CN1469664A - 无线通信设备和方法 - Google Patents

Abstract

在具备有多发送天线的基站与有至少一个单接收天线的移动台的通信***内，一种为频率选择性衰落信道获得组合的射束形成和发送分集的方法和设备，该方法中包括步骤：提供要被发送的信号；对该信号进行空时编码，生成至少两个单独信号，每个信号在各自的输出上；把每个输出信号送给多接入发送处理器，生成输出信号；对每个输出信号应用各自所选择的发送射束形成权值；把各个加权信号送到信号合并器，执行信号的求和功能，并且生成用于发送的信号；把求和的信号送给多发送天线中的每个天线，进行发送；经过各个物理信道，发送信号；在至少一个单接收天线中接收被发送的信号；把该发送的信号送到多接入接收处理器，以生成输出信号；以及对该接收的信号进行空时解码。

Description

无线通信设备和方法

技术领域

本发明总体涉及到无线通信***，并且更加特别地涉及到改善无线通信***下行链路的性能。

背景技术

无线移动通信会受到四种主要的损害：路径损耗、多径衰落、符号间干扰(ISI)以及共道干扰。自适应天线可以被用于抑制这些因素的影响，以改善无线通信***的性能。存在有两种类型的自适应天线：分集天线和射束形成天线。在分集天线***中，为了补偿多径衰落，需要得到多个低相关或者独立的衰落信道，以获得分集增益。另一方面，射束形成天线通过利用空间方向性，可以提供射束形成增益，这样就可以在某种程度上补偿路径损耗，并且抑制共道干扰。

在分集天线***中，特别是对于小角度扩展环境来说，为了得到低相关/独立的衰落信道，通常要求天线间距要足够大(例如10λ)。然而射束形成天线需要获得空间方向性，因此所有天线接收和/或发送的信号必须是相关的。这就意味着：对于射束形成天线来说，天线间距通常较小，例如对均匀线阵(ULA)来说是半个波长。由于分集天线***和射束形成***所要求的天线间距之间的冲突，因此存在不能同时获得分集增益和射束形成增益的缺陷。

发明内容

本发明的一个目的在于寻求提供一种能够同时从分集增益和射束形成增益中获得好处的无线通信***。

相应地，本发明的一个方面提供在具备有多发送天线的基站与有单接收天线的移动终端的通信***内获得发送分集增益的方法，该方法中包括步骤：提供要被发送的信号s(n)；对信号s(n)进行空时编码，生成至少两个单独的信号s₁(n)、s₂(n)，每个信号在各自的输出上；把每个输出信号s₁(n)、s₂(n)送到具有各自函数g₁(k)、g₂(k)的迫零预均衡器，生成输出信号x₁(n)、x₂(n)；把每个预均衡器的输出信号x₁(n)、x₂(n)送到发送天线；通过各自的物理信道h₁(k)、h₂(k)，发送输出信号x₁(n)、x₂(n)；在单接收天线中接收输出信号x₁(n)、x₂(n)；并且对接收信号进行空时解码，其中选择迫零预均衡器的函数g₁(k)、g₂(k)，使得各个物理信道h₁(k)、h₂(k)的信道响应g₁(k)*h₁(k)、g₂(k)*h₂(k)是平衰落信道。

通信***最好是时分双工***，并且该方法中还包括从上行链路信道系数中得到真正的信道系数，供选择预均衡器的函数g₁(k)、g₂(k)使用的步骤。

方便地是，从上行链路信道系数中得到真正信道系数的步骤中使用来自上行链路信道的训练符号。

好处是，从上行链路信道系数中得到真正信道系数的步骤中使用盲技术。

通信***最好是频分双工***，并且该方法中还包括步骤：通过向移动终端的接收天线发送一组训练符号，由移动终端估计真正信道系数，并且把信道系数信息反馈回基站，而得到该真正信道系数。

本发明的另一方面提供用于通过物理信道h₁(k)、h₂(k)，与具备单接收天线的移动终端进行通信的有多发送天线的基站，该基站中包括：

具备要被发送信号s(n)的输入和至少两个输出的空时编码器，每个输出生成单独信号s₁(n)、s₂(n)；至少两个迫零预均衡器，每个都被馈送以各自的输出信号s₁(n)、s₂(n)，并且具备各自的函数g₁(k)、g₂(k)，以生成输出信号x₁(n)、x₂(n)；以及至少两个发送天线，每个都被馈送以各个预均衡器的输出信号x₁(n)、x₂(n)，其中选择迫零预均衡器的函数g₁(k)、g₂(k)，使得各个物理信道h₁(k)、h₂(k)的信道响应g₁(k)*h₁(k)、g₂(k)*h₂(k)是平衰落信道。

移动终端最好具备单接收天线以及空时解码器，以对从基站接收到的信号进行解码。

本发明的另一个方面是在具备有多发送天线的基站与有单接收天线的移动终端的通信***内，提供为频率选择性衰落信道获得组合射束形成和发送分集的方法，该方法中包括步骤：提供要被发送的信号S(n；k)；对信号S(n；k)进行空时编码，以生成至少两个单独信号S₁(n；k)、S₂(n；k)，每个信号在各自的输出上；把每个输出信号S₁(n；k)、S₂(n；k)送给发送处理器，以生成输出信号X₁(n；k)、X₂(n；k)；对每个输出信号X₁(n；k)、X₂(n；k)应用各自所选择的发送射束形成权值；把各个加权信号送到信号合并器，执行信号的求和功能，并且生成用于发送的信号X(n；k)；把求和的信号X(n；k)发送给多发送天线中的每个天线，进行发送；经过各自的物理信道h(n；k)发送信号X(n；k)；在单接收天线中接收该接收到的信号Y(n；k)；把接收到的信号Y(n；k)送到接收处理器，以生成输出信号；以及对接收信号进行空时解码。

最好选择各个发送射束形成权值，作为与物理信道h(n；k)的下行链路信道协方差矩阵(DCCM)中的两个最大特征值相对应的特征向量。

方便地，物理信道h(n；k)中由两个时延射径(ray)h₁(n；k)、h₂(n；k)组成，而且发送处理器不添加循环前缀，并且在应用各自所选择的发送射束形成权值之前，发送处理器的其中一个输出信号经过Δτ的延时，选择射束形成权值，使得延时信号或者其快速付立叶反变换(IFFT)只通过基站多发送天线和接收天线之间的一条信道h₁(n；k)，而未经延迟的信号或其IFFT只经过基站多发送天线和接收天线之间的另一条信道h₂(n；k)，由此创建可以经过空时解码以恢复被发送信号的两个不同的信道。

好处是，物理信道h(n；k)由两个时间延迟的、集簇的射径h₁(n；k)和h₂(n；k)组成，发送处理器具备长度为ΔΨ的循环前缀，而且在应用各个被选择的发送射束形成权值之前，来自发送处理器的其中一个输出信号要经过Ψ的延时，选择射束形成权值，使得延时信号或者其快速付立叶反变换(IFFT)只通过基站多发送天线和接收天线之间的一条信道h₁(n；k)，而未经延迟的信号或其IFFT只经过基站多发送天线和接收天线之间的另一条信道h₂(n；k)，由此创建可以经过空时解码以恢复被发送信号的两个不同的信道。

该方法中最好还包括步骤：为信道h(n；k)估计功率-延迟-DOA分布；以及在该分布的基础上，确定要由发送处理器添加的循环前缀长度ΔΨ；确定时延Ψ；并且确定发送射束形成权值。

好处是，该方法中还包括从上行链路信道协方差矩阵(UCCM)中估计下行链路信道协方差矩阵(DCCM)，以构造发送射束形成权值的步骤。

方便地，该方法中还包括步骤：从上行链路信道协方差矩阵(UCCM)中估计下行链路信道协方差矩阵(DCCM)，以构造发送射束形成权值；为信道h(n；k)估计功率-延迟-DOA分布；以及在分布的基础上，确定由发送处理器添加的循环前缀长度ΔΨ；确定时延Ψ；并且确定发送射束形成权值。

本发明的另一方面提供用于通过具备两时延射径h₁(n；k)和h₂(n；k)的物理信道h(n；k)，与具备单接收天线的移动终端进行通信的有多发送天线的基站，该基站中包括：

具备要被发送信号的输入和至少两个输出的空时编码器，每个输出生成单独信号；至少两个发送处理器，每个都分别接收来自各个空时编码器的输出之一；至少两个发送射束形成器，每个都接收各个发送处理器的输出，并且对其应用发送射束形成权值；从射束形成器接收信号的信号合并器，可用来执行来自该射束形成器的信号的求和函数及生成信号由多发送天线发送。

Δτ的延迟最好被置于该发送处理器输出之一与射束形成器之间，使得可以在应用各自所选择的发送射束形成权值之前，把来自发送处理器的信号输出延时Δτ，其中发送处理器不添加循环前缀。

