CN1454446A - 用双极点和单极点压力场建立虚拟环绕 - Google Patents

Abstract

虚拟3D音响技术的目的是将精确的声学环境印象传递给听者。这是通过传递逼真的定向声音印象完成的。大部分成功的3D音响技术建立在头部相关传输函数(HRTF)的基础之上。在本揭示中，我们将提供一种用双极点和单极点压力场建立所希望的印象的方法。目的是在不使用HRTF的情况下在听者的耳朵附近本地重建实际声音源将会产生的压力场。

Description

用双极点和单极点压力场建立虚拟环绕

发明背景

1.发明领域

本发明一般涉及用于例如只用两个前置扬声器的双极点和单极点压力场建立虚拟环绕声的一种方法和***，本发明尤其涉及在本地重建压力场，该场是在该地点没有声源的情况下在本地产生实际的声源。

2.相关技术描述

随着在DVD和其他媒介上的多声道音频的出现，就有了这样一种情况，听者希望在没有为了制造环绕声而增加后置扬声器所带来的不便的情况下享受聆听多声道音响(即，环绕声)的乐趣。例如，个人计算机和电视机通常配有两个扬声器，为了增加环绕声效果，听者通常需要增加后置扬声器。在很多情况下，这意味着需要连接导线到扬声器，而这将增加成本，并且有时在美学上令人不舒服。因此，需要只通过电子设备(如个人计算机和电视)所提供的两个扬声器来建立和多扬声器家庭影院***一样的声压场。

建立这样的***的一种方法是首先选择希望的虚拟扬声器位置。例如，前置扬声器可以处在正负45度的位置，中置扬声器可以处在0的位置度而环绕可以处在正负90度的位置。然后用合适的同侧和对侧位滤波器对音频声道进行滤波，这样的滤波器可以从头相关传输函数(HRTF)测量的冲激响应来得到。这些滤波器给了听者这样的印象：声源(即，虚拟扬声器)是从空间中的这些位置发出的。该***随后过滤每个音频声道，把所有的左信号加在一起，然后再相加右信号，使得把它们精简成立体声对。因为该***需要消除和左右立体声扬声器相关的串扰，所以该***随后用和实际的扬声器位置相关的逆HRTF变换来滤波左信号和有信号。为此，需要首先计算逆HRTF。但是，确定逆HRTF的一个缺点是需要测量耳朵的耳廓特征，即，需要进行物理测量，这可是既费时又费钱的复杂过程。因此，仍然需要在不必计算逆HRTF的情况下以计算上较简单的方式用两个扬声器来建立环绕音效的方法和***。

发明概述

本发明的一个总特征是为了用两个扬声器来建立环绕音响效果，提供了在不必计算逆头部相关转换函数(HRTF)的情况下以计算上较简单的方式建立所希望的位置效果的方法和***。根据本发明的一种示范方法和***用从单点源产生的双极点和单极点压力场建立希望的3D声音印象。即，本发明将听者的耳朵模拟成距离相隔2a的两个点，而不使用对环绕音效的HRTF测量，其中a代表听者的头部半径。因此，头部衍射等效应可能不会被明显地考虑在内。这里的本发明的一个方面是为了在听者的耳朵附近本地重建实际声源将产生的压力场。

根据本发明的示范方法和***消除了使用HRTF的一个缺点，尤其是使用耳朵的耳廓特征进行测量的缺点。这意味着听者随后“基本上”必须通过这些耳朵来收听。相反，通过本发明，听者耳朵附近的压力场被近似，使得不再建立传输函数中对声音进行润色的仿真峰波和陷波。

本发明的另一个特点是将听者周围的图像引导至水平面上任何希望的位置。这是通过把压力场分解成它的双极点和单极点部分从而建立所需的粒子运动来完成。

本发明的还有一个特点是提供了一种通过两个扬声器为用Dolby ProLogic或Dolby Surround编码的内容建立类似于多扬声器家庭影院***的声压场的有效方法。

根据本发明的一个方面，这些和其他特点是通过提供一种采用两个前置扬声器建立环绕声的方法来完成的，该方法包括以下步骤：提供声音源；将声音源分解成双极点和单极点项；将立体声扬声器建立的压力场分解成双极点和单极点项；找出对于双极点和单极点项的逆频率相应；根据 $\mathrm{\Δ}=\frac{{\mathrm{\Δ}}_R}{\[{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{Spk}}\]}$ 计算出双极点的近似值；根据 $\mathrm{\Σ}=\frac{{\mathrm{\Δ}}_R}{\[{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{Spk}}\]}$ 计算出单极点的近似值；将双极点和单极点信号的和提供给左扬声器；以及将双极点和单极点信号间的差异信号提供给右扬声器。

根据本发明的另一个方面，这些目的是通过提供一种用双极点和单极点校正滤波器来虚拟Dobly Prologic编码的立体声信号的方法而实现的，该方法包括以下步骤：提供立体声ProLogic信号，其中立体声信号包括左信号和右信号；通过从左信号中减去右信号计算双极点：通过把左信号加到右信号计算单极点；用低阶滤波器近似逆单极点和双极点的补偿传输函数；将包括补偿双极点信号和补偿单极点信号的信号提供给左扬声器；以及将包括补偿单极点信号减去补偿双极点信号的信号提供给右扬声器。

根据本发明的另一个方面，这些特点是通过提供一种用于调节调整立体声增强的宽度的增益(g)的方法来实现的，包括以下步骤：为立体声信号形成单极点和双极点补偿滤波器；以及将补偿双极点滤波器的值调节至希望的值，以改变环绕声效果。

