CN1478330A - 用于直接序列－码分多址信道的多用户检测器 - Google Patents

Abstract

本发明结合了多用户检测与分组组合。在多用户检测中，接收机通过利用多用户干扰的结构共同解调用户数据，分组组合是一种标准自动重发请求协议的增强，其中出错的分组不被丢弃，而是保存并与重发的分组组合以改进后续的判决。两级检测器的一个实施例利用第一级，在第一级分组被组合然后解码，以便改进用于干扰消除的实验性判决。然后解码器的输出用于第二级来消除干扰，然后在最后的解码之前再次执行组合。对于两级检测，在第一级考虑两种解码方案。一个是组合分组的软输入/软输出最大后验概率解码，然后在第二级执行软干扰消除。在第二个实施例中，在第二级使用硬判决维特比/Turbo解码，和硬干扰消除。在模拟试验中，包括功率控制、量化、和时间、相位和幅度估计。结果显示共同利用分组组合和多用户检测的建议方案显著改进了高信道负荷的性能，增加了***的强壮性。

Description

用于直接序列-码分多址 信道的多用户检测器

技术领域

本发明涉及一种用于直接序列-码分多址(DS/CDMA)信道的多用户检测器，特别是涉及用于分组重发的检测器。

背景技术

自动重发请求(ARQ)协议是用于处理噪声信道所引起传输误差所使用的公知技术。在ARQ协议的大多数实施方式中，它唯一的目的是误差检测。当在收到的数据块中检测到一个或多个误差时，重发请求送回起始的发射机并丢弃出错的数据块。ARQ方案的主要缺点在于，特别是在低信噪比(SNR)的情况下，正确接收之前所需的重发次数会很高，导致无法接受的低通信量。在文献【1】、【2】、【3】中已经建议了底线是ARQ协议的各种改进型，目的在于增强性能。标准ARQ协议的主要改进可以通过组合已拒绝的分组与单个更可靠的分组来实现。有两种基本的方案组合多个已接收的分组：码组合和分集组合。最初由Chase【4】建议的码组合假设在码字级执行组合，其中以编码率R编码的N个分组产生编码率为R/N的单个分组。利用编码率兼容的收缩卷积码和码组合【5】、【6】，有可能虚拟地获得任何适于容纳当前信道条件的编码率。分集组合涉及多个分组复制的逐个比特的组合，生成具有改进SNR的单个分组。尽管没***组合功能强大，但是分集组合更易于实现。

用于直接序列-码分多址(DS/CDMA)***的多用户检测是公知的【7】、【8】。传统的DS/CDMA接收机单独考虑每个用户，所有的干扰用户都被当作宽带噪声。相反，多用户检测的方案考虑多用户干扰的结构。【9】中已经表示最佳的多用户检测器(MUD)提供比传统检测器显著的优点，代价是用户数目指数级的复杂性。已经建议了各种MUD，例如解相关器【10】、MMSE检测器【11】、和两级检测器【12】、【13】用于提供性能-复杂性的折中。虽然它们在用户数目方面具有多项式复杂性并提供比传统检测器显著的性能增益，但是它们仍然只能提供不是最佳的性能。

