CN1484369A - 一种抑制二极管反向尖峰电压的电路 - Google Patents

Abstract

一种抑制二极管反向尖峰电压的电路，涉及一种无损耗吸收电路；包括一个嵌位二极管、一个嵌位电容，其特征在于还包括一个释放二极管和一个输出电感；所述嵌位二极管的正极接所述输出电感的原边，所述嵌位二极管的负极与所述嵌位电容相连，嵌位二极管和嵌位电容的连接点与所述释放二极管的正极连接，释放二极管的负极连接所述输出电感的副边，输出电感的原边和副边的另一端均与负载的正端相连；所述嵌位电容的另一端与负载的负端连接；本发明对输出整流二极管承受的反向电压能够有效地控制，提高了变换器的效率；适用于半波整流、全波整流和桥式整流电路。

Description

一种抑制二极管反向尖峰电压的电路

技术领域

本发明涉及一种无损耗吸收电路。

背景技术

开关型电源变换器的输出整流二极管工作在硬开关状态，在换流时变压器的副边存在寄生振荡，下边将论述其产生原因及现有的抑制措施。

整流桥的寄生振荡产生于变压器的漏感或附加的谐振电感与变压器的绕组电容和整流管的结电容之间。

当副边电压为零时，在全桥整流器中四只二极管全部导通，输出滤波电感电流处于自然续流状态。当副边电压变化为高电压VIN/K(K为变压器变比)时，整流桥中有两只二极管要关断，有两只二极管继续导通。这时变压器漏感或附加的谐振电感就开始和关断的二极管的电容谐振，即使采用快恢复二极管，二极管仍然要承受至少两倍的尖峰电压。

副边漏感上电流是负载电流和将关断的二极管的反向恢复电流之和，此电流和输出整流二极管结电容谐振的结果，在关断的整流二极管上产生较高的尖峰电压。

关于如何抑制输出整流二极管反向尖峰电压，在现有的技术中有两种：电阻电容缓冲吸收，即RC缓冲电路；电阻电容二极管缓冲吸收，即RCD缓冲电路。

RC缓冲电路如图1所示，Vsec1为双极性电压源，Lik为等效电感，图中的103、104、105、106为输出整流二极管，图中的107、108、109、110是各整流管上并联的由电阻和电容串联组成的支路。当双极性电压源Vsecl输出电压为零时，整流二极管103、104、105、106全部导通，当双极性电压源Vsec1输出电压为VP(或-VP)时，整流二极管103、104、105、106中有两只二极管将关断，另外两只继续导通，将关断的整流二极管上并联的由电阻和电容串联的支路起到吸收作用。而当二极管再次导通时，此支路上的电容电荷将被放掉，所有能量消耗在支路电阻上。这种吸收网络是有损耗的，相当于把整流二极管的关断损耗转移到了缓冲网络上，不利于提高变换器的效率。

RCD缓冲电路如图2所示，是一种改进的吸收电路，工作时序图如图3所示。它与前面的RC吸收电路区别在于，吸收电路由嵌位二极管Ds、嵌位电容Cs和回馈电阻Rs组成，Cs的容量较大。在T0时刻，双极性电压源Vsec1输出电压为零，嵌位电容Cs两端电压VC等于输出电压Vo，当双极性电压源Vsec1变为VP(或-VP)时，等效电感Lik与整流管的结电容开始谐振，图中D点电压VD开始上升。T1时刻，VD上升到输出电压Vo，此时嵌位二极管Ds导通，嵌位电容Cs参与谐振。由于Cs的容量较大，D点电压VD略有增加，其最大值为Vclamp。在T2时刻，等效电感Lik与二极管结电容和嵌位电容Cs的谐振工作结束，VD和VC稳定在VP。在T3时刻副边电压变化为零嵌位二极管Ds关断，嵌位电容Cs通过回馈电阻Rs将谐振过程中增加的能量一部分回馈到输出负载Rf上，一部分消耗在回馈电阻Rs上。在T4时刻，嵌位电容Cs放电结束，其两端电压VC下降到输出电压Vo，一个工作周期结束。

可见，RCD缓冲电路可以将输出整流二极管上的电压嵌位在一个适当的电压值Vclamp，Vclamp比VP高，但小于2VP，抑制了高频电压振荡。但缺点非常明显，以下公式表示的能量依然消耗在回馈电阻Rs上，不利于提高效率。

$\mathrm{\ΔE}=\frac{1}{2}\×\mathrm{Cs}\×\[{\left(\mathrm{VP}\right)}^2-{\mathrm{Vo}}^2\]$