根据本发明的再另一个方面，这些特点是通过提供一种用两个具有时延效果的前置扬声器建立环绕声的方法来实现的，该方法包括以下步骤：形成第一滤波器，它包括F1滤波器，其中滤波器F1是从扬声器到最近的听者的耳朵的第一传输函数；滤波器L1，该滤波器L1模拟从扬声器到最远的听者耳朵的头部阴影；形成滤波器A，它包括滤波器F2，其中滤波器F2是从希望的声音位置源来的第二传输函数，其中用2×1的矢量来描述该声音源，如果声音在听者的右边，那么第一个值是希望的声音信号，第二列值是0，如果声音在听者的左边，那么第一个值是0，第二列值是希望的声音信号；滤波器L2，该滤波器L2模拟从希望的声音位置源到最远的听者耳朵的头部阴影；将该列矢量和H(z)相乘，其中 $H\left(z\right)=\frac{1}{1-z^{{-2m}_1}G\left(z\right)}\left[\begin{array}{cc}1& -z^{{-m}_1}{L}_1\\ -z^{{-m}_1}{L}_1& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& -z^{{-m}_2}{L}_2\\ -z^{{-m}_2}{L}_2& 1\end{array}\right];$ 根据m1近似延时，其中 $m_1=\mathrm{Round}\left(\frac{2a{F}_s\sin \mathrm{\θ}}{c}\right);$ 根据 $\mathrm{\Δ}=\frac{1-z^{{-m}_2}{L}_2}{1-z^{{-m}_1}{L}_1}$ 计算双极点的近似；根据 $\mathrm{\Σ}=\frac{1+z^{{-m}_2}{L}_2}{1+z^{{-m}_1}{L}_1}$ 计算单极点的近似；将双极点和单极点信号的和提供给左扬声器；以及将双极点和单极点信号间的差值提供给右扬声器。

通过考虑下面的详细描述，并结合所附示图，本发明上述的以及其他很多的特点和附带的优点将变得更清晰。

附图简述

本发明较佳实施例的详细描述将参照所附示图进行。

图1是用四个扬声器为听者建立环绕声的现有技术的示范展示；

图2是根据本发明的一个实施例的函数|Δ_Spk|，且假设r₀＝1.0m，a＝0.09m，和θ＝20°的示意图；

图3是根据本发明的一个实施例的单极点频率响应的示意图；

图4是根据本发明的一个实施例的观众收听点源压力的示范展示；

图5是根据本发明的一个实施例的曲线函数|Δ_R|和|∑_R|的示意图，它们分别代表双极点和单极点；

图6是根据本发明的一个实施例的示意图，表示了对于放置在正负10°的扬声器以及90°处的虚拟源的双极点和单极点(Δ和∑)滤波器；

图7是根据本发明的一个实施例的示意图，表示了用第一阶滤波器来近似双极点和单极点(Δ和∑)的低频特性；

图8是根据本发明的一个实施例的示意图，表示了用滤波器以2个和3个四次幂来近似双极点和单极点(Δ和∑)的频率特性；

图9是根据本发明的一个实施例的示意图，表示了对于放置在θ＝-/+20的扬声器以及放置在φ＝90处的虚拟扬声器的双极点和单极点(Δ和∑)滤波器的低频近似；

图10是根据本发明的一个实施例的示范滤波器模拟电路图；

图11是根据本发明的一个实施例的具有可变基准(g)的立体声的示范展示；

图12是根据本发明的一个实施例的示范模拟电路；

图13是根据本发明的另一个实施例用两个扬声器来从四声道声卡建立环绕声的示范滤波器框图；

图14是根据图13中所揭示的实施例用两个实际的扬声器模拟来自四声道声卡环绕声的示范展示；

图15是根据图13中所揭示的另一个实施例用三个扬声器来支持四声道声卡的示范滤波器框图；

图16是根据图15中所揭示的实施例用三个实际的扬声器来模拟来自四声道声卡环绕声的示范展示；

图17是根据本发明的另一个实施例用四个前置实际扬声器来模拟来自四声道声卡环绕声的示范展示；

图18是根据图17中所揭示的实施例用四个前置扬声器支持四声道声卡的示范滤波器框图；

图19是展示听者以及相关传输函数的示意图；

图20是展示听者以及相关传输函数的另一个示意图；

图21是展示听者以及相关传输函数的另一个示意图；

图22是展示听者以及相关传输函数的另一个示意图；

图23是展示听者以及相关传输函数的进一步示意图；

图24是展示听者以及相关传输函数的另一个示意图；

图25是展示听者以及相关传输函数的示范框图；

图26是展示听者以及相关传输函数的示范模拟图；

图27是展示听者以及相关传输函数的另一个示范框图；

图28是展示听者以及相关传输函数的另一个图；

图29是双极点和单极点串扰滤波器的示意图；

图30是使用时延的级联双极点和单极点滤波器的示意图；

图31是球状头部模型双极点和单极点滤波器的另一个示意图；

图32是球状头部模型的另一个示意图；

图33是时延模型的示意图；以及

图34是点源模型的示意图。

发明详述

本描述不是出于限制的目的，而仅仅是为了展示本发明的的基本原理所做出的。本发明的详细描述段落的标题和总的结构是只为了方便的目的，并不试图限制本发明的。

双极点和单极点

如图1中所展示的例子，点Pt₁和Pt₂相隔距离2a被放置，其中a是听者头部10的半径。从Pt₁和Pt₂到右前置扬声器14的距离分别为r₁和r₂。在几何学中，这意味着左前置扬声器12和右前置扬声器14相隔距离2r₀被放置。环绕扬声器，即，左环绕扬声器16和右环绕扬声器18，产生在和听者的耳朵垂直的方向上发生受控的粒子运动，(假设听者面朝前方)。因此，如果两个前置扬声器在听者的耳朵附近只能产生相同的粒子运动，听者10将感受到和用环绕扬声器播放该信号相类似的体验。