发明内容

本发明的目的在于在直接序列-码分多址(DS/CDMA)信道中提供改进的多用户检测(MUD)。

相应的，本发明提供包括具有多用户检测和分组组合的接收机的异步DS/CDMA***。

根据本发明的一个方面，提供一种用于无线通信的多用户检测器，包括第一级，具有第一分组组合器和第一解码器；和第二级，具有第二分组组合器和第二解码器。

根据本发明的一个方面，提供一种用于无线通信的接收机，包括具有分组组合器和解码器的多用户检测器。

本发明的实施例包括两级检测器，其中在第一级，为了改进用于干扰消除的实验性判决，分组被组合然后解码。

本发明的第一个实施例包括软输入/软输出组合分组的最大后验概率(MAP)解码。解码器的输出在第二级用于软干扰消除。然后，在最后的解码之前再次执行组合。

本发明的第二实施例包括硬判决维特比解码。解码器的输出在第二级用于硬干扰消除。然后，在最后的解码之前再次执行组合。

附图说明

从下面的详细描述中本发明将进一步得以理解，其中：

图1以方框图说明根据本发明实施例的多用户检测器；

图2以功能方框图说明根据本发明实施例的具有前向纠错(FEC)软解码器的迭代多用户检测器(MUD)；

图3以方框图说明具有FEC硬解码器的迭代MUD；

图4用图说明在具有功率控制、有限的量化级数、不良的时间、幅度和相位估计的频率选择瑞利衰落信道中分组误差概率与工作用户数目的比；

图5用图说明在具有功率控制、有限的量化级数、完全得知时间、幅度和相位的频率选择瑞利衰落信道中分组误差概率与工作用户数目的比；

图6用图说明图1的实施例相比较典型的瑞克接收机为每扇区用户数目函数的误码率；

图7用图说明本发明的各个实施例相比较典型的瑞克接收机为每扇区用户数目函数的分组误差率；

图8说明连接到单个天线的具有图2软解码器的迭代MUD；和

图9说明连接到多个天线的具有图2软解码器的迭代MUD。

具体实施方式

参见图1，以方框图说明根据本发明实施例的多用户检测器(MUD)。MUD10包括具有多个输出14连接到分组组合器16和并行干扰消除(PIC)部分18的瑞克接收机12。分组组合器16的输出用于软输入软输出(SISO)解码器20。SISO解码器20具有多个输出22用于解码值。多个输出22连接到PIC部分18。PIC部分18的输出然后输入到第二分组组合器24，其输出用作第二SISO解码器26的输入。第二SISO解码器的输出输入到CRC检验28。判决部分30允许已接收数据分组在32输出，如果没有发现误差，否则分组发送到分组缓冲器48，ARQ发送到发射机，请求重发分组。

操作中，本发明的第一实施例包括组合分组的软输入/软输出最大后验概率(MAP)解码。解码器的输出在第二级用于软干扰消除。然后，在最后的解码之前，再次执行组合。

本发明的第二实施例包括硬判决维特比解码。解码器的输出在第二级用于硬干扰消除。然后，在最后的解码之前，再次执行组合。

在多用户检测和分组组合以后，分组被解码和利用循环冗余校验码(CRC)校验误差。存在误差时，组合器保存当前出错分组的组合版本，它的前一次传输和否定的确认(NACK)发送到起始发射机。当分组没有误差时，组合器清空，肯定的确认发送到相应的发射机。

我们假设具有卷积码的前向纠错(FEC)和双信道QPSK调制，即对I和Q信道进行单独的BPSK。然后I和Q分支扩展到具有两个不同信道化码的码片速率。对于异步传输，第m编码比特间隔收到的信号如等式(1)模拟： $r\left(t\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{A}_k{b}_k(t-{\mathrm{\τ}}_k)S_{I,k}(t-{\mathrm{\τ}}_k)\·\cos ({\mathrm{\ω}}_c(t-{\mathrm{\τ}}_k)+{\mathrm{\θ}}_k\left(t\right))$ $+\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{A}_k{b}_k(t-{\mathrm{\τ}}_k)S_{Q,k}(t-{\mathrm{\τ}}_k)\·\sin ({\mathrm{\ω}}_c(t-{\mathrm{\τ}}_k)+{\mathrm{\θ}}_k\left(t\right))$ $+n\left(t\right)$

其中K是用户数目，A_k和b_k(t)分别表示第k个用户的已接收信号幅度和在时间t接收的编码比特。用于I和Q分支的符号差序列分别表示为S_I，k(t)和S_Q，k(t)。n(t)是具有两侧功率频谱密度(psd)No/2的附加高斯白噪声(AWGN)，Tk是延迟，ε_k(t)是第k个用户的相位。每个用户的符号差序列在周期T标准化，等式(2)： ${\∫}_0^T{S}_{I,k}{\left(t\right)}^2\mathrm{dt}=1,\mathrm{k\ϵ}\{1,...,K\}$ ${\∫}_0^T{S}_{Q,k}{\left(t\right)}^2\mathrm{dt}=1,\mathrm{k\ϵ}\{1,...,K\}$

在低通滤波以后，假设用户的相位已知，并解括，第k个用户在第m周期的I分支的信号变成，等式(3)： $r_{k,m}^I=\underset{r_k+(m-1)T}{\overset{r_k+\mathrm{mT}}{\∫}}{r}_{\mathrm{BB},k}^I\left(t\right)S_{I,k}(t-{\mathrm{\τ}}_k)\mathrm{dt}$ $=\frac{1}{2}{A}_k{\mathrm{Tb}}_{k,m}$ $+\underset{\underset{j\≠k}{j=1}}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{2}{A}_{j}T[b_{j,m-1}{R}_{\mathrm{II},(j,k)}^{\left(1\right)}({\mathrm{\τ}}_j-{\mathrm{\τ}}_k)+b_{j,m}{R}_{\mathrm{II},(j,k)}^{\left(2\right)}({\mathrm{\τ}}_j-{\mathrm{\τ}}_k)]$

