CN1496612A - 具有区块空间传输时间多样化的简化区块线性均衡器 - Google Patents

Abstract

本发明是一种在一分码多重存取(CDMA)***中，用于接收使用区块空间时间传输多样化(BSTTD)传输的数据的方法及***。该***包括使用一第一天线来传输一第一数据场及使用一第二天线来传输一第二数据场的一发射器、以及一接收器。该接收器包括用于接收该第一及第二传输数据场的一天线、以及使用一最小均方误差区块线性均衡器模型及一近似柯列斯基(Cholesky)分解模型来决定该第一及第二传输数据场符号码的一BSTTD接合探测器。

Description

具有区块空间传输时间多样化的简化区块线性均衡器

(1)技术领域

本发明有关于一种请求分码多重存取(CDMA)技术的通讯***。更特别地，本发明是有关一种可应用于一CDMA通讯的传输多样化方案。

(2)背景技术

已提出空间多样化来支持第三代宽频分码多重存取***中的极高数据传输速率用户。使用多重天线时，该***可实现较佳的增益及链接品质，这将造成增大的***容量。典型地，业已经由使用光束偏转或经由多样化组合来利用多样化。

近来，业已实现经由使用空间-时间码实现协同使用多样化。这种***理论上可使容量增加达相等于数组中传输及接收天线数量的一因子。空间-时间码是在产生一通过天线及时间的矩阵传输出的一区块输入符号码(symbol)上运作。

过去，空间-时间传输多样化***是在传输连续符号码时同步传输其共轭复数。然而，这种类型***可能在接收端造成符号码重迭。重迭的量是根据传播频道的脉冲反应的长度而定。在多样化双工(TDD)模式下，必须在接合(joint)探测接收器中补偿该符号码重迭。该接合探测器将必须估计该重迭的传输符号码及其共轭，这将使该接合探测的复杂性提高。

为了舒缓这种接合探测复杂性的增加，已建立出可传输两相似但不相同的数据场的***。具有一第一部份D₁、及一第二部份D₂的一数据场是由第一天线传输。一第二数据场是藉由修饰该第一数据场而产生，D₂的共轭负值、-D₂*是该第二数据场的第一部份，且D₁的共轭、D₁*是第二部份。该第二数据场是由第二天线同步传输。

尽管这种多样化传输方案将降低接收器的复杂性，但用于该方案的接收器仍非常复杂。这种接收器是利用两接合探测装置。每一接合探测装置可复原其中一天线单独传输的数据场。这种器具是藉由分离地处理每一天线的传输来处理两传输数据场之间的交叉干涉。结果，每一接合探测装置是将其它天线的传输视为噪声。由每一接合探测装置复原的符号码是使用一译码器结合来决定

及 。图1中是显示这种***的一方块图。这种***中的接收器将因使用两接合探测器而具有一高度复杂性，以致造成较高的接收器费用。

因此，亟需一种变型的接收器器具。

(3)发明内容

本发明是一种在一分码多重存取(CDMA)***中，用于接收使用区块空间传输多样化(BSTTD)传输的数据的方法及***。该***包括使用一第一天线来传输一第一数据场及使用一第二天线来传输一第二数据场的一发射器、以及一接收器。该接收器包括用于接收该第一及第二传输数据场的一天线、以及使用一最小均方误差区块线性均衡器模型及一近似柯列斯基(Cholesky)分解模型来决定该第一及第二传输数据场的一BSTTD接合探测器。

(4)附图说明

图1是运用空间一时间传输多样化的一先前技术的通讯***的方块图。

图2是依据本发明较佳具体实施例的一接收器的方块图。

图3是依据较佳具体实施例的近似区块空间时间传输多样化(BSTTD)的矩阵结构图标。

图4是依据较佳具体实施例的区块空间时间传输多样化接合探测方法的流程图。

(5)具体实施方式

图2是一CDMA通讯***中、较佳地位于一用户终端设备(UE)处的依据本发明较佳具体实施例的一接收器10的方块图。尽管最好使该接收器位于该UE处，但接收器10可位于基地台且于上链通讯时操作。接收器10包括一BSTTD接合探测装置(BSTTD JD)12、一频道估计装置13及一天线16。该UE的天线16是接收包括来自一发射器的一第一及第二通讯短脉冲串(burst)的各种无线电频率(RF)信号。