例如，如果馈给左前置扬声器12信号W，馈给右前置扬声器14信号-W，那么这两个扬声器成为双极点，并使得粒子在它们之间前后移动。换言之，空气运动被控制成和听者的耳朵垂直。但是由于双极点具有和普通扬声器不同的频率辐射特性，所以可能需要修正差异。一旦修正之后，听者应该感受到令人信服的环绕声体验。下面是关于如何修正单极点和双极点的频率特性的讨论。

A.对点光源的双极点和单极点串扰消除器

所有的前置扬声器被处理成点源，那么前置扬声器在点Pt₁处(见图1)造成的压力可以被描述为： $P\left(P{t}_1\right)={\mathrm{ve}}^{\mathrm{i\ωt}}(\frac{e^{{\mathrm{ikr}}_2}}{r_2}-\frac{e^{{\mathrm{ikr}}_1}}{r_1})$

类似地，点Pt₂处的压力可以被描述为： $P\left({\mathrm{Pt}}_1\right)={-\mathrm{ve}}^{\mathrm{i\ωt}}(\frac{e^{{\mathrm{ikr}}_2}}{r_2}-\frac{e^{{\mathrm{ikr}}_1}}{r_1})$

其中W＝veiiwtωt；波数k＝ω/c，ω是角频率，c是音速，以及： $r_1=\sqrt{{r_0}^2+a^2+2a{r}_0\sin \mathrm{\θ}}$

和 $r_2=\sqrt{{r_0}^2+a^2-2a{r}_0\sin \mathrm{\θ}}$

此外，压力的大小可以被表述成： $\left|{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{Spk}}\right|\stackrel{\mathrm{def}}{=}\left|P\left({\mathrm{Pt}}_1\right)\right|=\left|P\left({\mathrm{Pt}}_2\right)\right|$

作为例子，图2中图示出了函数|Δ_Spk|，且假设r₀＝1.0，a＝0.09和θ＝20°。(见图1对变量的定义)

假设r₀＞＞a，即扬声器与听者之间的距离远大于听者头部的半径，那么用二项展开式，本领域的普通技术人员可以得出： $r_1=\mathrm{\ρ}(1+\frac{{\mathrm{ar}}_0}{{\mathrm{\ρ}}^2}\sin \mathrm{\φ})+O\left({\left(\frac{a}{\mathrm{\ρ}}\right)}^2\right)----\left(1.1\right)$ $r_2=\mathrm{\ρ}(1-\frac{{\mathrm{ar}}_0}{{\mathrm{\ρ}}^2}\sin \mathrm{\φ})+O\left({\left(\frac{a}{\mathrm{\ρ}}\right)}^2\right)$ 其中 $\mathrm{\ρ}=\sqrt{a^2+{r_0}^2},$ 因此： $\left|{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{Spk}}\left(k\right)\right|=|P\left({\mathrm{Pt}}_1\right)-P\left({\mathrm{Pt}}_2\right)|=\frac{v}{\mathrm{\ρ}}\left|2j\sin \left(\frac{{\mathrm{akr}}_0}{\mathrm{\ρ}}\sin \mathrm{\θ}\right)\right|+O\left(\frac{a^2}{{\mathrm{\ρ}}^2}\right)----\left(1.2\right)$ 因此声音与波长λ须满足

                                 λm＝asinθ(其中m是整数)导致了下述频率的频域中的陷波： $f_D=\frac{\mathrm{mc}}{a\sin \mathrm{\θ}}$

因此，需要补偿这些陷波和双极点的低频消除。为了补偿这样的表现，将对传输函数求逆。这意味着在图1中的Pt₁和Pt₂处用逆滤波器粒子运动来预先滤波信号，从而产生非常类似于环绕扬声器所建立的粒子运动。这意味着频率响应也得到了正确的补偿。

通过把相同的信号ue^iωt馈入左前置扬声器和右前置扬声器，在点Pt₁和Pt₂处压力的大小可以被表示为： $\left|{\mathrm{\Σ}}_{\mathrm{Spk}}\right|\stackrel{\mathrm{def}}{=}\left|P\left({\mathrm{Pt}}_1\right)\right|=\left|P\left({\mathrm{Pt}}_2\right)\right|=\left|u\right||\frac{e^{{\mathrm{ikr}}_1}}{r_1}+\frac{e^{{\mathrm{ikr}}_2}}{r_2}|----\left(1.3\right)$

利用(1.1)，上面的等式(1.3)可以进一步被表示为： $\left|{\mathrm{\Σ}}_{\mathrm{Spk}}\left(k\right)\right|=\frac{\left|u\right|}{\mathrm{\ρ}}\left|2\cos \left(\frac{{\mathrm{akr}}_0}{\mathrm{\ρ}}\sin \mathrm{\θ}\right)\right|+O\left(\frac{a^2}{{\mathrm{\ρ}}^2}\right)----\left(1.4\right)$