$\underset{j=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{2}{A}_{j}T[b_{j,m-1}{R}_{\mathrm{II},(j,k)}^{\left(1\right)}({\mathrm{\τ}}_j-{\mathrm{\τ}}_k)+b_{j,m}{R}_{\mathrm{II},(j,k)}^{\left(2\right)}({\mathrm{\τ}}_j-{\mathrm{\τ}}_k)]$

$+\frac{1}{\sqrt{2}}{n}_{c,k}^I$

其中r_BB，k ^I是第k个用户在I分支的基带信号，b_k，m是第k个用户在第m周期的编码比特， 。 和

是第j和第k个用户在I分支的符号差序列之间的部分互相关，而

和 是第j和第k个用户分别在Q和I分支的信号之间的部分互相关。同样，通过只交换I和Q符号，我们可以得到r_k，m ^I。组合I和Q分支信号得出，等式(4)： $r_{k,m}=r_{k,m}^I+r_{k,m}^Q$ $=A_k{\mathrm{Tb}}_{k,m}+\mathrm{MAI}+n_{k,m}$

其中MAI表示所有的多址干扰，n_k，m是双边带psd为N₀/2的高斯随机变量。

传统的检测器将MAI当作宽带噪声。不尝试利用MAI的结构。在组合I和Q分支中的匹配滤波器的输出以后(由等式(4)给出)，信号与前一次未成功的传输组合，等式(5) $r_{k,n}^{\mathrm{comb}}=\underset{I=1}{\overset{L_k}{\mathrm{\Σ}}}{A}_k^I{\mathrm{Tb}}_{k,m}+\underset{I=1}{\overset{L_k}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{MAI}}^I+\underset{I=1}{\overset{L_k}{\mathrm{\Σ}}}{n}_{k,m}-L_k+1$

其中L_k是第k个用户的传输次数，上标I表示第I次传输。组合信号只传送到普通的软输入硬输出维特比解码器。此解码器的主要缺点在于MAI有限。它的性能将充当与其它检测器比较的基线。尽管在模拟试验中，我们采用异步传输，现在为了解释清楚，让我们考虑同步传输。

参见图2，用功能方框图说明了根据本发明实施例的具有前向纠错(FEC)软解码器的迭代多用户检测器(MUD)。图2的迭代MUD解码器包括瑞克接收机12、分组组合器16、并行干扰消除器16和图1更详细表示的SISO解码器20。收到的瑞克信号在用于瑞克接收机12之前通过低通滤波器(LPF)40。为一个用户(用户1)表示的解码器的细节应当理解为具有多个类似的结构用于解码剩余的2-K个用户。瑞克接收机12包括K个M相关器42(用于每K个用户的M个叉指)来提供已接收信号的最初解码。相关器的输出在输入到解码器20之前在MRC组合器16组合。解码器20包括用于每条用户路径52a到52k的解交织器44、SISO解码器46、编码器48和交织器50。用于特定用户，例如图2的用户1的解码器包括并行干扰消除部分18，它包括用户路径52b和52k以及信号再生器54b到54k。这些再生其它的信号，用于在加法器56从用户1已接收的瑞克信号中去掉。

软输出解码的基本概念在于获得编码符号的软值或可靠值。编码符号可靠性的初始值是全零，因此这个方案的第一步是计算交叉概率的对数似然比(用于二进制对称信道)，称为信道的可靠值。对于单个用户传输的情况，L_c＝4a·E/N₀[14]。对于这里所考虑的多用户方案，我们将MAI当作宽带噪声，软信道输出由等式(6)给出： $L_c=2a\frac{E}{\frac{N_0}{2}+\stackrel{\‾}{{\mathrm{MAI}}^2}}$ 其中E是每个编码符号的信号能量，a是衰落幅度，