以上的吸收方法已经记载在《脉宽调制DC/DC全桥变换器开关技术》一书中。作者：阮新波，严仰光

由上面的分析可知，现有的技术虽然对输出整流二极管承受的尖峰电压有一定的抑制作用，但是吸收电路是有损耗的，不利于提高变换器的效率。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是克服现有技术存在的缺点，提出一种无损耗吸收电路，在优化吸收电路的同时，将吸收电路中的损耗转移到输出电感中，以提高输出整流二极管反向电压尖峰的吸收效果，提高变换器的效率。

本发明的技术方案包括一个嵌位二极管、一个嵌位电容，其特征在于还包括一个释放二极管和一个输出电感；所述嵌位二极管的正极接所述输出电感的原边，所述嵌位二极管的负极与所述嵌位电容相连，嵌位二极管和嵌位电容的连接点与所述释放二极管的正极连接，释放二极管的负极连接所述输出电感的副边，输出电感的原边和副边的另一端均与负载的正端相连；所述嵌位电容的另一端与负载的负端连接。

本发明中涉及的嵌位二极管、嵌位电容、释放二极管可以分别由多个并联的嵌位二极管、嵌位电容、释放二极管构成。

在脉冲电压源变为高电平时，等效电感Lik与嵌位电容Cs谐振，所述的等效电感Lik是变压器的漏感、附加电感和布线电感之和；谐振半个周期后谐振电路停止工作，所述等效电感Lik能量转移到嵌位电容Cs中。所述等效电感之和Lik中电流为：

              I_ik＝I_out+I_rm

其中I_out为负载电流，I_rm为输出整流二极管瞬间的反向恢复电流；I_out、I_rm是相对固定的参数；Irm决定于输出整流二极管的特性。谐振半个周期后，所述等效电感之和Lik中的电流等于负载电流，此时由于嵌位二极管Ds的单向导通作用，谐振电路停止工作。等效电感Lik向嵌位电容转移的能量为：

$\frac{L_{\mathrm{ik}}\×\[{I_{\mathrm{ik}}}^2-{I_{\mathrm{out}}}^2\]}{2}=\frac{\mathrm{Cs}\×{V_{\mathrm{clamp}}}^2}{2}$

对于一个固定的装置来说，Lik决定于变压器的结构、印制板的布线参数和电路结构；Vclamp是嵌位电容Cs上承受的最高电压，也就是输出整流二极管承受的最高反向电压；在脉冲电压源电平为零时，嵌位电容Cs通过释放二极管Dr把能量转移到输出电感中，也就是转移到负载中。整个工作过程损耗小。

通过上面的分析可知，通过选择一个合适的嵌位电容Cs，把输出整流二极管承受的反向电压控制在一个较小值，可以选用耐压值较低的输出整流二极管，耐压低的二极管正向导通压降较小，所以输出整流二极管的导通损耗和关断损耗都减小。

采用本发明所述的电路，对输出整流二极管承受的反向电压进行了有效的控制，同时在整个工作过程中本电路的吸收电路损耗很小，提高了变换器的效率；适用于半波整流、全波整流和桥式整流电路。

附图说明

图1是RC缓冲电路图。

图2是RCD缓冲电路图。

图3是RCD缓冲电路工作时序图。

图4是为本发明在半波整流电路中的应用。

图5是本发明在桥式整流电路中的应用。

图6为本发明在全波整流电路中的应用。

图7为本发明在半波整流电路中的工作时序图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实例对本发明做进一步的详细说明。

图1、2、3在背景技术部分已说明。

图4表示本发明在半波整流电路中的应用：本发明所述的抑制二极管反向尖峰电压的电路是由嵌位二极管Ds、嵌位电容Cs、释放二极管Dr、输出电感Lf2组成；脉冲电压源Vsec2通过等效电感Lik与输出整流二极管103的正极相连；输出整流二极管104的负极与输出整流二极管103的负极均与嵌位二极管Ds的正极相连，并连接到输出电感Lf2的原边，嵌位二极管Ds的负端和释放二极管Dr正端均与嵌位电容Cs的一端相连；释放二极管Dr的负端与输出滤波电感Lf2的副边连接；输出电感Lf2原边和副边的另外一端相连并与输出电容Cf和输出负载Rf相连；输出电容Cf和输出负载Rf的另外一端相连并与电压源Vsec2、输出整流二极管104的正端、嵌位电容Cs的一端相连。