图3用例子的方式图示了单极点频率响应。这里满足下列条件的波长出现陷波：

                          (2m+1)λ＝4asinθ

因此，陷波出现在频率 $f_M=\frac{(2m+1)c}{4a\sin \mathrm{\θ}}$

这里，可以通过对该传输函数求逆并用它滤波输入信号u来修正前置扬声器对单声道信号的串扰。现在知道，和播放单声道、不同相信号(双极点)的前置扬声器相关的串扰可以被修正。另外，双极点项产生和听者耳朵完全垂直的粒子运动，单极点项产生在听者耳朵切向上的粒子运动。通过加权这些分量，根据本发明的方法和***可以将声音引导至任何希望的位置。

B.定位声音源

在图4中以例子的方式展示了当听者收听点源xe^iωt时，Pt₁处的压力可以被描述为： $P\left({\mathrm{Pt}}_1\right)={\mathrm{xe}}^{\mathrm{i\ωt}}\frac{e^{{\mathrm{ikR}}_1}}{R_1}$ 类似地，Pt₂处的压力可以被描述为： $P\left({\mathrm{Pt}}_2\right)={\mathrm{xe}}^{\mathrm{i\ωt}}\frac{e^{{\mathrm{ikR}}_2}}{R_2}.$

通过上述两个压力的相减和相加，它们可以如下地被描述： $\left|{\mathrm{\Δ}}_R\right|=|\frac{e^{{\mathrm{ikR}}_1}}{R_1}-\frac{e^{{\mathrm{ikR}}_2}}{R_2}|----\left(0.5\right)$ $\left|{\mathrm{\Σ}}_R\right|=|\frac{e^{{\mathrm{ikR}}_1}}{R_1}+\frac{e^{{\mathrm{ikR}}_2}}{R_2}|----\left(0.6\right)$

图5以例子的方式图示了函数|Δ_R|和|∑_R|。

假设R₀＞＞a，即扬声器听者之间的距离远大于听者头部的半径，那么用二项展开式： $\left|{\mathrm{\Δ}}_R\left(k\right)\right|=|P\left(R_1\right)-P\left(R_2\right)|=\frac{x}{\mathrm{\ρ}}\left|2j\sin \left(\frac{{\mathrm{akR}}_0}{\mathrm{\ρ}}\sin \mathrm{\φ}\right)\right|+O\left(\frac{a^2}{{\mathrm{\ρ}}^2}\right)---\left(0.7\right)$

和

其中 $\mathrm{\ρ}=\sqrt{a^2+{R_0}^2},$ 因此： $\tan \left(\mathrm{ak}\sin \mathrm{\φ}\right)=\frac{\left|{\mathrm{\Δ}}_R\right|}{\left|{\mathrm{\Σ}}_R\right|}----\left(0.9\right)$

通过将声音源分解成双极点和单极点项，根据本发明，双极点和单极点的幅值比可以被描述为和声音的方向成正比。如上面所讨论，陷波的位置和声音的方向有关。可以想象大脑能够加减这些信号以检测上述的梳状频率表现中的变化。正在留心这些陷波频率位置的听者能够确定声音的发源方向。

通过用两个扬声器给出该声音来源于方向φ的印象，根据本发明的***补偿了和来自于两个扬声器的双极点与单极点有关的串扰。为此，该***用 除双极点项，用

除单极点项以获得： $\mathrm{\Δ}=\frac{{\mathrm{\Δ}}_R}{\left[{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{Spk}}\right]}----\left(0.10\right)$

和 $\mathrm{\Σ}=\frac{{\mathrm{\Σ}}_R}{\left[{\mathrm{\Σ}}_{\mathrm{Spk}}\right]}.----\left(0.11\right)$

图6用例子的方式展示了代表对放置在正负10°处的扬声器和90°处的虚拟源的双极点和单极点(Δ和∑)滤波器的曲线图。因此，根据本发明的方法和***用±θ处的立体声扬声器建立了这样一种效果，即声音来自于φ角度处，这是通过将信号：

                      L_Spk＝∑+Δ    (0.12)

馈给左前置扬声器，而把信号：

                      R_Spk＝∑-Δ    (0.13)

馈给右前置扬声器实现的。

假设扬声器表现为点源，听者所听到的声音是： $\left[\begin{array}{c}{L}_{\mathrm{Ear}}\\ R_{\mathrm{Ear}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{e^{{\mathrm{ikr}}_1}}{r_1}& \frac{e^{{\mathrm{ikr}}_2}}{r_2}\\ \frac{e^{{\mathrm{ikr}}_2}}{r_2}& \frac{e^{{\mathrm{ikr}}_1}}{r_1}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{L}_{\mathrm{Spk}}\\ R_{\mathrm{Spk}}\end{array}\right]----\left(0.14\right)$

那么，在r₁和r₂的展开式中进行替换，等式进一步可以被描述为： $L_{\mathrm{Ear}}=\frac{e^{\mathrm{ik\ρ}}}{\mathrm{\ρ}}((L_{\mathrm{Spk}}+R_{\mathrm{Spk}})\cos \left(\mathrm{ka}\sin \mathrm{\θ}\right)-i(L_{\mathrm{Spk}}-R_{\mathrm{Spk}})\sin \left(\mathrm{ak}\sin \mathrm{\θ}\right))+O\left(\frac{a^2}{{\mathrm{\ρ}}^2}\right)----\left(0.15\right)$