方便地，Ψ的延迟最好被置于发送处理器输出之一与射束形成器之间，使得可以在应用各自所选择的发送射束形成权值之前，把来自发送处理器的信号输出延时Ψ，发送处理器的循环前缀长度为ΔΨ。

好处是，提供为信道h(n；k)确定功率-延迟-DOA分布估计的处理器，并且在分布的基础上，确定要由发送处理器添加的循环前缀长度ΔΨ；时延Ψ；以及发送射束形成权值。

方便地，提供处理器，以从上行链路信道协方差矩阵(UCCM)中估计下行链路信道协方差矩阵(DCCM)，构造发送射束形成权值。

基站中最好还包括为信道h(n；k)确定功率-延迟-DOA分布估计；以及在分布的基础上，确定要由发送处理器添加的循环前缀长度ΔΨ；时延Ψ；以及发送射束形成权值的第一处理器；以及从上行链路信道协方差矩阵(UCCM)中估计下行链路信道协方差矩阵(DCCM)，构造发送射束形成权值的第二处理器。

方便地，可以从由OFDM、CDMA和TDMA处理器组成的组中选择发送和接收处理器。

好处是，通信***内包含基站和移动终端，该移动终端具备单接收天线、生成输出信号的接收处理器以及对输出信号进行解码的空时解码器。

本发明的另一个方面是在具备有多发送天线的基站与有单接收天线的移动终端的通信***内，提供为频率选择性衰落信道获得组合射束形成和发送分集的方法，该方法中包括步骤：提供要被发送的信号s(n)；对要被发送的信号s(n)进行空时编码，以生成至少两个单独信号s₁(n)、s₂(n)，每个信号在各自的输出上；使空时编码的输出信号中的一个输出信号经过Δτ的延时；把各自所选择的发送射束形成权值应用到经过延迟和未经延迟的信号；把各个加权信号送到信号合并器，以执行信号的求和功能，并且生成用于发送的信号；把求和的信号送给多发送天线中的每个天线，进行发送；经过具备两时延射径h₁(k)和h₂(k)的物理信道h(k)，发送该求和的信号；在基本相同的时间上，在单接收天线中接收被发送信号的主要分量；以及对接收信号进行空时解码。

最好选择发送射束形成权值，使得经过延迟的信号只经过基站多发送天线和接收天线之间的一条射径h₁(k)，而未经延迟的信号只经过基站多发送天线和接收天线之间的另一条射径h₂(k)。

方便地，延时Δτ可以从下行链路信道信息中得到。

本发明的另一方面提供用于通过具备两条时延射径h₁(k)、h₂(k)的物理信道h(k)，与具备单接收天线的移动终端进行通信的有多发送天线的基站，该基站中包括：

具备要被发送信号的输入和至少两个输出的空时编码器，每个输出生成单独信号；至少两个发送射束形成器，每个都接收来自空时编码器的输出，并且对其应用发送射束形成权值；信号合并器，从射束形成器接收信号，并且可用来执行来自射束形成器的信号的求和功能，和生成信号由多发送天线中的每一个发送，其中时延Δτ被置于空时编码器和其中一个射束形成器之间，使得可以在基本相同的时间，在单接收天线处接收被发送信号的主要分量。

通信***内最好包含基站和具备单接收天线以及对接收的信号进行解码的空时解码器的移动终端。

本发明的一个目标就是寻求通过使用多天线阵列的基站，在移动终端同时获得分集增益、射束形成增益，以及，减小时延扩展。

本发明实施例的好处如下：

·可以同时获得射束形成增益和发送分集。

·在功率时延DOA分布的基础上，可以自适应地减小时延扩展。

·在两射径环境中，频率选择性衰落信道被转换为平衰落信道，仍然可以维持通路分集增益。

·在丘陵地带(HT)的环境中，可以把大时延扩展信道转换为小时延扩展信道，仍然可以维持通路分集增益。

·通过时延扩展减小以及组合的射束形成和发送分集，本发明***提供高频谱效率，而消耗较少发送功率。

·本发明***还采用自适应调制，以基于分集数量级和信道状况进一步提高频谱效率。

·移动终端通常都受到其物理尺寸和电池功率的限制。本发明***在基站，而不是在移动终端实施复杂的处理。这样移动终端的复杂性就可以被降低。

·本发明***也可以很好地应用于要求下行链路传输高数据速率的应用。例如，这些应用中包括第三代伙伴计划(3GPP)内高速下行链路分组接入(HSDPA)、无线互联网以及无线多媒体通信。

附图说明

为了更加容易地理解本发明，现在通过实例，参考附图，来描述本发明的实施例，附图中：

图1(现有技术)是说明Alamouti的置换发送分集方法的概要框图；

图2是说明对于频率选择性衰落信道，利用具备预均衡的发送分集来实现本发明的方法的概要框图；

图3(现有技术)是说明在(a)发射机；和(b)接收机处带有发送分集的正交频分复用(OFDM)的概要框图；

图4(现有技术)是说明对于平衰落信道，组合射束形成和发送分集的OFDM的概要框图；

图5是说明在(a)发射机；和(b)接收机处利用带有组合的射束形成和发送分集的OFDM来实现本发明的方法的概要框图；

图6是说明对于两射径(TR)频率选择性衰落信道，在(a)发射机；和(b)接收机处利用组合射束形成和发送分集来实现本发明的方法的概要框图；

图7是说明对于两射径(TR)模型，在(a)发射机；和(b)接收机处利用带有组合的射束形成和发送分集的OFDM来实现本发明的方法的概要框图；

图8说明对于丘陵地带(HR)的模型，在(a)发射机；和(b)接收机处利用带有组合的射束形成和发送分集的OFDM来实现本发明的方法的概要框图；以及

图9是说明在(a)发射机；和(b)接收机处利用具备组合的射束形成、发送分集和自适应时延扩展减小的OFDM来实现本发明的方法的概要框图。

具体实施方式

本发明围绕在基站内使用多天线，以改善无线通信***下行链路的性能。在干扰影响有限的情况中，下行链路射束形成是有效的，特别是在多媒体通信中，这一点是非常重要的。当接收分集不可实现时，特别是对于有尺寸和/或功率限制的移动终端而言，发送分集是一种非常有效的技术。即使是在接收分集可用时，它也可以被用于进一步改善下行链路性能。

在多径传播环境中，接收机获得被发送信号的几个时间延迟的、幅度缩放的以及到达方向(DOA)相关的版本。当沿各个路径最先到达和最后到达的信号版本之间的最大时延小于符号间隔时，这些路径在时域是不可分解的。然而由于它们来自不同的DOA，因此这些路径在空间域是可分解的。由于每个路径可能经历独立的衰落，因此利用射束形成天线阵列，可以得到若干个独立信道，对其可以应用发送分集。

当最大相对时延大于符号间隔时，可以观察到一个频率选择性衰落信道。频率选择性有利于获得分集，然而它也会带来在接收机内需要被抑制的符号间干扰(ISI)。当数据传输速率增加时，这种现象会变得越来越普遍。抑制ISI的一种方法就是在接收机内采用均衡器。然而均衡器的性能要取决于无线信道的频率响应。特别是当信道的频率响应在特定频段内存在深空(deep null)时，均衡输出就会造成噪声增强，其效应会降低由频率选择性所得到的分集增益。另一方面，当判决引导符号被用作参考信号时，自适应均衡器常常会加速错误传播问题，并且如果时延扩展较大，则均衡器的复杂程度会更大。

减小ISI的另一个方法就是在基站内利用自适应天线，去减小时延扩展。例如，如果基站已知接收信号的每个时延版本的到达方向(DOA)信息，则它可以针对一条路径形成射束，而针对其它路径的DOA，安排天线增益为零或者很小。在这种方式中，移动终端只接收每个被发送信号的一条路径。尽管这种方法的信号检测非常简单，但是由于只能利用一条路径，因此牺牲了分集增益。

与接收分集相比，发送分集在过去几十年中已经得到更多的重视。A.Wittneben的“A new bandwidth efficient transmit antennamodulation diversity scheme for lihear digital modulation(用于线性数字调制的、带宽有效的新发送天线调制分集方案)”(Proc.ofICC’93，1630-1634页，1993年)中阐述的时延分集就是早期的利用多发送天线的一种发送分集技术。这种方法把平衰落信道变形为频率选择性衰落信道，从而利用频率分集。为了补偿非自然因素引入的ISI，在移动终端内提供均衡器。均衡器的性能取决于信道的频率特性。而且，当判决导向符号被用作参考信号时，自适应均衡器常常会加速错误传播问题。实际上，当最大多谱勒频率超过40Hz时，这种分集方法的性能甚至比不采用分集还差，参见Y.C.Liang、Y.Li和K.J.R.Liu的“Feasibility of transmit divefsity for IS-136 TDMA systems(IS-136 TDMA***中发送分集的可行性)”(Proc.of VTC’98，2321-2324页，1998年)中的说明。在S.M.Alamouti的“Asimpletransmit diversity technique for wireless communications(用于无线通信的简单发送分集技术)”(IEEE Journal of Selected Areasin Communications，16卷，8期，1451-1458页，1998年10月)中，Alamouti提出一种置换分集方法，其性能类似于最大比合并(MRC)接收分集。这种方法只要求简单的接收机结构。更加通用的发送分集方法被称为空时编码方法，见V.Tarokh、N.Ses hadri和A.R.Calderbank的“Space-time codes for high data rate wireless communication：Performance analysis and code construction(用于高数据速率无线通信的空时编码：性能分析和编码构成)”(IEEE trans On InformationTheory，44卷，3期，744-765页，1998年3月)。空时编码包括空时网格编码(STTC)和空时分组编码(STBC)。实际上，置换分集就是最简单的一类STBC。