该第一及第二通讯短脉冲串包括分别如上述的第一及第二数据场。该第一数据场包括第一部份D1及第二部份D2；该第二数据场包括D2的共轭负值-D2*及D1的共轭D1*。一典型的通讯短脉冲串具有藉由一中间码(midamble)分离的该数据场的两部份。该短脉冲串在其末端具有一防护周期(guard period)以允许该短脉冲串之间具有不同的到达时间。某一通讯短脉冲串的每一数据场是编码成第一数据场D1、D2。另一通讯短脉冲串的每一数据场是编码成第二数据场-D2*、D1*。展开各数据场且该数据场中包括一中间码以分别生成该第一及第二通讯短脉冲串。每一该通讯短脉冲串皆由一各别的第一及第二天线、以无线电频率信号传输至接收器10。

将包括该第一及第二通讯短脉冲串的该接收到的无线电频率信号解调变并且递送至频道估计装置13及BSTTD JD 12。通常估计装置13是处理该解调变的信号并且将该频道信息递送至BSTTD JD 12。

BSTTD JD 12是接收来自频道估计装置13的包括第一及第二通讯短脉冲串以及频道信息的解调变信号。使用该频道信号及该发射器的展开码，BSTTD JD12即可估计每一通讯短脉冲串的第一及第二数据场的数据符号码D1、D2、-D2*、-D1，并且结合D1、D2、-D2*、-D1以复原原始数据场D。

依据本发明的较佳具体实施例，BSTTD JD 12是利用以简化的最小均方误差区块线性均衡器(MMSE-BLE)为基础的探测器来估计每一接收到的数据场的数据符号码。BSTTD JD 12是依据下述动作。A与B是分别相关于天线1的频道1、与相关于天线2的频道2的传播矩阵区块聚合(banded)变体。将其改写为如下的2×2区块矩阵。

$A=\left[\begin{array}{cc}{A}_{11}& 0\\ A_{21}& A_{22}\end{array}\right],B=\left[\begin{array}{cc}{B}_{11}& 0\\ B_{21}& B_{22}\end{array}\right]$

缘是，以方程式1表示区块空间时间传输多样化的接收信号模型。

$\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\→}{r}}_1\\ {{\stackrel{\→}{r}}_2}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccccc}{A}_{11}& 0& 0& -B_{11}& & \\ {B_{22}}^{*}& {{-B}_{21}}^{*}& {A_{21}}^{*}& {A_{22}}^{*}& & \end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\→}{d}}_1\\ {\stackrel{\→}{d}}_2\\ {{\stackrel{\→}{d}}_1}^{*}\\ {{\stackrel{\→}{d}}_2}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\→}{n}}_1\\ {{\stackrel{\→}{n}}_2}^{*}\end{array}\right]$ 方程式1

由于该区块的长度远大于该频道延迟展开，因此可忽略相邻区块A21及B21之间的干涉，且该接收信号模型可简化成方程式2：

方程式2

为了估计该数据区块，可使用BSTTD的一MMSE BLE算法。利用变素音匹配过滤(whitening matched fitering)，可由以下的方程式3及4表示该数据区块。

${\hat{d}}_{\mathrm{wmf}1}={A_{11}}^H{\stackrel{\→}{r}}_1+{\left({B_{22}}^H{\stackrel{\→}{r}}_2\right)}^{*}$ 方程式3

${\hat{d}}_{\mathrm{wmf}2}={A_{22}}^H{\stackrel{\→}{r}}_2+{\left({B_{11}}^H{\stackrel{\→}{r}}_1\right)}^{*}$ 方程式4

以方程式5表示MMSE-BLE输出。

$\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\→}{d}}_{\mathrm{mmse}1}\\ {\stackrel{\→}{d}}_{\mathrm{mmse}2}\end{array}\right]={\left(E^{H}E{+}^{2}I\right)}^{-1}\left[\begin{array}{c}{\hat{d}}_{\mathrm{wmf}1}\\ {\hat{d}}_{\mathrm{wmf}2}^{*}\end{array}\right]$ 方程式5

E是于方程式1中显示。σ2是平均噪声变异且I是单位矩阵。

在单一天线BLE中，区块STTD的复杂性主要是由反矩阵造成，其较佳地是以一近似Cholesky分解实施。

$D\≡E^{H}E{+}^{2}I)=\left[\begin{array}{cc}{D}_{11}& {D_{21}}^H\\ D_{21}& D_{22}\end{array}\right]$ 方程式6