和 $R_{\mathrm{Ear}}=\frac{e^{\mathrm{ik\ρ}}}{\mathrm{\ρ}}((L_{\mathrm{Spk}}+R_{\mathrm{Spk}})\cos \left(\mathrm{ka}\sin \mathrm{\θ}\right)+i(L_{\mathrm{Spk}}-R_{\mathrm{Spk}})\sin \left(\mathrm{ak}\sin \mathrm{\θ}\right))+O\left(\frac{a^2}{{\mathrm{\ρ}}^2}\right)----\left(0.16\right)$

重新组织等式(1.12)和(1.1 3)，可以得出：

                 ∑＝L_Spk+R_Spk

和

                 Δ＝L_Spk-R_Spk，

因此等式(1.15)和(1.16)可以写成： $L_{\mathrm{Ear}}=\frac{e^{\mathrm{ik\ρ}}}{\mathrm{\ρ}}(\mathrm{\Σ}\cos \left(\mathrm{ka}\sin \mathrm{\θ}\right)-\mathrm{i\Δ}\sin \left(\mathrm{ak}\sin \mathrm{\θ}\right))+O\left(\frac{a^2}{{\mathrm{\ρ}}^2}\right)----\left(0.17\right)$

和 $R_{\mathrm{Ear}}=\frac{e^{\mathrm{ik\ρ}}}{\mathrm{\ρ}}(\mathrm{\Σ}\cos \left(\mathrm{ka}\sin \mathrm{\θ}\right)+\mathrm{i\Δ}\sin \left(\mathrm{ak}\sin \mathrm{\θ}\right))+O\left(\frac{a^2}{{\mathrm{\ρ}}^2}\right)----\left(0.18\right)$

通过使用∑_Spk、Δ_Spk、∑_R和Δ_R(等式(1.2)，(1.4)，(1.7)和(1.8))的渐进式，可以得出： $\mathrm{limi}{t}_{a/\mathrm{\ρ}\→0}\left|\mathrm{\Σ}\right|=\left|\frac{\cos \left(\mathrm{ak}\sin \mathrm{\ϕ}\right)}{\cos \left(\mathrm{ak}\sin \mathrm{\θ}\right)}\right|----\left(0.19\right)$

和 $\mathrm{limi}{t}_{a/\mathrm{\ρ}\→0}\left|\mathrm{\Δ}\right|=\left|\frac{\sin \left(\mathrm{ak}\sin \mathrm{\φ}\right)}{\sin \left(\mathrm{ak}\sin \mathrm{\θ}\right)}\right|----\left(0.20\right)$

假设R₀＝r₀，r₀＞＞a。将这些表达式替换到等式(1.17)和(1.18)中，可以得出： $L_{\mathrm{Ear}}=\frac{e^{\mathrm{ik\ρ}}}{\mathrm{\ρ}}(\cos \left(\mathrm{ka}\sin \mathrm{\φ}\right)-i\sin \left(\mathrm{ak}\sin \mathrm{\φ}\right))+O\left(\frac{a^2}{{\mathrm{\ρ}}^2}\right)$

和 $R_{\mathrm{Ear}}=\frac{e^{\mathrm{lk\ρ}}}{\mathrm{\ρ}}(\cos \left(\mathrm{ka}\sin \mathrm{\φ}\right)+i\sin \left(\mathrm{ak}\sin \mathrm{\φ}\right))+O\left(\frac{a^2}{{\mathrm{\ρ}}^2}\right)$

我们可以将它们表示成： $L_{\mathrm{Ear}}=\frac{e^{\mathrm{ik}(\mathrm{\ρ}-a\sin \mathrm{\φ})}}{\mathrm{\ρ}}+O\left(\frac{a^2}{{\mathrm{\ρ}}^2}\right)----\left(0.21\right)$

和 $R_{\mathrm{Ear}}=\frac{e^{\mathrm{ik}(\mathrm{\ρ}+a\sin \mathrm{\φ})}}{\mathrm{\ρ}}+O\left(\frac{a^2}{{\mathrm{\ρ}}^2}\right)----\left(0.22\right)$

本领域的普通计算人员从上面可以得到在左耳和右耳所听到的信号之间存在着延时： $\mathrm{\τ}=2\frac{a\sin \mathrm{\φ}}{c}----\left(0.23\right)$

根据Rayleigh[4]，已知这样的延时将给出方向线索。因此，可以将到左耳和右耳的信号的∑和Δ的低频近似延时为预期的量，来用正负θ处的扬声器给听者声音源处在φ角度处的印象。

有多种方法可以实现延时，以在听者的耳朵处建立希望的压力场，并给出环绕声的印象。根据本发明的一个方面，可以用第一阶坡型滤波器来近似∑和Δ，使得不需要额外的存储器来实现延时。根据本发明的另一个方面，用滤波器，它们可以简单的模拟滤波器电路来实现，而不需要用模拟组件来实现延时，后者实现起来通常要比滤波器更昂贵。

C.对点源的简单近似

根据本发明的一个实施例，通过用上面的等式(1.3)，(1.4)，(1.5)和(1.6)实现对Δ和∑的低频近似。 $\left|\mathrm{\Σ}\right|=\left|\frac{{\mathrm{\Σ}}_{\mathrm{\φ}}}{{\mathrm{\Σ}}_0}\right|=\left|\frac{(\frac{e^{{\mathrm{ilkR}}_1}}{R_1}+\frac{e^{{\mathrm{ikR}}_2}}{R_2})}{(\frac{e^{{\mathrm{ikr}}_1}}{r_1}+\frac{e^{i{\mathrm{kr}}_2}}{r_2})}\right|$