是每个编码符号的MAI二次矩。信道可靠性值在第一级分组组合器组合，其输出导向软输入软输出解码器。所建议方案的第二步包括利用MAP【14】判决规则的FEC软判决解码。为了执行软判决干扰消除，必须具有编码符号的可靠性。经典的MAP产生信息比特的可靠性，但它可以很容易改成产生编码符号的可靠性。用 $p_{j,m}=\frac{e\left(L_{j,m}\right)}{1+e\left(L_{j,m}\right)}$ 表示用户j的第m编码符号被正确解码的概率，其中，L_j.m是FEC解码以后编码符号的可靠性。用户j的第m编码符号的平均值由2P_j，m-1给出。第二级第k个用户在第m比特间隔的信号在第二次组合以后和在最后的FEC解码之前是等式(7)： $r_{k,m}^{2\mathrm{st},\mathrm{comb}}=\underset{I=1}{\overset{L_k}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{E_k^I}{b}_{k,m}$ $+\underset{j=1}{\overset{L_k}{\mathrm{\Σ}}}\underset{\underset{j\≠k}{j=1}}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{2}\{(\sqrt{E_j^I}{b}_{j,m}-L_k+1-\sqrt{{\hat{E}}_j^I}{\hat{b}}_{j,m}-L_k+I({2\mathrm{\ρ}}_{j,m}-L_k+1-I))$ $\·[(R_{\mathrm{II},(j,k)}^I+R_{\mathrm{QQ},(j,k)}^I)\cos l_{k,j}^I+\left(R_{\mathrm{QI},(j,k)}^I\right)\sin l_{k,j}^I]\}$ $+\underset{I=1}{\overset{L_k}{\mathrm{\Σ}}}{n}_{k,m}-L_k+1$ 此信号相对于原始信号具有改进的SNIR，即， 显著降低。参见图3，用方框图说明具有FEC硬解码器的迭代MUD。图3解码器的组件类似于图2，除了为硬维特比/Turbo解码器的解码器46′。

硬输出维特比/Turbo解码器的输入由等式(5)给出。然后解码以后的硬输出被编码并用于第二级的干扰消除。在执行干扰消除以后，信号在被发送到最后的FEC解码之前再次组合，它可以表示为等式(8)： $r_{k,m}^{2\mathrm{st},\mathrm{comb}}=\underset{I=1}{\overset{L_k}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{E_k^I}{b}_{k,m}$ $+\underset{I=1}{\overset{L_k}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{2}\{(\sqrt{E_j^I}{b}_{j,m}-L_k+1-\sqrt{{\hat{E}}_j^I}{\hat{b}}_{j,m}-L_k+1)$ $+\underset{I=1}{\overset{L_k}{\mathrm{\Σ}}}{n}_{k,m}-L_k+1$

其中 $E_j^I={\left(A_j^{I}T\right)}^2$ 、 和_j，m-L_n+1分别是E_j ^I、b_j，m-L_k+1和b_j，m-L_k+1的估计值，从第一级检测器的第j输出的第I次传输。利用解码以后的干扰消除(然后再编码)的动力在于它可以提供更好的实验性符号估计值，第一级中的_j，m，还能够更好地估计反馈干扰消除所需的接收幅度和相位。

尽管在模拟试验中，我们使用异步传输，现在为了解释清楚让我们考虑同步传输。

我们提供的数字结果是基于Monte Carlo模拟试验。我们考虑传统的检测器、具有第一级的硬输出维特比/Turbo解码和硬干扰消除的两级检测器、和具有第一级的软输出MAP解码和软干扰消除的两级检测器，所有都具有和不具有分组组合。模拟试验的模型假设【15】中的码片同步和比特异步传输，分组大小为1280比特，编码率为1/2的FEC，约束长度为9的卷积码、和CRC码C5。考虑的数据比特率是128kbps，每个信息比特的扩展因子是8。信道是多普勒频率为83.3Hz和两个相等的功率路径的瑞利衰落信道。所有的路径在具有最大比合并的RAKE结构接收机中跟踪。我们利用BPSK调制信号的相干检测和导频辅助检测。在模拟试验中，我们包括块交织、不良功率控制、有限的量化级数、不良的时间、不良的幅度和相位估计。

快速功率控制利用每秒1600次更新。它通过在匹配滤波器的输出测量平均导频信号电平来补偿中等到快速衰落，并执行适当的调整。调整实施如下：比标准功率电平低1[dB]或更多的用户发射功率增加1[dB]，而比标准功率电平高1[dB]或更多的用户发射功率减少1[dB]。标准的信噪比选定为E_b/N₀＝7[dB]。

在匹配滤波器的输出执行16级的均匀量化。量化阶相对于标准化的单位能量信号是0.25。选择该值是因为匹配滤波器输出的统计分析显示标准化的信号值集中在-2到+2的区间内。