其中等效电感Lik是变压器的漏感、附加电感和布线电感之和；

图7是表示图4所示的电路的工作时序图，脉冲电压源Vsec2的输出高电平为VP，VA表示图4中A点电压波形，即整流二极管104上的工作电压波形，VB表示图4中B点电压波形，即嵌位电容Cs上的工作电压波形。在T0时刻，脉冲电压源Vsec2变为高电平，此时等效电感Lik通过嵌位二极管Ds与嵌位电容Cs进行谐振，A点和B点电压升高。T1时刻谐振结束，嵌位二极管Ds关断，VA和VB达到最高电压Vclamp。在T1-T2时间段，VB电压保持在Vclamp，而等效电感Lik与周边电路继续谐振，由于能量较小，所以振荡幅度较小。T2-T3时间，VB继续保持在Vclamp，而VA保持在VP电压。在T3时刻脉冲电压源Vsec2变为低电平，输出电感电流有减小的趋势，A点电压下降，此时释放二极管Dr导通，嵌位电容Cs上的能量通过释放二极管Dr转移到输出电感Lf2中，VA和VB的电压下降。在T4时刻假设嵌位电容Cs上的电压为零(此假设在后面的分析成立)，电压源Vsec2的高电平电压为VP.由于等效电感Lik很小，等效电感中的电流I₁₀₂很快达到负载电流I_OUT+I_rm(I_rm为输出整流二极管104的反向恢复电流)

在T0-T1时刻，由于整流二极管104的关断，等效电感Lik中由于整流二极管104反向恢复电流叠加的能量转移到嵌位电容Cs中，以下的关系式成立：

$\frac{L_{\mathrm{ik}}\×\[{I_{\mathrm{ik}}}^2-{I_{\mathrm{out}}}^2\]}{2}=\frac{C_s\×{V_{\mathrm{clamp}}}^2}{2}$

通过优化嵌位电容Cs的电容量可以抑制Vclamp电压。

图5表示本发明在桥式整流电路中的应用，本发明所述的抑制二极管反向尖峰电压的电路是由嵌位二极管Ds、嵌位电容Cs、释放二极管Dr、输出滤波电感Lf2组成；整流二极管103、104、105、106组成全桥整流电路；双极性电压源Vsec1通过等效电感Lik连接到整流二极管103的正极和整流二极管104的负极；双极性电压源Vsec1的另外一端连接到整流二极管105的正端和整流二极管106的负端；整流二极管103的负端和整流二极管105的负端相连并与输出电感Lf2的原边连接；整流二极管104的正端和整流二极管106的正端相连并和嵌位电容Cs、输出电容Cf、负载电阻Rf连接。

图6表示本发明在全波整流电路的应用，本发明所述的抑制二极管反向尖峰电压的电路是由嵌位二极管Ds、嵌位电容Cs、释放二极管Dr、输出滤波电感Lf2组成。脉冲电压源Vsec2的正端通过等效电感Lik与整流二极管103的正极相连；脉冲电压源Vsec2的正端通过等效电感Lik与整流二极管104的正极相连；整流二极管103、104的负端相连并和嵌位二极管Ds正端、输出电感Lf2的原边连接在一起；脉冲电压源Vsec2、Vsec2的负端均与嵌位电容Cs、输出电容Cf输出负载Rf的一端连接。

Claims (3)

1、一种抑制二极管反向尖峰电压的电路，包括一个嵌位二极管Ds、一个嵌位电容Cs，其特征在于还包括一个释放二极管Dr和一个输出电感Lf2；所述嵌位二极管Ds的正极接所述输出电感Lf2的原边，所述嵌位二极管Ds的负极与所述嵌位电容Cs相连，嵌位二极管Ds和嵌位电容Cs的连接点与所述释放二极管Dr的正极连接，释放二极管Dr的负极连接所述输出电感Lf2的副边，输出电感Lf2的原边和副边的另一端均与负载的正端相连；所述嵌位电容Cs的另一端与负载的负端连接。

2、如权利要求1所述的抑制二极管反向尖峰电压的电路，其特征在于所述的嵌位二极管、嵌位电容、释放二极管分别由多个并联的嵌位二极管、嵌位电容、释放二极管构成。

3、如权利要求1所述的抑制二极管反向尖峰电压的电路，其特征在于：嵌位电容Cs的大小由如下公式得到：

$\frac{L_{\mathrm{ik}}\×\[{I_{\mathrm{ik}}}^2-{I_{\mathrm{out}}}^2\]}{2}=\frac{\mathrm{Cs}\×{V_{\mathrm{clamp}}}^2}{2}$

其中：Vclamp是嵌位电容Cs上承受的最高电压；Lik是变压器的漏感、附加电感和布线电感之和；Iik是所述电感之和Lik中的电流。

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