和 $\left|\mathrm{\Δ}\right|=\left|\frac{{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{\φ}}}{{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{\θ}}}\right|=\left|\frac{\frac{e^{{\mathrm{ikR}}_1}}{R_1}-\frac{e^{\mathrm{ik}{R}_2}}{R_2}}{\frac{e^{\mathrm{ik}{r}_1}}{r_1}-\frac{e^{i{\mathrm{kr}}_2}}{r_2}}\right|$

即，用等式(1.5)，(1.6)，(1.7)和(1.8)，本领域的普通技术人员从上面结论中可以将∑和Δ的渐进表现表示为： ${\mathrm{Limit}}_{\underset{a/\mathrm{\ρ}\→0}{k\→}0}\left|\mathrm{\Σ}\right|=1----\left(0.1\right)$

和 ${\mathrm{Limit}}_{\underset{a/\mathrm{\ρ}\→0}{k\→}0}\left|\mathrm{\Δ}\right|=\left|\frac{\sin \mathrm{\φ}}{\sin \mathrm{\θ}}\right|----\left(0.2\right)$

换言之，根据本发明，说明了∑和Δ的低频表现和听者的头部大小无关。此外，对于低频而言∑和Δ都是平坦的；如图7中以例子的形式所展示的。即，在该实施例中，本发明用简单的第一阶滤波器来近似Δ和∑的低频表现。图7以例子的方式图示了Δ和∑两者的简单近似曲线图(包括∑的近似受到限制的情况)。

根据本发明，通过只近似Δ和∑的低频表现可以得到好的图像。换言之，通过只近似低频端，可以获得Δ和∑的实际频率表现的好的近似图像。这允许使用第一阶坡型滤波器，并给出了对|Δ|的较好近似(达1.5kHz)。由于对于上限至约400Hz的频率而言-∑是平坦的，因此这可以用常数来近似。可选地，如图7所示，第二阶陷波滤波器可以给出更好的近似。图8用例子展示了对使用2个和3个四次幂的∑和Δ的近似。为了获得更好的近似，可以使用更多的四次幂。

根据本发明的另一个方面，当点源模型变得不精确时，不需要高频近似表现。但是，如果需要的话，这也是处于本发明的范围内的。要注意根据本发明，平滑的点源模型基本上给出了对上限为10kHz的频率的Rayleigh球形头部模型的近似。可以参见Princeton出版社1986年出版的Morse P.和Ingard K.所著的“Theoretical Acoustic”一书中对Rayleigh球形头部模型的解释。

如上面所讨论，通过实现对Δ和∑的近似，根据本发明的方法生成左耳和右耳间的所需延时，以用两个扬声器生成环绕声。另外，由于Δ和∑可以被表示为简单滤波器，根据本发明的方法可以构建模拟电路来给出这样的空间音效，而不是在通常更加复杂的模拟电路中实现延时。换言之，本发明用滤波器来表示Δ和∑的近似。使用Δ和∑近似的一个优点是该近似采用滤波器更易于计算和实现，而不是用模拟电路来表示实际的Δ和∑。

另外，用根据本发明的方法和***，通过按照等式(2.2)调整低通坡型滤波器的DC高度可以改变声音显现出的位置。例如，为了用放置在正负20度位置的扬声器将声音引导至90度处，DC偏置需要是sin(90)/sin(20)，即，∑值的近三倍。图9用例子展示了放置在正负20度处的扬声器(即，点源)和放置在90度处的虚拟扬声器(即，点源)的Δ和∑的曲线图以及上述的简单近似，以展示相关性。

另外，可以使用适合于90度计算的坡型滤波器，且实际的扬声器可以被放置在正负θ角处。那么坡型滤波器可以被用来通过调整双极点滤波器Δ的DC偏置到

而把声音引导至另一个角度(比如说φ)。坡型滤波器的拐点通常是角度φ的函数，但是低频定位通常是由双极点滤波器Δ(0)确定的。考虑到这一点，本发明建立了可通过调整电阻值被用于引导声音位置的简单模拟电路。图10用例子展示了建立此种效果的模拟电路。另外，可以按照图10中以例子的方式所展示的滤波器框图来实现滤波器。

如图10中用例子所展示地，块Δ和∑中的滤波器可以是第一阶坡型滤波器。需要的话，听者还可以调节参数g。这样(即，调节g)可以改变听觉氛围的印象，这影响了双极点滤波器(Δ(ω))相对于单极点的DC偏置，因此有效地将声音表象源引导至φ＝arcsin(g*Δ(0)*sinθ)角度处；如图11中以例子的方式所展示的。在该实施例中，可以假设扬声器在相对于听者的正负θ处。

在本发明的另一个实施例中，可以数字化地实现滤波器框图，或者用4个运算放大器以简单的模拟电路来实现，如图12中以例子的方式所展示的。(图12在哪里)

本发明的另一个实施例用于支持个人计算机(PC)的四声道声卡。尽管四声道声卡正变得越来越普遍，也有可能出现听者不方便让四个扬声器围绕着自己的情况。换言之，听者必须购买另外两个扬声器，并且必须将导线连接到扬声器。另外，对于便携式的膝上型计算机，在听者背后放置环绕扬声器在很多情况下是不现实的。