由于引入1/8码片定时分辨率，该模拟试验模型中包括不良的定时。当执行解扩时，不是将希望用户的接收信号乘以具有精确匹配定时的相应扩展序列，而是乘以同一序列的偏移版本。该偏移选择为随机数，取具有相同概率的0、1/64、1/48、1/32和1/16的码片间隔值。

为了获得瑞利衰落信道中更好的幅度估计，干扰消除以后从匹配滤波器输出获得的单个幅度估计在150个连续实现中平均。

在图4中，我们呈现的通信量是工作用户数目的函数。在理想的假设下获得这些结果，包括所有以前提到的不完美：不良的功率控制、不良的幅度、相位和定时估计、块交织、和有限的量化级。可以看出组合增加了所有所考虑检测器的强壮性。利用涉及分组组合和具有软干扰消除的两级检测器可以实现最佳的性能。在0.5的通信量，具有分组组合的软干扰消除提供比软干扰消除高出大约60％的增益，分别比具有和不具有分组组合的传统检测器高出50％和130％，分别比具有和不具有分组组合的硬干扰消除高出40％和75％。

为了研究实现不完美的影响，我们模拟了这样一种***，即假设在接收机端知道良好的幅度、相位和时间以及无线级的量化。如图5所示的结果表示由于采用分组组合结合MUD的改进甚至大于存在完美的情况。具有软干扰消除和分组组合的两级检测器再一次展现出最佳的性能。现在注意具有硬干扰消除和分组组合的两级检测器在所考虑的整个参数范围内都要好于具有分组组合的传统检测器，虽然这不是包括不完美的情况。这种行为的原因在于当工作用户的数目在不完美的***增加时，因此MAI增加时，它引起参数估计质量的降低，和第一级试验性判决的高误差率。因此这两个影响导致不精确或完全错误的干扰消除，导致MAI增加。

参见图6，用图说明图1的实施例相比较典型瑞克接收机作为每扇区用户数目函数的误码率。

参见图7，用图说明本发明的各个实施例相比较典型瑞克接收机作为每扇区用户数目函数的误码率。该实施例可以在扇区提供更多的用户容量。

参见图8，说明具有图2的软解码器连接到单个天线的迭代MUD。单个天线60连接到低通滤波器40。

参见图9，说明具有图2的软解码器连接到多个天线的迭代MUD。图9的结构包括多个天线60和60’，每个连接到相应的多个低通滤波器40和40’和多个瑞克接收机42和42’。瑞克接收机的输出用于1到k个用户的每个的最大比值组合组合器16。当图9表示两个天线时，原理可以扩展到更多的天线。

根据我们提供、模拟和分析的本发明的实施例，接收机共同利用分组组合和多用户检测。已经考虑了具有和没有***实现不完美的频率选择瑞利衰落信道、FEC和异步传输。我们提供了两种实施例：具有软和硬干扰消除的组合分组的两级检测。第一个实施例涉及在第一级软输入/软输出MAP解码组合分组和在第二级的软干扰消除。在第二个实施例我们在第一级利用硬判决维特比/Turbo解码来解码组合分组以及第二级的硬干扰消除。模拟试验已经表明具有MUD和分组组合的本实施例可以实现比没有分组组合的对照物，以及具有和不具有分组组合的传统检测器高得多的增益。随着工作用户数目的增加，不具有分组组合的检测器的通信量快速降到零，而具有分组组合则可以实现显著的通信量，因此极大地改进了***强壮性。最佳的性能可以通过具有软干扰消除和分组组合的两级检测器实现。当它们利用分组组合时，和当***良好时，多用户检测比传统检测的优点更显著。本发明实施例的其它定义