图1中说明的Alamouti置换分集方法中给出基站(BS)配有两个发送天线1、2的置换分集方法。要被发送的信号s(n)首先在空时编码模块3中进行编码。空时编码模块3按照如下方式进行工作。它具备一个输入端口和两个输出端口。输入端口接受被发送序列s(0)、s(1)...。作为响应，两个输出端口在时刻t＝n和t＝n+1提供各自的输出信号s₁(t)和s₂(t)，其中n是偶数，如下所示

在时刻t＝n和t＝n+1，移动终端的单接收天线4的接收信号为：

x(n)＝α₁s₁(n)+α₂s₂(n)+w(n)                    (1)

x(n+1)＝a₁s₁(n+1)+a₂s₂((n+1)+w(n+1)             (2)

其中α₁和α₂分别是从两个发送天线1、2到接收天线4的相应信道响应；w(n)是加性白高斯噪声(AWGN)。

随后，接收到的信号按照如下方式，由空时解码模决进行解码。特别是，公式(1)和(2)可以被写为矩阵形式： $\left[\begin{array}{c}x\left(n\right)\\ x(n+1)\end{array}\right]=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cc}s\left(n\right)& s(n+1)\\ s^{*}(n+1)& -s^{*}\left(n\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\α}}_1\\ {\mathrm{\α}}_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}w\left(n\right)\\ w(n+1)\end{array}\right]---\left(3\right)$ $\left[\begin{array}{c}x\left(n\right)\\ x^{*}(n+1)\end{array}\right]=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\α}}_1& {\mathrm{\α}}_2\\ -{\mathrm{\α}}_2^{*}& {\mathrm{\α}}_1^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}s\left(n\right)\\ s(n+1)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}w\left(n\right)\\ w^{*}(n+1)\end{array}\right]---\left(4\right)$

因此，可以利用训练符号，通过等式(3)来估计信道系数；而等式(4)可以被用作信号估计/检测。这种信号检测方法也被称作置换解码。

应该指出，与在接收机处要求使用复杂均衡器的时延分集技术相反，置换分集的信道估计和信号检测只包含非常简单的数值运算。此外，与单发射机/两接收机的接收分集技术相比，尽管置换分集方法存在3dB的性能损耗，但是它仍然可以获得与采用最大比合并(MRC)方案的接收分集技术同等数量级的分集增益。

置换分集可以被扩展到空时分组编码(STBC)和空时网格编码(STTC)。所有这些编码都可以在平衰落环境中，获得发送分集。

本发明的一个实例就是把Alamouti的分集方法应用于频率选择性衰落信道。当时延扩展大于符号间隔时，可以观察到频率选择性衰落信道。图2说明把Alamouti分集方法应用于频率选择性衰落信道的***模型。被发送信号s(n)首先在编码模块3中，利用Alamouti码进行编码，两个支路输出分别为s₁(n)和s₂(n)。然后s₁(n)和s₂(n)被送到两个具有函数g₁(k)、g₂(k)的预均衡器6、7，生成两个输出序列y₁(n)和y₂(n)。y₁(n)和y₂(n)最终经过调制，并且上变频为RF信号，通过作为物理信道h₁(k)和h₂(k)的发送天线1、2发送出。

预均衡器6、7的函数g₁(k)和g₂(k)被用于分别对两个物理信道h₁(k)和h₂(k)进行预均衡。通过设计采用迫零准则的预均衡，现在整个信道响应g₁(k)*h₁(k)和g₂(k)*h₂(k)都是平衰落信道，Alamouti的编码/解码方法可以供其使用。这里，“*”表示卷积运算。

为了设计预均衡器6、7，基站/发送天线1、2应该已知真正的信道系数h₁(k)和h₂(k)。通过两种方式可以做到这一点。对于时分双工(TDD)***来说，下行链路信道系数与上行链路信道系数相同，可以从利用训练符号或盲技术(直到固定的定标器)的上行链路中得到。对于频分双工(FDD)***来说，基站向移动终端发送一组训练符号，然后估计，并且向基站反馈下行链路信道信息。

上述方法也适用于其它空时编码。

正交频分复用(OFDM)是一种克服大时延扩展问题的公认已知的和有效的方法。组合OFDM和发送分集方法不仅抑制较大的时延扩展，还能够获得发送分集增益。图3给出如Y.Li、N.Seshadri和S.Ariyavisitakul的“Channel estimation for OFDM systems withtransmitter diversity in mobile wireless channels(移动无线信道中的具备发射机分集的OFDM***的信道估计)”(IEEE Journal ofSelected Areas in Communications，17卷，3期，461-471页，1999年3月)中描述的，配有两个天线发送分集的现有技术的OFDM***。要被发送的信号S(n；k)首先利用编码模块3中的空时编码进行编码，生成两个支路输出S₁(n；k)和S₂(n；k)。S₁(n；k)和S₂(n；k)然后被送到各个常规OFDM发送处理器8、9，它们的输出最终被调制并且上变频为RF信号，通过发送天线1、2发送出去。

在移动台的单天线接收机4处，接收到的信号被传送给常规OFDM接收机处理器10，随后是空时解码器模块5。特别地是，快速付立叶变换(FFT)输出变为：

X(n；k)＝H₁(n；k)S₁(n；k)+H₂(n；k)S₂(n；k)+W(n；k)             (5)

X(n；k+1)＝H₁(n；k+1)S₁(n；k+1)+H₂(n；k+1)S₂(n；k+1)+W(n；k+1)

                                                               (6)

在(5)和(6)中，H₁(n；k)和H₂(n；k)分别是发送天线1和接收天线4之间的信道冲激响应h₁(n；k)以及发送天线2和接收天线4之间的信道冲激响应h₂(n；k)的付立叶变换；W(n；k)是接收天线4接收到的加性噪声w(n；k)的FFT输出。

如果按如下方式选择时刻t＝k和t＝k+1的S₁(n；t)、S₂(n；t)，则可以容易地应用置换解码方法，其中k为偶数：

现有技术：对于平衰落信道，组合的射束形成和发送分集。

上述三种方法(Alamouti置换分集方法、应用于频率选择性衰落信道的分集方法以及配有发送分集的OFDM)都可以对于平衰落信道，或频率选择性衰落信道获得发送分集增益。发送天线属于分集天线，即天线间距较大，例如典型地为10倍的波长。

图4给出如R.Negi、A.M.Tehrani和J.Cioffi的“Adaptiveanternnas for space-time coding over block invariant multipathfading channels(部分恒定多径信道上用于空时编码的自适应天线)”(Proc.of IEEE VTC，70-74页，1999年)中阐述的，对于平衰落信道的组合射束形成和发送分集的已知***。要被发送的信号s(n)首先经过使用空时编码器模块3编码，生成两个支路输出s₁(n)和s₂(n)。s₁(n)和s₂(n)然后分别被送到两个发送射束形成器11、12w₁和w₂，随后是信号合并器13，它执行两个输入的简单求和功能，生成用于发送的信号x(n)，其向量形式为： $x\left(n\right)=w_1^H{s}_1\left(n\right)+w_2^H{s}_2\left(n\right)---\left(7\right)$

为了得到空间选择性，将天线间距d设置为较小，例如半个波长，而且发送天线1A、1B、2、M的个数要大于2。这是射束形成天线阵列，而不是分集天线阵列。假设物理信道由L个空间分离的路径组成，其衰落系数和DOA表示为(α_k(t)，θ_k)，其中k＝1，...，L。如果相对最先到达路径的最大时延小于符号间隔，则可以观察到平衰落信道，并且瞬时信道响应h_d(t)可以表示如下： $h_d\left(t\right)=\underset{k=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_k\left(t\right){\mathrm{\α}}_d\left({\mathrm{\θ}}_k\right)---\left(8\right)$

其中α_d(θ_k)是在DOAθ_k处的下行链路导引向量。移动终端的接收信号y(n)表示为： $y\left(n\right)=w_1^H{h}_d\left(t\right)s_1\left(n\right)+w_2^H{h}_d\left(t\right)s_2\left(n\right)+w\left(n\right)---\left(9\right)$