因此，如图13所示，显示了一个滤波器框图，它可以只用两个扬声器来建立有四个扬声器环绕着听者的错觉。如图14中以例子的方式所展示的，两个实际的扬声器可以模拟环绕音效，就像环绕声来自于四个虚拟扬声器一样。

本发明的再一个实施例用于由三个扬声器建立环绕音效。如图15中以例子的方式所展示的，显示了另一个滤波器框图，它可以只用三个扬声器来建立有四个扬声器环绕着听者的错觉。图16以例子的方式对此进行了展示，图中有两个前置扬声器，而在听者背后放置了第三个扬声器以给出强烈的后部印象。特别地，第三扬声器可以被耦接到听者的座位上，并直接地位于听者头部的后方。

再进一步，本发明的另一个实施例用在听者前方的四个支持四声道声卡的扬声器模拟环绕声，如图17中的例子所示。为此，图18以例子的方式展示了再一个滤波器图，它可以用四声道声卡由听者前方的四个扬声器建立环绕声。

对于实现框图而言，它们可以通过本领域的普通技术人员已知的多种方法来实现。例如，框图可以采用模拟电路或者数字电路来实现。在数字领域中，可以用例如第一阶滤波器把声音源引导至任何希望的位置。

本发明的再一个特征是提供了一种通过两个扬声器为用Dolby ProLogic或Dolby Surround编码的内容建立类似于多扬声器家庭影院***的声压场的有效方法。例如，如图19以例子方式所展示的，通过把|P(Pt₁)|描绘成频率的函数，低频可以被抑制。(在图4中该曲线被标记为双极点)。为了补偿该辐射频率表现，将提高信号的低频v和-v。如果这被正确完成，本发明为听者建立了平坦的响应，在仍旧保持希望的粒子运动同时给出了环绕扬声器的印象。参见图20，为了正确地补偿该消除，本发明对|P(Pt₁)|求逆。如图20中以例子的方式展示的，图示了四个不同扬声器角度的许多不同的低频提升修正。即，当实际扬声器的角度θ减小时(即，它们靠的越来越近)，和本领域的普通技术人员预期的一样需要提高低频提升(S_Boost)。

为了找出对听者耳朵处的压力的近似，可以做出下列假设：a＜＜r₀，且定义 $\mathrm{\ρ}=\sqrt{r\frac{2}{0}+a^2}.$ 可以得到听者左耳处的压力为： $P\left({\mathrm{Pt}}_1\right)=-\frac{2{\mathrm{ve}}^{i(\mathrm{\ωt}+\mathrm{\ρk})}}{\mathrm{\ρ}}i\sin \left(\mathrm{ka}\sin \mathrm{\θ}\right)+O\left(\frac{a^2}{{\mathrm{\ρ}}^2}\right)$

通过把r₁和r₂关于

展开成二项展开式，希望的低频提升可以被表示为： $S_{\mathrm{boost}}\≈\frac{\mathrm{i\ρ}}{2\sin \left(\mathrm{ka}\sin \mathrm{\θ}\right)}$

如果经过左右扬声器的信号L_Spk＝S_Boostv和R_Spk＝-S_Boostv分别为： $\left[\begin{array}{c}{L}_{\mathrm{ear}}\\ R_{\mathrm{ear}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{e^{\mathrm{ikr}1}}{r_1}& \frac{e^{\mathrm{ikr}2}}{r_2}\\ \frac{e^{\mathrm{ikr}2}}{r_2}& \frac{e^{\mathrm{ikr}1}}{r_1}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{L}_{\mathrm{Spk}}\\ R_{\mathrm{Spk}}\end{array}\right]$

那么听者将把扬声器假想成点源而聆听。通过再一次把r₁和r₂关于 展开： $L_{\mathrm{ear}}=\frac{e^{\mathrm{ik\ρ}}}{\mathrm{\ρ}}((L_{\mathrm{spk}}+R_{\mathrm{spk}})\cos \left(\mathrm{ka}\sin \mathrm{\θ}\right)-i(L_{\mathrm{spk}}-R_{\mathrm{spk}})\sin \left(\mathrm{ka}\sin \mathrm{\θ}\right))+O\left(\frac{a^2}{p^2}\right)----(1.A)$

和 $R_{\mathrm{ear}}=\frac{e^{\mathrm{ik\ρ}}}{\mathrm{\ρ}}((L_{\mathrm{spk}}+R_{\mathrm{spk}})\cos \left(\mathrm{ka}\sin \mathrm{\θ}\right)+i(L_{\mathrm{spk}}-R_{\mathrm{spk}})\sin \left(\mathrm{ka}\sin \mathrm{\θ}\right))+O\left(\frac{a^2}{{\mathrm{\ρ}}^2}\right)----(2.A)$

由于L_Spk和R_Spk对于双极点不同相，

                          L_Spk+R_Spk＝0

和 $\frac{\mathrm{i\ρv}}{\sin \left(\mathrm{ka}\sin \mathrm{\θ}\right)}=L_{\mathrm{Spk}}-R_{\mathrm{Spk}}$