1、一种用于检测多用户通信性能的装置，该装置包括多用户检测装置和与多用户检测装置相连的分组组合装置。

2、定义1的装置，其中多用户检测装置包括用于接收用户数据的接收装置。

3、定义2的装置，其中接收装置包括用于通过利用多用户干扰的结构共同解调用户数据的装置。

4、定义1的装置，其中分组组合装置包括用于增强标准自动重发请求协议的增强装置。

5、定义4的装置，其中增强装置包括：

装置，用于保存而不是丢弃出错的分组；

装置，用于组合保存的分组与重发的分组，从而改进新判决。

6、定义1的装置，还包括两级检测装置。

7、定义6的装置，其中检测装置包括第一和第二级检测器。

8、定义7的装置，其中第一级检测器包括用于对干扰消除进行实验性判决的判决装置。

9、定义8的装置，其中判决装置包括分组组合装置和解码装置。

10、定义9的装置，其中第二级检测器包括用于接收第一级检测器的解码装置提供的解码输出的装置，用来消除干扰。

11、定义10的装置，其中第二级检测器还包括用于在最后的解码之前组合已接收的解码输出的装置。

12、定义7的装置用于具有前向纠错的瑞利衰落信道的异步传输和相干检测。

13、定义12的装置，其中第一级解码器包括执行软输入/软输出最大后验概率解码的装置。

14、定义12的装置，其中第二级检测器包括用于执行软干扰消除的装置。

15、定义14的装置，其中解码器包括用于执行硬判决维特比/Turbo解码的装置。

16、定义15的装置，其中第二级检测器包括用于执行硬干扰消除的装置。

参考文献

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Claims (32)

1、一种用于无线通信的多用户检测器，包括：

第一级，具有第一分组组合器和第一解码器；和

第二级，具有第二分组组合器和第二解码器。

2、如权利要求1所述的多用户检测器，其特征在于，第一级包括其输出连接到第一分组组合器的瑞克接收机。

3、如权利要求1所述的多用户检测器，其特征在于，第一级包括其输出连接到第二分组组合器的干扰消除器。

4、如权利要求1所述的多用户检测器，其特征在于，第一解码器是硬解码器。

5、如权利要求4所述的多用户检测器，其特征在于，第一解码器是维特比/Turbo解码器。

6、如权利要求1所述的多用户检测器，其特征在于，第一解码器是硬解码器。

7、如权利要求6所述的多用户检测器，其特征在于，第一解码器是维特比/Turbo解码器。

8、如权利要求3所述的多用户检测器，其特征在于，第一解码器是软解码器。

9、如权利要求8所述的多用户检测器，其特征在于，第一解码器是最大后验概率解码器。

10、如权利要求9所述的多用户检测器，其特征在于，第一解码器包括连接到干扰消除器的概率值输出。

11、一种用于无线通信的接收机，包括

多用户检测器，具有分组组合器和解码器。

12、如权利要求11所述的接收机，其特征在于，多用户检测器包括其输出连接到分组组合器的瑞克接收机。

13、如权利要求11所述的接收机，其特征在于，多用户检测器包括干扰消除器。

14、如权利要求11所述的接收机，其特征在于，解码器是硬解码器。

15、如权利要求14所述的接收机，其特征在于，第一解码器是维特比/Turbo解码器。

16、如权利要求11所述的接收机，其特征在于，解码器是软解码器。

17、一种用于检测多用户通信性能的方法，该方法包括多用户检测和分组组合的步骤。

18、如权利要求17的方法，其特征在于，多用户检测步骤包括接收用户数据的步骤。

19、如权利要求18的方法，其特征在于，接收步骤包括通过利用多用户干扰的结构共同解调用户数据的步骤。

20、如权利要求17的方法，其特征在于，分组组合步骤包括增强标准自动重发请求协议的步骤。

21、如权利要求20的方法，其特征在于，增强步骤包括步骤：

保存而不是丢弃出错的分组；

组合保存的分组与重发的分组，从而改进新判决。

22、如权利要求17的方法，其特征在于，还包括执行两级检测的步骤。

23、如权利要求22的方法，其特征在于，检测步骤包括第一和第二级检测的步骤。

24、如权利要求23的方法，其特征在于，第一级检测步骤包括对干扰消除进行实验性判决的步骤。

25、如权利要求24的方法，其特征在于，判决步骤包括分组组合和解码步骤。

26、如权利要求25的方法，其特征在于，第二级检测步骤包括接收第一级检测步骤的解码步骤提供的解码输出的步骤，用来消除干扰。

27、如权利要求26的方法，其特征在于，第二级检测步骤还包括在最后的解码之前组合已接收解码输出的步骤。

28、如权利要求23的方法，用于具有前向纠错的瑞利衰落信道的异步传输和相干检测。

29、如权利要求28的方法，其特征在于，第一级解码步骤包括执行软输入/软输出最大后验概率解码的步骤。

30、如权利要求28的方法，其特征在于，第二级解码步骤包括执行软干扰消除的步骤。

31、如权利要求27的方法，其特征在于，解码步骤包括执行硬判决维特比/Turbo解码的步骤。

32、如权利要求31的方法，其特征在于，第二级检测步骤包括执行硬干扰消除的步骤。

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