通过表示为β₁(t)＝w₁ ^Hh_d(t)、β₂(t)＝w₂ ^Hh_d(t)，经计算代价函数的最大值，来估计发送射束形成权值：

J＝E|β₁(t)|²+E|β₂(t)|²                           (10) $s.t.E\left[{\mathrm{\β}}_1\left(t\right){\mathrm{\β}}_2^{*}\left(t\right)\right]=0---\left(11\right)$

通过最大化(10)，可以得到最大的平均信噪比(SNR)；而条件(11)可以确保β₁(t)和β₂(t)是统计不相关的，因此可以获得最大分集增益。

比较(9)和(1)，借助于下行链路射束形成，两个统计非相关的衰落信道β₁(t)和β₂(t)已经人工生成，可对其使用空时解码以恢复被发送信号s(n)。对于Alamouti分集方法来说，应用置换解码。

最佳发送射束形成权值向量是与下行链路信道协方差矩阵(DCCM)的两个最大的特征值相对应的特征向量： $R_d=E\left[h_d\left(t\right)h_d^H\left(t\right)\right]---\left(12\right)$

其中对所有衰落系数计算期望值。假设所有路径都具有相同的平均功率，或者E|α_k(t)|²＝1/L，则DCCM由下式给出： $R_d=\frac{1}{L}\underset{k=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_d\left({\mathrm{\θ}}_k\right){\mathrm{\α}}_d^H\left({\mathrm{\θ}}_k\right)---\left(13\right)$

对于TDD来说，DCCM与上行链路信道协方差矩阵(UCCM)相同。对于FDD来说，存在有两种方法估计DCCM，它们都是基于如下的事实，即上行链路和下行链路信号经过相同的DOA。第一方法首先根据接收到的上行链路信号去估计所有路径的DOA，然后构造下行链路导引向量α_d(θ_k)并且利用等式(13)进一步构造DCCM R_d。第二方法利用如Y-C.Liang和F.Chin的“Downlink beamforming methods for capacityenhancement in wireless communication systems(无线通信***中用于提高容量的下行链路射束形成方法)”(新加坡专利申请No.9904733.4)中阐述的频率校准处理，直接从UCCM中估计DCCM。该方法不用包含DOA估计以及其关联，因此容易实现。

这种***对于平衰落环境可同时获得分集增益和射束形成增益，但是期望把那个***扩展到频率选择性衰落环境中。

对于没有射束形成的移动无线通信来说，两射径(TR)模型、典型市区(TU)模型以及丘陵地区(HT)模型是三种常用的功率-延迟分布。当添加下行链路射束形成时，需要考虑功率-延迟-DOA分布。在采用TU模型的微微小区、微小区和宏小区中，路径延时和DOA之间的相关性较低。然而在采用TR和HR模型的宏小区中，通常路径延时统计上讲要取决于DOA。下面我们给出，对于不同环境可以存在不同的方案，以获得组合射束形成和发送分集增益，以及最大频谱效率。

本发明的另一实例利用OFDM，以获得组合的射束形成和发送分集。

对于频率选择性衰落信道，利用OFDM可以获得组合射束形成和发送分集。图5给出具备组合的射束形成和发送分集的OFDM***。尽管选择OFDM作为一个实例来展示如何减小时延扩展，而同时仍维持射束形成和发送分集增益，但是其它实例是其它多载波调制方案，例如MC-CDMA、MC-DS-CDMA以及采用循环前缀的单载波***。

第n个块中第k个单音(tone)上被发送的信号S(n；k)首先在基站处利用编码模块3内的空时编码进行编码，生成两个支路输出S₁(n；k)和S₂(n；k)。S₁(n；k)和S₂(n；k)被送到各自正常的OFDM发送处理器8、9，之后分别是两个发送射束形成器10、11(w₁和w₂)。射束形成输出最终在合并器13内被合并，并且经过基站天线阵列的发送天线1A、1B、2发送出去。

采用基站天线阵列1A、1B、2，无线信道冲激响应的复基带表示可以描述为如下的向量形式： $h_d(t;\mathrm{\τ})=\underset{m}{\mathrm{\Σ}}\underset{l}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\γ}}_{m,l}\left(t\right){\mathrm{\α}}_d\left({\mathrm{\θ}}_{m,l}\right)\mathrm{\δ}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_m)---\left(14\right)$

其中τ_m表示时间上可分解的第m条路径的时延，γ_m，l(t)和α_d(θ_m，l)是对应于第m条时延路径中第1个DOA的复幅值和下行链路导引向量。由于车辆的移动，γ_m，l(t)是广义平稳(WSS)窄带复高斯过程，其均值为零，以及对于不同的m和l来说，是统计独立的。假设所有γ_m，l(t)都具备相同的归一化相关函数r(t)(r(0)＝1)，但是可能有不同的平均功率σ_m，l ²，则 $E\left[{\mathrm{\γ}}_{m,l}(t+\mathrm{\Δt}){\mathrm{\γ}}_{m,l}^{*}\left(t\right)\right]={\mathrm{\σ}}_{m,l}^{2}r\left(\mathrm{\Δt}\right)---\left(15\right)$ 在时刻t，h(t；τ)的付立叶变换(FFT)由下式给出： $H_d(t;f)={\∫}_{-\∞}^{\∞}{h}_d(t;\mathrm{\τ})e^{-j2\mathrm{\πf\τ}}\mathrm{d\τ}=\underset{m}{\mathrm{\Σ}}\underset{l}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\γ}}_{m,l}\left(t\right){\mathrm{\α}}_d\left({\mathrm{\θ}}_{m,l}\right)e^{-j2\mathrm{\πf}{\mathrm{\τ}}_m}---\left(16\right)$ 对于块长度为T_b、单音间距为f_t的OFDM***来说，H(t；f)的离散值为： $H_d[n;k]\underset{=}{\mathrm{\Δ}}{H}_d({\mathrm{nT}}_b;{\mathrm{kf}}_t)=\underset{m}{\mathrm{\Σ}}\underset{l}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\γ}}_{m,l}\left({\mathrm{nT}}_s\right){\mathrm{\α}}_d\left({\mathrm{\θ}}_{m,l}\right)e^{-j2{\mathrm{\πkf}}_2{\mathrm{\τ}}_m}---\left(17\right)$

这样对不同时间和频率来说，频率响应的相关函数矩阵为 $r_d[\mathrm{\Δn};\mathrm{\Δk}]=E\left[H_d\right[n+\mathrm{\Δn};k+\mathrm{\Δk}\left]H_d^H[n;k]\right]=r\left({\mathrm{\ΔnT}}_b\right)\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{e}^{-j2\mathrm{\π\Δk}{f}_t{\mathrm{\τ}}_m}{R}_{d,m}---\left(18\right)$

其中 $R_{d,m}=\underset{l}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\σ}}_{m,l}^2{\mathrm{\α}}_d\left({\mathrm{\θ}}_{m,l}\right){\mathrm{\α}}_d^H\left({\mathrm{\θ}}_{m,l}\right)$ 是对应于第m条时延路径的下行链路信道协方差矩阵。注意，当Δn＝0和Δk＝0时 $r_d[0;0]=\underset{m}{\mathrm{\Σ}}\underset{l}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\σ}}_{m,l}^2{\mathrm{\α}}_d\left({\mathrm{\θ}}_{m,l}\right){\mathrm{\α}}_d^H\left({\mathrm{\θ}}_{m,l}\right)\underset{=}{\mathrm{\Δ}}{R}_d---\left(19\right)$

在移动终端的单一天线4，接收的信号首先被送到常规OFDM接收处理器10，随后是置换解码器5。在常规OFDM接收处理器内，FFT输出变为： $X[n;k]=w_1^H{H}_d[n;k]S_1(n;k)+w_2^H{H}_d[n;k]S_2[n;k]+W[n;k]---\left(20\right)$ $X[n;k+1]=w_1^H{H}_d[n;k+1]S_1[n;k+1]+w_2^H{H}_d[n;k+1]S_2[n;k+1]+W[n;k+1]---\left(21\right)$

其中W[n；k]是零均值的AWGN。

通过表示β₁(t)＝w₁ ^HH_d[n；k]、β₂(t)＝w₂ ^HH_d[n；k]，经最大化代价函数来估计射束形成权值：

J＝E|β₁|²+E|β₂|²                                  (22) $s.t.E\left[{\mathrm{\β}}_1{\mathrm{\β}}_2^{*}\right]=0---\left(23\right)$

再次，通过最大化等式(22)，可以得到最大的平均SNR；而条件(23)可以确保β₁和β₂是统计不相关的，因此可以获得最大分集增益。

最优发送射束形成权值向量是与下行链路信道协方差矩阵(DCCM)R_d的两个最大的特征值相对应的特征向量： $R_d=E\left[H_d\right[n;k\left]H_d^H\right[n;k\left]\right]---\left(24\right)$