Cholesky分解的相关矩阵的区块矩阵表示可写成方程式6。

D11、D22及D21分别为方程式7、8及9。

D₁₁＝A₁₁ ^HA₁₁+(B₂₂ ^HB₂₂)^*+²I      方程式7

D₂₂＝B₁₁ ^HB₁₁+(A₂₂ ^HA₂₂)^*+²I      方程式8

D₂₁＝(A₂₂ ^HB₂₂)^*-B₁₁ ^HA₁₁          方程式9

Cholesky分解D＝GGH之下三角形矩阵是写为方程式10。

$G=\left[\begin{array}{cc}{G}_{11}& 0\\ G_{21}& G_{22}\end{array}\right]$ 方程式10

方程式11、12及13是G11、G21、G22、D11、D21与D22之间的关系。

G₁₁G₁₁ ^H＝D₁₁  方程式11

G₂₁G₁₁ ^H＝D₂₁  方程式12

G₂₂G₂₂ ^H＝D₂₂-G₂₁G₂₁ ^H  方程式13

解以下方程序14、15、16及17的三角形***，将可得到估计的符号码序列。

$G_{11}{\stackrel{\→}{m}}_1={\hat{d}}_{\mathrm{wmf}1}$ 方程式14

$G_{22}{\stackrel{\→}{m}}_2={{\hat{d}}_{\mathrm{wnf}2}}^{*}-G_{21}{\stackrel{\→}{m}}_1$ 方程式15

${G_{22}}^H{{\hat{d}}_{\mathrm{mmse}2}}^{*}={\stackrel{\→}{m}}_2$ 方程式16

${G_{11}}^H{\hat{d}}_{\mathrm{mmse}1}={\stackrel{\→}{m}}_1-{G_{21}}^H{{\hat{d}}_{\mathrm{mmse}2}}^{*}$ 方程式17

在一单一天线***中，需要一Cholesky分解。使用一多样化天线将因需要两Cholesky分解(方程式11及13)及一前向代入(方程式12)而增加译码符号码(symbol)的复杂性。这将使一BSTTD***的复杂性较一单一天线***者增加超过两倍。此外，该***中的BSTTD译码器无法消除第一子区块对第二子区块的干涉，这将在探测时造成更多误差。

以下说明将更进一步降低复杂性。由传输矩阵的结构，可藉A11及B11的区块矩阵表示A22及B22如下。

方程式18、19及20是表示A11、A22、B11与B22的关系。

${A_{22}}^H{A}_{22}={A_{11}}^H{A}_{11}+\left[\begin{array}{cc}0& 0\\ 0& {A_3}^H{A}_3\end{array}\right]$ 方程式18

${B_{22}}^H{B}_{22}={B_{11}}^H{B}_{11}+\left[\begin{array}{cc}0& 0\\ 0& {B_3}^H{B}_3\end{array}\right]$ 方程式19

${A_{22}}^H{B}_{22}={A_{11}}^H{B}_{11}+\left[\begin{array}{cc}0& 0\\ 0& {A_3}^H{B}_3\end{array}\right]$ 方程式20

熟悉本技术的人员将可了解，A₂₂ ^HA₂₂、B₂₂ ^HB₂₂及A₂₂ ^HB₂₂是区块Toeplitz矩阵，但A₁₁ ^HA₁₁、B₁₁HB₁₁及A₁₁ ^HB₁₁是因方程式18、19及20最后一项中的右下角的子区块而并非如此。

代入方程式18后，方程式4将成为方程式21。

$D_{11}={A_{22}}^H{A}_{22}+{\left({B_{22}}^H{B}_{22}\right)}^{*}+{\mathrm{\σ}}^{2}I-\left[\begin{array}{cc}0& 0\\ 0& {A_3}^H{A}_3\end{array}\right]$ 方程式21

方程式21是区块厄米特(Hermitian)。可藉忽略最后一项的Cholesky分解重复变体来近似方程式7的解，即方程式22。

${\hat{G}}_{11}{{\hat{G}}_{11}}^H={\hat{D}}_{11}$ 方程式22

D11依照方程式23。

D₁₁＝A₂₂ ^HA₂₂+(B₂₂ ^HB₂₂)^*+σ²I  方程式23

方程式22是区块Toeplitz矩阵近似。其复杂性是与单一天线情况下的近似分解相等。熟悉本技术的人员将认识到，上述方程式将造成G11的一近似，而减低BSTTD JD 12的复杂性。

