号的判决函数H_d1i、H_d2i按照下述公式分别进行所有符号判决函数值的累加，得到H_d1、H_d2；

k＝1，2，n为开始计数的符号，N′_counter为预先根据需要反馈的FBI精度设置的所需累加的次数；

步骤64：判断是否达到所需的累加次数N′_counter，如果达到进行步骤65，否则进入步骤7；

步骤65：计算验证判决函数H_v1、H_v2，对应H_v1、H_v2获得UE对应权值调节步长step2。

5、一种闭环发射分集模式下的下行发射权值的调节装置，包括：信号接收天线、将无线信号转换为数字基带信号的射频通道以及将数字基带信号转换为多条径的CPICH符号信号以及DPCH符号信号的解调单元，其特征在于，还包括多条径的CPICH符号对应的多个加权单元、对应多条径的CPICH以及DPCH的判决函数计算单元、求和单元、累加单元、FBI计算单元、step1计算单元、修正判决函数计算单元、step2计算单元、CPICH补偿值计算单元和UE权值调整单元，其中：

加权单元，分别用于完成对对应多径的CPICH符号的修正加权操作，输出加权后的各个多径的CPICH符号；

判决函数计算单元，根据加权后的各个多径的CPICH符号和DPCH符号，分别用于完成对应多径的CPICH以及DPCH的判决函数H₁和H₂的计算操作；

求和单元，根据判决函数计算单元的输出结果，分别对多径CPICH的H₁判决函数、H₂判决函数以及对多径DPCH的H₁判决函数、H₂判决函数的计算结果进行求和操作；

累加单元，分别对求和单元输出的CPICH的H₁判决函数、H₂判决函数以及DPCH的H₁判决函数、H₂判决函数的计算结果进行累加操作；

FBI计算单元，用于根据累加单元的输出结果计算FBI；

step1计算单元，用于根据累加单元的输出结果计算下行发射权值的第一调整步长；

修正判决函数计算单元，用于根据累加单元的输出结果完成验证判决函数H_v1和H_v2的计算操作；

step2计算单元，用于根据修正判决函数计算单元的输出结果，计算下行发射权值的第二调整步长；

CPICH补偿值计算单元，用于将step1计算单元和step2计算单元的输出结果进行求和，得到下行发射权值的总调整步长；

UE权值调整单元，用于根据CPICH补偿值计算单元的输出结果确定下行发射权值的调整值，并将该值输出到加权单元对下行发射权值进行调整。

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