比较等式(20)和(21)与等式(5)和(6)，借助于下行链路射束形成，生成两个非相关衰落信道，可对其使用空时解码以恢复被发送信号。如果按照如下方式选择S₁(n；k)和S₂(n；k)，则可以采用置换解码方法：

用于OFDM的DCCM估计的频率校准方法

为了生成下行链路射束形成权值，首先需要构造DCCM。采用Y-C.Liang和F.Chin的“Downlink beamforming methods for capacityenhancement in wireless communication systems(无线通信***中用于提高容量的下行链路射束形成方法)”(新加坡专利申请No.9904733.4)中阐述的频率校准(FC)方法。

利用类似的方法，我们可以由下式给出不同时间和频率的上行链路频率响应的相关函数矩阵： $r_u[\mathrm{\Δn};\mathrm{\Δk}]=E\left[H_u\right[n+\mathrm{\Δn};k+\mathrm{\Δk}\left]H_u^H\right[n;k\left]\right]=r\left({\mathrm{\ΔnT}}_b\right)\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{e}^{-j2{\mathrm{\π\Δkf}}_t{\mathrm{\τ}}_m}{R}_{u,m}---\left(25\right)$

其中 $R_{u,m}=\underset{l}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\σ}}_{m,l}^2{\mathrm{\α}}_u\left({\mathrm{\θ}}_{m,l}\right){\mathrm{\α}}_u^H\left({\mathrm{\θ}}_{m,l}\right)$ 是对应于第m条延时路径的上行链路信道协方差矩阵。注意，当Δn＝0和Δ k＝0时 $r_u[0;0]=\underset{m}{\mathrm{\Σ}}\underset{l}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\σ}}_{m,l}^2{\mathrm{\α}}_u\left({\mathrm{\θ}}_{m,l}\right){\mathrm{\α}}_u^H\left({\mathrm{\θ}}_{m,l}\right)\underset{=}{\mathrm{\Δ}}{R}_u---\left(26\right)$

比较等式(19)和(26)，Y-C.Liang和F.Chi n的“Downlinkbeamforming methods for capacity enhancement in wirelesscommunication systems(无线通信***中用于提高容量的下行链路射束形成方法)”(新加坡专利申请No.9904733.4)中设计的频率校准(FC)方法可以被用于从UCCM中估计DCCM。

这种***为OFDM***提供分集增益和射束形成增益。在该***中，循环前缀的长度由最大物理时延来确定，并且与常规OFDM***内相同。这样，它可以容易地被应用到DOA与时延统计独立的环境中。

当路径的DOA在统计上与路径时延有关时，例如在TR和HR环境中，则不仅能够同时获得射束形成增益和分集增益，还减小了循环前缀，这样可以提高频谱效率。

本发明的另一个实例针对两射径(TR)模型的频率选择性衰落信道，利用组合的射束形成和发送分集。

假设物理信道遵循TR模型。采用基站天线阵列，无线信道冲激响应的复基带表示可以描述为如下向量形式： $h_d(t;\mathrm{\τ})=\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{d,m}\left(t\right)\mathrm{\δ}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_m)---\left(27\right)$ 有 $h_{d,m}\left(t\right)=\underset{l}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\γ}}_{m,l}\left(t\right){\mathrm{\α}}_d\left({\mathrm{\θ}}_{m,l}\right)---\left(28\right)$

其中τ_m表示时间上可分解的第m条路径的时延，γ_m，l(t)和α_d(θ_m，l)是对应于第m条时延路径中第1个DOA的复幅值和下行链路导引向量。由于车辆的移动，γ_m，l(t)是广义平稳(WSS)窄带复高斯过程，其均值为零，以及对于不同的m和l来说，是统计独立的。假设所有γ_m，l(t)都具备相同的归一化相关函数r(t)(r(0)＝1)，但是有不同的平均功率σ² _m，l则 $E\left[{\mathrm{\γ}}_{m,l}(t+\mathrm{\Δt}){\mathrm{\γ}}_{m,l}^{*}\left(t\right)\right]={\mathrm{\σ}}_{m,l}^{2}r\left(\mathrm{\Δt}\right)---\left(29\right)$ 当Δτ＝τ₂-τ₁大于符号间隔时，存在ISI。采用组合射束形成和分集技术，如果两射径是空间分离的，则可能把频率选择性衰落信道转换为平衰落信道，仍然维持发送分集。

图6给出对于两射径频率选择性衰落信道，带有组合射束形成和发送分集的通信***。要被发送的信号s(n)首先在编码模块3中用空时编码进行编码，两个支路输出为s₁(n)和s₂(n)。然后s₁(n)被馈送经过延迟14，把s₁(n)延时Δτ，生成x₁(n)，然后再被传送到发送射束形成器11(w₁)。第二支路输出s₂(n)被直接送到另一发送射束形成器12(w₂)。然后，在合并器13内组合射束形成输出，并且由天线1A、1B、2发送，生成如下的发送信号： $x\left(n\right)=w_1^H{x}_1\left(n\right)+w_2^H{s}_2\left(n\right)---\left(30\right)$

在移动终端单一天线4处接收的信号y(n)由下式给出： $y\left(n\right)=w_1^H{h}_{d,l}{x}_1\left(n\right)+w_1^H{h}_{d,2}{x}_1(n-\mathrm{\Δ\τ})$ $+w_2^H{h}_{d,1}{s}_2\left(n\right)+w_2^H{h}_{d,2}{s}_2(n-\mathrm{\Δ\τ})+w\left(n\right)---\left(31\right)$ 表示z(n)＝y(n+Δτ)，并且考虑两个被发送信号的预对齐，得到 $z\left(n\right)=w_1^H{h}_{d,1}{s}_1\left(n\right)+w_1^H{h}_{d,2}{s}_1(n-\mathrm{\Δ\τ})$ $+w_2^H{h}_{d,1}{s}_2(n+\mathrm{\Δ\τ})+w_2^H{h}_{d,2}{s}_2\left(n\right)+w(n+\mathrm{\Δ\τ})---\left(32\right)$

选择射束形成权值，使得第一支路输出s₁(n)只经过基站天线阵列和接收天线4之间的第一路径h_d，1；而第二支路输出s₂(n)只经过基站天线阵列和接收天线4之间的第二路径h_d，2。数学上，

和

在这种情况中，ISI项可以被完全抑制，并且z(n)可以被写为 $z\left(n\right)=w_1^H{h}_{d,1}{s}_1\left(n\right)+w_2^H{h}_{d,2}{s}_2\left(n\right)w(n+\mathrm{\Δ\τ})---\left(33\right)$

这样，频率选择性衰落信道现在就被转换为平衰落信道，其中可以应用发送分集方法。

方便地，通过最大化平均发送SINR函数，来选择发送射束形成的权值： $J_1\left(w_1\right)=\frac{w_1^H{R}_{d,l}{w}_1}{w_1^H{R}_{d,2}{w}_1}$ 和 $J_2\left(w_1\right)=\frac{w_2^H{R}_{d,2}{w}_2}{w_2^H{R}_{d,1}{w}_2}$ 其中 $R_{d,m}=E\left[h_{d,m}\left(t\right)h_{d,m}^H\left(t\right)\right]=\underset{l}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\σ}}_{m,l}^2{\mathrm{\α}}_d\left({\mathrm{\θ}}_{m,l}\right){\mathrm{\α}}_d^H\left({\mathrm{\θ}}_{m,l}\right)---\left(34\right)$

是第m条路径的下行链路信道协方差矩阵。

最好通过最大化移动接收机处的平均接收SINR，来选择发送射束形成的权值，即 $J=\frac{w_1^H{R}_{d,1}{w}_1+w_2^H{R}_{d,2}{w}_2}{w_1^H{R}_{d,2}{w}_1+w_2^H{R}_{d,1}{w}_2+{\mathrm{\σ}}_n^2,}---\left(35\right)$

好处是，发送射束形成权值w_m可以被选择当作R_d，m的主特征向量。

再次，Y-C.Liang和F.Chin的“Downlink beamforming methodsfor capacity enhancement in wireless communication systems(无线通信***中用于提高容量的下行链路射束形成方法)”(新加坡专利申请No.9904733.4)中阐述的频率校准方法可以被用于直接从UCCM中估计DCCM。

上述用于获得组合射束形成和发送分集增益的方法可以被称作预对齐(PAL)方法。把s₁(n)延时Δτ的目的在于确保两个序列s₁(n)和s₂(n)的主要分量能够同时达到接收机。因此，时延扩展已经被减小为零。另一方面，射束形成被用于最小化ISI影响，以及人工生成两个非相关信号，对其可以获得发送分集增益。

PAL方法要求包含在下行链路功率-延迟-DOA(PDD)分布中的时延信息Δτ。即使PDD分布是时变的，它在时间上的变化也是缓慢的。而且，下行链路PDD分布几乎与上行链路PDD分布相同，这可以从接收到的上行链路信号中估计。