可在G22的近似中发现进一步减低BSTTD JD 12的复杂性。由方程式11及12，方程式将成为方程式24。

G₂₂G₂₂ ^H＝D₂₂-D₂₁D₁₁ ^-1D₂₁ ^H    方程式24

假设norm(D₂₂)＞＞norm(D₂₁D₁₁ ^-1D₂₁ ^H)，方程式24将成为方程式25。

G₂₂G₂₂ ^H≈D₂₂    方程式25

此外，由方程式8、9及12，将实现方程式26。

$D_{22}={{\hat{D}}_{11}}^{*}-\left[\begin{array}{cc}0& 0\\ 0& {B_3}^H{B}_3\end{array}\right]$ 方程式26

相似于上述的G11近似，可藉忽略最后一项的Cholesky分解重复变体来近似上述的解而成为方程式27。

${\hat{G}}_{22}={{\hat{G}}_{11}}^{*}$ 方程式27

藉此近似，G22、及因此D22(方程式8及13)无需显明计算。是以，BSTTD的Cholesky分解的复杂性将与单一天线***者相同。

BSTTD较单一天线复杂的主要复杂性是方程式12、15及17的矩阵G21相关。方程式15及17中的复数运算次数是与G21的非零元素数量相同。较少非零元素将降低方程式15及17的复杂性。减低复杂性的方法是假设＝0。然而，这种近似将引入一误差至方程式的解中，而典型上并不希望如此。

因此，减少复杂性的另一方法是依据下述者来近似

由方程式9及12，将造成方程式28。

${\hat{G}}_{21}{{\hat{G}}_{11}}^H={\hat{D}}_{21}$ 方程式28

是依照方程式29。

D₂₁＝(A₂₂ ^HB₂₂)^*-B₂₂ ^HA₂₂  方程式29

方程式29将造成一区块Toeplitz矩阵。然而，其一般解将因其为多重前向三角形***解而过于复杂，无法轻易执行。但，可使用以下的性质来简化。

性质1：矩阵

系反对称区块Toeplitz，即 ${\hat{D}}_{21}=-{{\hat{D}}_{21}}^T.$

的对角项必然为零。

性质2：

的所有项目(entry)皆为零，除了子区块矩阵最后一行或最后一列中的元素以外(请参阅图2)。

性质3：

的具有一区块Toeplitz结构。

性质4：

是频宽相等于(L.Ka-1)的下方区块。(请参阅图2)。L是第一列或行区块处的非零区块数量。其相等于符号码间干涉长度加1，亦即L＝Lisi+1，其中Lisi＝ceil(W/SF)、W是频道长度且是指示大于x的最小整数。Ka是主动码(实体频道)的总数，譬如Ka＝K+1且其中BCH时间槽中具有K个DCH。

使用上述特性及近似成具有相同于特性2中D₂₁的子区块结构的区块聚合矩阵将可大幅简化复杂性。图3(c)中即显示该近似结构。图3(d)是显示具有不同于图3(b)的颈圈部尺寸(collar scale)的确切 藉由以上的特性及以下的近似将可简化

的计算。

近似1：

是具有频宽(L？Ka-1)之上及下区域聚合矩阵。

近似2：

的具有与相同的结构。

藉由近似1，简化的

可表示为：

$\left[\begin{array}{cccccccc}{f}_{11}& f_{12}& \·\·\·& f_{1L}& 0& \·\·\·& \·\·\·& 0\\ f_{21}& f_{11}& f_{12}& \·\·\·& f_{1L}& 0& & \·\·\·\\ & f_{21}& f_{11}& & & \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·\\ f_{L1}& & & & & & \·\·\·& 0\\ 0& f_{L1}& & & & & & f_{1L}\\ \·\·\·& 0& \·\·\·& \·\·\·& & & & \·\·\·\\ \·\·\·& & \·\·\·& \·\·\·& & & f_{11}& f_{12}\\ 0& \·\·\·& ...& 0& f_{L1}& & f_{21}& f_{11}\end{array}\right]$

相关矩阵及下方三角形矩阵的区块矩阵表示可写为方程式30及31。

${\hat{G}}_{11}=\left[\begin{array}{cccccccc}{g}_{11}& 0& \·\·\·& & & \·\·\·& \·\·\·& 0\\ g_{21}& g_{22}& 0& \·\·\·& & & & \·\·\·\\ \·\·\·& g_{32}& g_{33}& & & & & \·\·\·\\ g_{L1}& \·\·\·& & \·\·\·& & & & 0\\ 0& \·\·\·& & & & & & \\ \·\·\·& 0& g_{N,N-L+1}& & & & g_{N,N}& \\ \·\·\·& & & & & & & \\ 0& \·\·\·& 0& g_{N,N-L+1}& & & & g_{N,N}\end{array}\right]$ 方程式30

$\left[\begin{array}{cccccccc}{d}_{11}& d_{12}& \·\·\·& d_{1L}& 0& \·\·\·& \·\·\·& 0\\ {-d}_{12}^T& d_{11}& d_{12}& \·\·\·& d_{1L}& 0& & \·\·\·\\ \·\·\·& d_{12}^T& d_{11}& & & & & \·\·\·\\ {-d}_{1L}^T& & & \·\·\·& & & & 0\\ 0& {-d}_{1L}^T& & & & & & d_{1L}\\ \·\·\·& 0& & & & & & \\ \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·& & & d_{11}& d_{12}& \\ 0& \·\·\·& \·\·\·& 0& {-d}_{12}^T& \·\·\·& {-d}_{12}^T& d_1\end{array}\right]$ 方程式31

d₁₁相等于-d₁₁ ^T：d_ij及f_ij依照性质1及近似2而具有以下结构。

$F{\hat{G}}_{11}^H={\hat{D}}_{21}$

的解是由计算方程式32及33的第一行区块及第一列区块而得。

$f_{n1}{g}_{11}^H={-d}_{1n}^T,n=\mathrm{1,2},...,L$   方程式32

$f_{1n}{g}_{\mathrm{nn}}^H=d_{1n}-\underset{i=1}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{1i}{g}_{\mathrm{ni}}^H,n=2,...,L$   方程式33

具有上述矩阵结构的A＝[a_ij]^Ka _i，j＝1及D＝[d_ij]^Ka _i，j＝1，以及下三角形矩阵G＝[g_ij]^Ka _i，j＝1可满足矩阵方程式AG^H＝D。K_d是专用频道(DCH)的数量且K_a＝K_d+1是广播频道(BCH)时间槽中的实体频道总数。最后一行向量的第一K_d元素是由复数值除以实数值而得，如方程式34。

$a_{\mathrm{nKa}}=\frac{d_{\mathrm{nKa}}}{g_{\mathrm{KaKa}}},n=\mathrm{1,2},{...,K}_d-1$   方程式34

藉一次前向代入Ka，可得矩阵A的最后一列矩阵，由方程式35表示的。

$G\·\left[\begin{array}{c}{a_{\mathrm{Ka}1}}^{*}\\ {a_{\mathrm{Ka}2}}^{*}\\ \·\·\·\\ {a_{\mathrm{KaKa}}}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{d_{\mathrm{Ka}1}}^{*}\\ {d_{\mathrm{Ka}2}}^{*}\\ \·\·\·\\ {d_{\mathrm{KaKa}}}^{*}\end{array}\right]$ 方程式35

此外，方程式33的右手侧包含矩阵乘法。每一矩阵乘法可因零元素而视为K_d+(K_d+1)²的复数乘数。

可使用上述的近似来简化BSTTD算法，如下：

  运算                  方程式

匹配过滤器：           (3)、(4)

相关计算：             (23)、(29)

Cholesky分解           (22)、(32)、(33)

前向代入是依照方程式36及37：

${\hat{G}}_{11}{\stackrel{\→}{m}}_1={\hat{d}}_{\mathrm{wmf}1}$ 方程式36

${\hat{G}}_{11}{\stackrel{\→}{m}}_2={\hat{d}}_{\mathrm{wmf}2}-{\left({\hat{G}}_{21}{\stackrel{\→}{m}}_1\right)}^{*}$ 方程式37

反向代入依照方程式38及39：

${{\hat{G}}_{11}}^H{\hat{d}}_{\mathrm{mmse}2}={\stackrel{\→}{m}}_2$ 方程式38

${{\hat{G}}_{11}}^H{\hat{d}}_{\mathrm{mmse}1}={\stackrel{\→}{m}}_1-{{\hat{G}}_{21}}^H{{\hat{d}}_{\mathrm{mmse}2}}^{*}$ 方程式39