PAL方法也能被用于射径数量多于2的***中。在这种情况下，要求多于两个的空时编码输出支路，并且除第一输出外，每个输出对应于一个时延。

如果空时编码输出的数量是固定的(例如2个)，则为了生成时延Δτ以及发送射束形成权值，可以选择两个主要射径。由于分支的总数被减小了，所以这种***的直接应用就是要降低CDMA内的分支间的干扰。

常规来说，当物理信道h(k)由多条射径组成，其中两条主要射径h₁(k)、h₂(k)被延迟Δτ时，选择射束形成权值，使得被延迟的信号只经过基站多发送天线和接收天线之间的一条射径h₁(k)，而未被延迟的信号只经过基站多发送天线和接收天线之间的另一条射径h₂(k)。

好处是，当物理信道h(k)由多条射径组成，其中两条主要射径h₁(k)、h₂(k)被延迟Δτ时，选择射束形成权值，使得对于每条射径在基站处的平均发送SINR函数最大。

好处是，当物理信道h(k)由多条射径组成，其中两条主要射径h₁(k)、h₂(k)被延迟Δτ时，选择射束形成权值，使得在移动终端处的平均接收SINR函数最大。

本发明的另一实例对于两射径(TR)模型的频率选择性衰落信道，利用带有组合的射束形成和发送分集的OFDM。

在OFDM中可以直接利用时延扩展减小。在典型OFDM***中，为了去除ISI以及保证每个子信道之间的正交性，而添加循环前缀。循环前缀的长度应该大于最大时延，在移动无线通信环境中它可以长达40μs。添加循环前缀不仅降低了频谱效率，还会占用一部分发射功率。如果在维持相同性能的同时，可减小循环前缀的长度，则可以大大提高OFDM***的频谱效率和功效。

假设物理信道遵循参数为(α_k，θ_k，τ_k)的TR模型，k＝1，2以及τ₁＜τ₂。α_k是统计独立的、零均值的、方差为σ_k ²的复高斯过程。当Δτ＝τ₂-τ₁大于带宽的倒数时，存在ISI。

图7说明实现本发明的，对于TR模型的带有组合射束形成和发送分集的OFDM***。第n个块中第k个单音的被发送信号S(n；k)首先用编码模块3中的空时编码进行编码，生成两个支路输出S₁(n；k)和S₂(n；k)。两个支路输出S₁(n；k)和S₂(n；k)不添加循环前缀，被送到各自的OFDM发送处理器8、9。然后S₁(n；k)在延迟14内经过Δτ的时延，生成X₁(n；k)，后者又被传送到发送射束形成器11(w₁)。第二支路输出S₂(n；k)被直接送到另一发送射束形成器12(w₂)。然后，射束形成输出被组合，并且在基站发送天线阵列1A、1B、2上进行发送，得到如下的被发送信号： $x(n;k)=w_1^H{x}_1(n;k)+w_2^H{s}_2(n;k)---\left(36\right)$

在移动终端单一天线4处，接收到的信号首先被送到常规OFDM接收处理器10。选择射束形成权值，使得第一支路输出S₁(n；k)或者其反FFT(IFFT)s₁(n；k)只经过基站天线阵列和接收天线4之间的第一路径h₁(n；k)，而第二支路输出S₂(n；k)或其反FFT(IFFT)s₂(n；k)只经过基站天线阵列和接收天线4之间的第二路径h₂(n；k)。一旦适当地选择了发送射束形成权值，在移动台处接收信号的FFT输出变为

比较等式(37)和等式(5)，借助于下行链路射束形成，已经人工创建可由模块5进行空时解码以恢复被发送信号的两个不同信道。而且，如果按如下方式选择S₁(n；k)和S₂(n；k)，则可以容易地采用置换解码方法：

当PAL应用于对TR模型带有组合射束形成和发送分集的OFDM***时，不需要添加循环前缀。这样的好处在于：发送分集、射束形成增益、以及频谱效率的提高。

方便地，可以通过最大化平均发送SINR函数，来选择射束形成权值。

最好通过最大化移动接收机的平均接收SI NR，来选择发送射束形成的权值。

好处是，发送射束形成权值w_m可以被选择当作R_d，m的主特征向量。

再次，Y-C.Liang和F.Chin的“Downlink beamforming methodsfor capacity enhancement in wireless communication systems(无线通信***中用于提高容量的下行链路射束形成方法)”(新加坡专利申请No.9904733.4)中阐述的频率校准方法可以被用于直接从UCCM中估计DCCM。

下面给出利用这种时延扩展减小方法所进行的频谱效率和功率节省的比较。

本发明的另一实例针对丘陵山区(HT)模型的频率选择性衰落信道，利用带有组合的射束形成和发送分集的OFDM。

即使最大时延长达40μs，满足HT模型的无线信道也可以由若干个主导的集簇的路径来描述，每个路径都具有一个小延时扩展。这些集簇的路径也都是空间分离的。对于有典型HT功率-延迟分布(其最大时延是20μs，以及每个被集簇的路径的最大时延扩展是2μs)的OFDM来说，为了去除ISI，信号前缀的最小长度为20μs。然而采用PAL方法，循环前缀的持续时间可以减小到2μs。

假设这两个被集簇的路径被延迟Ψ，并且为了简便，假设每个被集簇的路径的时延扩展是ΔΨ。时变信道的冲激响应可以描述为h(t；τ)＝h₁(t；τ)[u(τ)-u(τ-ΔΨ)]+h₂(t；τ-Ψ)[u(τ-Ψ)-u(τ-Ψ-ΔΨ)]      (38)

其中h₁(t；τ)和h₂(t；τ)分别对应于第一和第二被集簇的路径的信道响应；以及u(x)是单位阶跃函数。

图8给出在编码器模块3中实现本发明的，对于丘陵地区(HT)模型的带有组合射束形成和发送分集的OFDM***。第n个块中的第k个单音中要被发送的信号S(n；k)首先在编码器模块3内由空时编码进行编码，生成两个支路输出S₁(n；k)和S₂(n；k)，然后将它们传送到各自的常规OFDM发送处理器8、9，其循环前缀长度是ΔΨ，而不是Ψ+ΔΨ。然后第一支路输出在延迟15中被延迟Ψ，而第二支路的输出保持不变。之后，信号被分别传送到各自发送射束形成器11、12(w₁和w₂)。然后，在合并器13内组合射束形成输出，并且经过基站发送天线阵列1A、1B、2发送出去。

选择射束形成权值，使得第一支路输入只经过第一被集簇的路径，而第二支路输入只经过第二被集簇的路径，即选择射束形成权值，使得第一支路输出s₁(n)只经过基站天线阵列和接收天线4之间的第一路径h_d，1，而第二支路输出s₂(n)只经过基站天线阵列和接收天线4之间的第二路径h_d，2。在移动终端单一天线4处接收到的信号首先被传送到常规OFDM接收处理器10，随后是空时解码模块5。在常规OFDM接收处理器10中，FFT之后的接收信号变为：

其中

表示不大于x的最大整数。比较等式(39)和等式(5)，借助于下行链路射束形成，已经人工生成经过空时解码以恢复被发送信号的两个不同的信道。如果按如下方式选择S₁(n；k)和S₂(n；k)，则可以容易地采用置换解码方法：

方便地，可以通过最大化平均发送SINR函数，来选择发送射束形成权值。

最好通过最大化移动接收机的平均接收SINR，来选择发送射束形成权值。

好处是，发送射束形成权值w_m可以被选择当作R_d，m的主特征向量。

如上所述，随后比较不同循环前缀长度条件下，OFDM***的频谱效率。

参数为带宽B＝800kHz，最大时延＝40。对于HT模型来说，每集簇的路径的最大时延扩展是5。为了使得单音相互正交，符号持续时间为N/B，其中N是每个OFDM符号中单音的个数。块的总长度为符号持续时间与附加的保护间隔之和，对于不采用PAL的OFDM、采用PAL的HT以及采用PAL的TR来说，它分别为40、5、0。

表I中说明采用QPSK调制，不同单音个数的OFDM***的未编码传输数据速率。可以看到，在给定调制方案和相同单音数量条件下，通过采用PAL，对于TR环境，传输数据速率可以增加到1.6Mbps，而独立于N的取值。对于采用PAL的HT来说，与未采用PAL的相比，频谱效率也可以增加。

表I：传输数据速率比较

	N＝128	N＝64	N＝32
				未采用PAL	1.28Mbps	1.07Mbps	800kbps
采用PAL的HT	1.55Mbps	1.51Mbps	1.42Mbps
				采用PAL的TR	1.6Mbps	1.6Mbps	1.6Mbps

下面比较有不同循环前缀的OFDM所节省的功率：

由于添加循环前缀，有效E_b/N₀要小于实际发送的E_b/N₀。随着时延扩展的减小，可以更有效地使用发送功率。表II说明与常规OFDM***相比，在每个OFDM块中，不同单音数量条件下，采用PAL减小时延扩展的OFDM***所节省的功率。

表II：功率节省

	N＝128	N＝64	N＝32
				采用PAL的HT	0.84dB	1.5dB	2.5dB
采用PAL的TR	0.97dB	1.76dB	3.0dB

射束形成和分集增益：

有了组合的射束形成和分集增益，为了使***达到所要求的给定误比特率(BER)就会要求较小的E_b/N₀。或者，采用例如128 QAM或256 QAM的更高调制方案，射束形成和分集增益可以被转换为较高的频谱效率。

本发明的另一实施例涉及到采用组合射束形成和分集增益的自适应时延扩展减小：

上述实施例都是针对不同环境来设计的。在实际应用中，由于车辆的移动，功率-延迟-DOA(PDD)分布都会相对时间而变化，这样为了获得最大频谱效率，时延扩展减小方案应该相应地遵循这种变化。图9中给出对下行链路采用本发明的、带有组合射束形成、发送分集和自适应时延扩展减小的OFDM***。图9的OFMD***包含图8的***，但是其中补充了UCCM估计以及功率-延迟-DOA分布估计。这样，除了图8的***所提供的功能性之外，该***还具备如下功能性：

·根据基站接收到的上行链路信号，利用训练序列或盲技术，为每个接收路径估计时延和达到方向(DOA)信息。在估计时延和DOA信息的基础上，可以估计上行链路功率-延迟-DOA(PDD)分布，以及每个被集簇的路径的UCCM；

·基于上行链路PDD分布，可以确定如下参数：分集数量级、每个被集簇的路径的时延、以及该集簇的路径的最大时延扩展；

·上行链路PDD分布被用于去设计自适应时延减小方案，因而设计自适应循环前缀添加方案；

·利用Y-C.Liang和F.Chin的“Downlink beamforming methodsfor capacity enhancement in wireless communication systems(无线通信***中用于提高容量的下行链路射束形成方法)”(新加坡专利申请No.9904733.4)中阐述的FC方法，根据相应UCCM来估计每个被集簇的路径的DCCM，然后与时延信息一起应用于构造发送射束形成权值；

·基站把添加的循环前缀的长度通知给MS；

·自适应调制也被用于在分集数量级/信道状况的基础上，进一步改善频谱效率。特别地，在上行链路PDD分布的基础上，确定最大可实现分集数量级。如果可实现分集数量级较大，则可以采用较高的调制方案；否则，采用较低的调制方案。

应该注意到，取决于要获得的分集数量级，模块3中空时编码之后的支路输出个数可以大于2。

以上描述考虑在基站内实施的组合射束形成、发送分集以及时延扩展减小。实际上，在移动终端内也可以添加多个分集天线，以获得接收分集。在这种情况下，可以获得更大的分集增益：

即使OFDM被用于展示如何减小时延扩展，它同时仍能维持射束形成和发送分集增益，本申请中的阐述也能够被用于其它例如MC-CDMA、MC-DS-CDMA的多载波调制方案和具备循环前缀的单载波***中。

在多用户环境中，可以考虑所有用户的信道/DOA信息，生成射束形成权值；因此，本申请的阐述也适用于不同的多址接入方案，例如时分多址复用(TDMA)、频分多址复用(FDMA)以及码分多址复用(CDMA)。

“包含”意味着“包括或者由......组成”。

在以上描述、或者随后的权利要求、或者附图中，以其特有形式，或者以执行所阐述功能的装置，或者以达到所阐述结果的方法或过程所阐述的特征，都可以按照适当的方式，单独地或者组合这种特征地，被用于以各种形式来实现本发明。

Claims (45)

1.在具备有多发送天线的基站与有至少一个接收天线的移动终端的通信***内，一种为频率选择性衰落信道获得发送分集增益的方法，该方法中包括步骤：

提供要被发送的信号s(n)；

对该信号s(n)进行空时编码，生成至少两个单独的信号s₁(n)、s₂(n)，每个信号在各自的输出上；

把每个输出信号s₁(n)、s₂(n)送到具有各自函数g₁(k)、g₂(k)的迫零预均衡器，生成输出信号x₁(n)、x₂(n)；

把每个预均衡器的输出信号x₁(n)、x₂(n)送到发送天线；

通过各自的物理信道h₁(k)、h₂(k)，发送输出信号x₁(n)、x₂(n)；

在至少一个单接收天线处接收该输出信号x₁(n)、x₂(n)；以及

对接收信号进行空时解码，其中

选择迫零预均衡器的函数g₁(k)、g₂(k)，使得各个物理信道h₁(k)、h₂(k)的信道响应g₁(k)*h₁(k)、g₂(k)*h₂(k)是平衰落信道。

2.根据权利要求1的方法，其中通信***是时分双工***，而且该方法中还包括从上行链路信道系数中得到真正的信道系数，供选择预均衡器的函数g₁(k)、g₂(k)使用的步骤。

3.根据权利要求2的方法，其中从上行链路信道系数得到真正信道系数的步骤中使用来自上行链路信道的训练符号。

4.根据权利要求2的方法，其中从上行链路信道系数得到真正信道系数的步骤中使用盲技术。

5.根据权利要求1的方法，其中通信***是频分双工***，并且该方法中还包括通过向移动终端的接收天线发送一组训练符号，移动终端估计真正信道系数，并且把信道系数信息反馈给基站，而得到该真正信道系数的步骤。

6.一种通过物理信道h₁(k)、h₂(k)、与具备至少一个单接收天线的移动终端进行通信的有多发送天线的基站，该基站中包括：

具备要被发送信号s(n)的输入和至少两个输出的空时编码器，每个输出生成单独信号s₁(n)、s₂(n)；

至少两个迫零预均衡器，每个都被馈送以各自的输出信号s₁(n)、s₂(n)，并且具备各自的函数g₁(k)、g₂(k)，生成输出信号x₁(n)、x₂(n)；以及

至少两个发送天线，每个都被馈送以各个预均衡器的输出信号x₁(n)、x₂(n)，其中选择迫零预均衡器的函数g₁(k)、g₂(k)，使得各个物理信道h₁(k)、h₂(k)的信道响应g₁(k)*h₁(k)、g₂(k)*h₂(k)是平衰落信道。

7.一种包含权利要求6的基站以及有至少一个单接收天线和对从基站接收到的信号进行解码空时解码器的移动终端的通信***。

8.在具备有多发送天线的基站与有至少一个单接收天线的移动终端的通信***内，一种为频率选择性衰落信道获得组合射束形成和发送分集的方法，该方法中包括步骤：

提供要被发送的信号S(n；k)；

对该信号S(n；k)进行空时编码，生成至少两个单独的信号S₁(n；k)、S₂(n；k)，每个信号在各自的输出上；

把每个输出信号S₁(n；k)、S₂(n；k)送给发送处理器，生成输出信号X₁(n；k)、X₂(n；k)；

对每个输出信号X₁(n；k)、X₂(n；k)应用各自所选择的发送射束形成权值；

把各个加权信号送到信号合并器，执行信号的求和功能，并且生成用于发送的信号X(n；k)；

把求和的信号X(n；k)送给多发送天线中的每个天线，进行发送；

经过物理信道h(n；k)，发送信号X(n；k)；

在至少一个单接收天线处接收该接收到的信号Y(n；k)；

把接收到的信号Y(n；k)送到接收处理器，以生成输出信号；以及

对该接收到的信号进行空时解码。

9.根据权利要求8的方法，其中选择各个发送射束形成权值，作为与物理信道h(n；k)的下行链路信道协方差矩阵(DCCM)中的两个最大特征值相对应的特征向量。

10.根据权利要求8的方法，其中物理信道h(n；k)由时延为Δτ的两个时延射径h₁(n；k)、h₂(n；k)组成，该发送处理器不添加循环前缀，并且在应用各自所选择的发送射束形成权值之前，发送处理器的其中一个输出信号经过Δτ的延迟。

11.根据权利要求8的方法，其中物理信道h(n；k)由时延为Δτ的两个时延射径h₁(n；k)、h₂(n；k)组成，选择射束形成权值，使得延时信号或者其快速付立叶反变换(IFFT)只通过基站多发送天线和接收天线之间的一条信道h₁(n；k)，而未经延迟的信号或其IFFT只经过基站多发送天线和接收天线之间的另一条信道h₂(n；k)，由此创建可以经过空时解码以恢复被发送信号的两个不同的信道。

12.根据权利要求8的方法，其中物理信道h(n；k)由时延为Δτ的两个时延射径h₁(n；k)、h₂(n；k)组成，选择射束形成权值，使得在基站处的平均发送SINR函数对每条射径最大化。

13.根据权利要求8的方法，其中物理信道h(n；k)由时延为Δτ的两个时延射径h₁(n；k)、h₂(n；k)组成，选择射束形成权值，使得在移动终端处的平均接收SINR函数最大化。

14.根据权利要求8的方法，其中物理信道h(n；k)由时延为Δτ的两个时延射径h₁(n；k)、h₂(n；k)组成，为每条射径选择射束形成权值，作为与该射径相对应的下行链路信道协方差矩阵(DCCM)的主特征向量。