结合图3的流程图来说明较佳具体实施例。可藉由忽略该数据区块之间的干涉来仿真该接收到的信号，譬如依照方程式2(步骤401)。该接收到的向量是譬如依照方程式3及4(步骤402)变素音匹配过滤。决定方程式10型式的一Cholesky因子以作为MMSE BLE的解(步骤403)。再依照方程式22，藉计算(方程式7)一子矩阵D、D11的一Cholesky因子来计算G、G11的一子矩阵(步骤404)。依照方程式26，使用G11的共轭复数、G11*来计算G、G22一子矩阵的另一近似(步骤405)。使用方程式31及32将G、G21的另一子矩阵近似成一上方及下方区块聚合矩阵(步骤406)。使用前向及反向代入，藉方程式35、36、37及38来解出两数据场的符号码及(步骤407)。接着再使用译码器15，藉译码及来决定原始的传输数据(步骤408)。

尽管已就较佳具体实施例来说明本发明，然而熟悉本技术的人员将可清楚发现属于以下专利申请范围所概述的本发明范围内的其它变型。

Claims (15)

1.一种用于接收使用区块空间时间传输多样化(BSTTD)所传输的数据的方法，一BSTTD发射器是使用一第一天线传输一第一数据场且使用一第二天线传输一第二数据场，该第二数据场是由重新安排该第一数据场的区块而产生，该方法包括：

接收包括该第一及第二传输数据场两者之一的接收向量；

变素音(whiten)匹配过滤该接收向量；

利用一最小均方误差区块线性均衡器模型来决定该第一及第二数据场的符号码(symbol)，该模型是忽略该数据区块之间的干涉；及

使用该模型的一近似柯列斯基(Cholesky)分解、前向及反向代入来决定该第一及第二传输数据场的符号码。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，译码该第一及第二数据场传输符号码以估计该第一数据场的数据。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，用于该近似Cholesky分解的一Cholesky因子包括四个区块矩阵，该四个区块矩阵的一第一区块是近似为该四个区块矩阵的一第二区块的一复数共轭。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，该四个区块矩阵的一第三区块是近似为一上方及下方区块聚合矩阵。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，该四个区块矩阵的第三区块包括全为零的元素。

6.一种用于接收来自一区块空间时间传输多样化(BSTTD)发射器且使用BSTTD传输的数据的接收器，该BSTTD发射器是使用一第一天线传输一第一数据场且使用一第二天线传输一第二数据场，该第二数据场是由重新安排该第一数据场的区块而产生，该接收器包括：

一天线，接收包括该第一及第二传输数据场两者之一向量；

一BSTTD接合(joint)检测器，利用一最小均方误差区块线性均衡器模型、该模型的一近似Cholesky分解、前向及反向代入来决定该第一及第二传输数据场的符号码；及

该模型是忽略该数据区块之间的干涉。

7.如权利要求6所述的接收器，其特征在于，该接合检测器是译码该第一及第二传输数据场的符号码以估计该第一数据场的数据。

8.如权利要求6所述的接收器，其特征在于，用于该近似Cholesky分解的一Cholesky因子包括四个区块矩阵，该四个区块矩阵的一第一区块是近似为该四个区块矩阵的一第二区块的一复数共轭。

9.如权利要求8所述的接收器，其特征在于，该四个区块矩阵的一第三区块是近似为一上方及下方区块聚合矩阵。

10.如权利要求9所述的接收器，其特征在于，该四个区块矩阵的第三区块包括全为零的元素。

11.一种分码多重存取(CDMA)通讯***，包括：

一区块空间时间传输多样化(BSTTD)发射器，其利用区块空间时间传输多样化，以一第一天线传输一第一数据场且使用一第二天线传输一第二数据场，该第二数据场是由重新安排该第一数据场的区块而产生；及

一接收器，用于接收使用BSTTD所传输的数据，包括：

一天线，接收包括该第一及第二传输数据场两者的一向量；

一BSTTD接合检测器，利用一最小均方误差区块线性均衡器模型、该模型的一近似Cholesky分解、前向及反向代入来决定该第一及第二传输数据场的符号码；及

该模型是忽略该数据区块之间的干涉。

12.如权利要求11所述的***，其特征在于，该接合检测器是译码该第一及第二传输数据场的符号码以估计该第一数据场的数据。

13.如权利要求11所述的***，其特征在于，用于该近似Cholesky分解的一Cholesky因子包括四个区块矩阵，该四个区块矩阵的一第一区块是近似为该四个区块矩阵的一第二区块的一复数共轭。

14.如权利要求13所述的***，其特征在于，该四个区块矩阵的一第三区块是近似为一上方及下方区块聚合矩阵。

15.如权利要求14所述的***，其特征在于，该四个区块矩阵的第三区块包括全为零的元素。

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