15.根据权利要求8的方法，其中物理信道h(n；k)由时延为Ψ的两个时延的、被集簇的射径h₁(n；k)、h₂(n；k)组成，该簇的最大超出时延为ΔΨ，发送处理器具备长度为ΔΨ的循环前缀，并且在应用各自所选择的发送射束形成权值之前，发送处理器的其中一个输出信号经过Ψ的延迟。

16.根据权利要求15的方法，其中选择射束形成权值，使得延迟信号或者其快速付立叶反变换(IFFT)只通过基站多发送天线和接收天线之间的一条信道h₁(n；k)，而未经延迟的信号或其IFFT只经过基站多发送天线和接收天线之间的另一条信道h₂(n；k)，由此创建可以经过空时解码以恢复被发送信号的两个不同的信道。

17.根据权利要求15的方法，其中选择射束形成权值，使得在基站处的平均发送SINR函数对每条集簇的射径最大化。

18.根据权利要求15的方法，其中选择射束形成权值，使得在移动终端处的平均接收SINR函数最大化。

19.根据权利要求15的方法，其中为每条集簇的射径选择射束形成权值，作为与该集簇的射径相对应的下行链路信道协方差矩阵(DCCM)的主特征向量。

20.根据权利要求15的方法，还包括如下步骤：

为信道h(n；k)估计功率-延迟-DOA分布；以及在该分布的基础上，确定要由发送处理器添加的循环前缀ΔΨ；确定延迟Ψ；分集数量级以及调制方案；并且确定发送射束形成权值。

21.根据权利要求20的方法，还包括从上行链路信道协方差矩阵(UCCM)估计下行链路信道协方差矩阵(DCCM)以构造发送射束形成权值的步骤。

22.根据权利要求21的方法，还包括在分布的基础上确定分集数量级和调制方案的步骤。

23.根据权利要求8的方法，其中从包括OFDM、MC-CDMA、MC-DS-CDMA以及具备循环前缀的单载波***的组中选择发送和接收处理器。

24.一种通过物理信道h(k)与具备至少一个单接收天线的移动终端进行通信的、有多发送天线的基站，该基站中包括：

具备要被发送信号的输入和至少两个输出的空时编码器，每个输出生成单独的信号；

至少两个发送处理器，每个都接收各个空时编码器的输出之一；

至少两个发送射束形成器，每个都接收各个发送处理器的输出，并且对其应用发送射束形成权值；

从射束形成器接收信号以及可用来执行来自射束形成器的信号求和功能并且生成用于由多发送天线发送的信号的信号合并器。

25.根据权利要求24的基站，其中物理信道h(n；k)由时延为Δτ的两个时延射径h₁(n；k)、h₂(n；k)组成，还包括被置于该多接入发送处理器输出之一与射束形成器之间的Δτ的延迟，使得在应用各自所选择的发送射束形成权值之前，把发送处理器的信号输出延时Δτ，其中发送处理器不添加循环前缀。

26.根据权利要求24的基站，其中物理信道h(n；k)由时延为Ψ的两个时延的、集簇的射径h₁(n；k)、h₂(n；k)组成，该簇的最大超出时延为ΔΨ，还包括被置于该多接入发送处理器输出之一与射束形成器之间的Ψ的延迟，使得可以在应用各自所选择的发送射束形成权值之前，把发送处理器的信号输出延时Ψ，发送处理器的循环前缀长度为ΔΨ。

27.根据权利要求24的基站，还包括为信道h(n；k)确定功率-延迟-DOA分布估计；以及在该分布的基础上，确定：由发送处理器添加的循环前缀长度ΔΨ；时延Ψ；分集数量级和调制方案；以及发送射束形成权值的第一处理器。

28.根据权利要求27的基站，还包括从上行链路信道协方差矩阵(UCCM)估计下行链路信道协方差矩阵(DCCM)以构造发送射束形成权值的第二处理器。

29.根据权利要求15的基站，从包括OFDM、MC-CDMA、MC-DS-CDMA以及具备循环前缀的单载波***的组中选择发送和接收处理器。

30.一种包含权利要求24的基站和一个移动终端的通信***，该移动终端具备至少一个单接收天线、生成输出信号的接收处理器以及对输出信号进行解码的空时解码器。

31.在具备有多发送天线的基站与有至少一个单接收天线的移动台的通信***内，一种为频率选择性衰落信道获得组合射束形成和发送分集的方法，该方法中包括步骤：

提供要被发送的信号s(n)；

对该要被发送的信号s(n)进行空时编码，生成至少两个单独信号s₁(n)、s₂(n)，每个信号在各自的输出上；

使空时编码的输出信号中的一个输出信号经过Δτ的延时；

把各个选择的发送射束形成权值应用到经过延迟的和未经延迟的信号；

把各个加权信号送到信号合并器，执行该信号的求和功能，并且生成用于发送的信号；

把求和的信号送给多发送天线中的每个天线，进行发送；

经过物理信道h(k)发送该求和的信号；

在基本相同的时间上，在至少一个单接收天线处接收被发送信号的主要分量；以及

对该接收的信号进行空时解码。

32.根据权利要求31的方法，其中物理信道h(k)由时延为Δτ的两个时延射径h₁(k)、h₂(k)组成，选择射束形成权值，使得经过延迟的信号只经过基站多发送天线和接收天线之间的一条射径h₁(k)，而未经延迟的信号只经过基站多发送天线和接收天线之间的另一条射径h₂(k)。

33.根据权利要求31的方法，其中物理信道h(k)由时延为Δτ的两个时延射径h₁(k)、h₂(k)组成，选择射束形成权值，使得在基站处的平均发送SINR函数对每条射径最大化。

34.根据权利要求31的方法，其中物理信道h(k)由时延为Δτ的两个时延射径h₁(k)、h₂(k)组成，选择射束形成权值，使得在移动终端处的平均接收SINR函数最大化。

35.根据权利要求31的方法，其中物理信道h(k)由时延为Δτ的两个时延射径h₁(k)、h₂(k)组成，为每条射径选择射束形成权值，作为与该射径相对应的下行链路信道协方差矩阵(DCCM)的主特征向量。

36.根据权利要求31的方法，其中物理信道h(k)由时延为Δτ的两个时延射径h₁(k)、h₂(k)组成，时延Δτ可以从下行链路信道信息中得到。

37.根据权利要求31的方法，其中物理信道h(k)由时延为Δτ的两个时延射径h₁(k)、h₂(k)组成，时延Δτ可以从上行链路信道信息中得到。

38.根据权利要求31的方法，其中物理信道h(k)由多射径组成，其中两个主射径h₁(k)、h₂(k)被延迟Δτ，选择射束形成权值，使得经过延迟的信号只经过基站多发送天线和接收天线之间的一条射径h₁(k)，而未经延迟的信号只经过基站多发送天线和接收天线之间的另一条射径h₂(k)。

39.根据权利要求31的方法，其中物理信道h(k)由多射径组成，其中两个主射径h₁(k)、h₂(k)被延迟Δτ，选择射束形成权值，使得在基站处的平均发送SINR函数对每条射径最大化。

40.根据权利要求31的方法，其中物理信道h(k)由多射径组成，其中两个主射径h₁(k)、h₂(k)被延迟Δτ，选择射束形成权值，使得在移动终端处的平均接收SINR函数最大化。

41.根据权利要求31的方法，其中物理信道h(k)由多射径组成，其中两个主射径h₁(k)、h₂(k)被延迟Δτ，为每条射径选择射束形成权值，作为与该射径相对应的下行链路信道协方差矩阵(DCCM)的主特征向量。

42.根据权利要求31的方法，其中物理信道h(k)由多射径组成，其中两个主射径h₁(k)、h₂(k)被延迟Δτ，时延Δτ可以从下行链路信道信息中得到。

43.根据权利要求31的方法，其中物理信道h(k)由多射径组成，其中两个主射径h₁(k)、h₂(k)被延迟Δτ，时延Δτ可以从上行链路信道信息中得到。

44.一种通过具备两条时延射径h₁(k)、h₂(k)的物理信道h(k)、与具备至少一个单接收天线的移动终端进行通信的有多发送天线的基站，该基站中包括：

具备要被发送信号的输入和至少两个输出的空时编码器，每个输出生成单独信号；

至少两个发送射束形成器，每个都接收各个空时编码器的输出，并且对其应用发送射束形成权值；

信号合并器，从射束形成器接收信号，并且可用来执行来自射束形成器的信号的求和功能，和生成用于由多发送天线中每个天线发送的信号，其中Δτ的延迟被置于空时编码器和其中一个射束形成器之间，使得可以在基本相同的时间，在至少一个单接收天线处接收被发送信号的主要分量。

45.一种包含权利要求24的基站和一个移动终端的通信***，该移动终端具备至少一个单接收天线，和对该接收到的信号进行解码的空时解码器。

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