将这些表达式代入等式(1.A)和(2.A)，那么

                          L_eαr＝e^lkρν

和

                          R_eαr＝-e^lkρν

这些是当放置在和听者相隔距离ρ处的环绕扬声器播放出信号ν和-ν时听者所听见的信号。

通过提升低频和并在右前置和左前置扬声器中播放不同相信号，随后听者应该获得与距离听者ρ处的环绕扬声器正在播放相同信号的类似声学印象。

换言之，一旦提升了低频，双极点项将建立对应于环绕压力场的一个压力场。此时的粒子运动被控制成和听者的耳朵垂直。为了建立在听者耳朵切向上的分量，根据本发明的方法和***从右前置和左前置扬声器播放相同的信号，即，ue^iωt。即，ue^iωt在Pt₁和Pt₂处所造成的压力为： $P\left({\mathrm{Pt}}_1\right)=P\left({\mathrm{Pt}}_2\right)={\mathrm{ue}}^{\mathrm{i\ωt}}(\frac{e^{{\mathrm{ikr}}_2}}{r_2}+\frac{e^{{\mathrm{ikr}}_1}}{r_1})$

图19通过例子展示了对位于+5°处的扬声器而言，该函数的量值是频率的函数。(在图4中该曲线被标记为“单极点”)。本领域的普通技术人员从上面可以得出对于单极点信号的修正传输函数的渐进表现为： $M=$ $\frac{\mathrm{\ρ}}{2\cos \left(\mathrm{ka}\cos \mathrm{\θ}\right)}----(3.A)$

图21通过例子展示了对位于+5°、+10°和+15°处的单极点和双极点修正滤波器的曲线图。换言之，扬声器靠得越近，要求的提升就越高。

为了建立修正环绕和单极点项，根据本发明的方法和***将以下信号馈给左扬声器和右扬声器：

                     L_Spk＝Mu+Dv

和

                     R_Spk＝Mu-Dv

其中 $M=\frac{\mathrm{\ρ}}{2\cos \left(\mathrm{ka}\sin \mathrm{\θ}\right)}----(4.A)$

和 $D=\frac{\mathrm{i\ρ}}{2\sin \left(\mathrm{ka}\sin \mathrm{\θ}\right)}----(5.A)$

本领域的普通技术人员由上可以把等式(1.A)和(2.A)表示成： $L_{\mathrm{ear}}=\frac{e^{\mathrm{ik\ρ}}}{\mathrm{\ρ}}(\mathrm{Mu}\cos \left(\mathrm{ka}\sin \mathrm{\θ}\right)-\mathrm{iDv}\sin \left(\mathrm{ka}\sin \mathrm{\θ}\right))+O\left(\frac{a^2}{{\mathrm{\ρ}}^2}\right)----(6.A)$

和 $R_{\mathrm{ear}}=\frac{e^{\mathrm{ik\ρ}}}{\mathrm{\ρ}}(\mathrm{Mu}\cos \left(\mathrm{ka}\sin \mathrm{\θ}\right)+\mathrm{iDv}\sin \left(\mathrm{ka}\sin \mathrm{\θ}\right)+O\left(\frac{a^2}{{\mathrm{\ρ}}^2}\right)----(7.A)$

因此，观众可以听见： $L_{\mathrm{ear}}=e^{\mathrm{ik\ρ}}(u+v)+O\left(\frac{a^2}{{\mathrm{\ρ}}^2}\right)----(8.A)$

和 $R_{\mathrm{ear}}=e^{\mathrm{ik\ρ}}(u-v)+O\left(\frac{a^2}{{\mathrm{\ρ}}^2}\right)----(9.A)$

换言之，听者耳朵处的声压场被分解成两个不同的分量，双极点和单极点。通过调整和双极点相关的单极点的相对幅值，根据本发明的方法和***可以影响环绕效果的印象。例如， $M=\mathrm{\θ}\frac{\mathrm{\ρ}}{2\cos \left(\mathrm{ka}\sin \mathrm{\θ}\right)},----(10.A)$

随后通过让g大于标称值，单极点将支配环绕，造成减小的声音级(soundstage)的感觉。反过来，通过让g小于标称值，随之可以提高空间声音级。因此，根据本发明的方法和***可以通过改变g来调节环绕效果。

图22通过例子展示了对位于+5°、+10°和+15°处的扬声器的单极点信号的修正滤波器的曲线图。由于这些修正滤波器相对较简单，所以可以在它们频率范围的很大一部分上使用简单的第一阶坡型滤波器来近似。图23通过例子展示了±5°的修正滤波器的曲线图，以及对它们的简单的第一阶近似。该近似为下列形式的滤波器L(z)： $L\left(z\right)=\frac{b_0+b_1{z}^{-1}}{1+a_1{z}^{-1}}----(11.A)$

由于对单极点信号的修正滤波器在它的大部分频率范围内都是平坦的，所以可以通过乘以一个常数来进一步简化所需的滤波。如图24通过例子的方式所示，当把单极点项处理为常数时，可以给出对±5°修正滤波器的另一个近似，而对双极点修正滤波器的近似实质上是对200Hz以上的双极点滤波器进行了近似。该近似的一个好处是第一阶坡型滤波器的极点向内移动，并从双极点修正滤波器的单位圆上移开。在用固定点算法实现滤波器的情况下，这有助于减小舍入误差。

D.DOLBY环绕和立体声增强的简单虚拟

Dolby Surround或Prologic编码过程包括将多声道数据混频到以下的立体声对中： $L_t=L+\frac{C}{\sqrt{2}}-\frac{S}{\sqrt{2}}$

和 $R_t=R+\frac{C}{\sqrt{2}}+\frac{S}{\sqrt{2}}$ $L_t=L_F+\frac{C}{\sqrt{2}}-\frac{R_s+L_s}{\sqrt{2}}$ 其中：总左声道L_t包括环绕声道、左前声道和中间声道，而总右声道R_t包括环绕声道、右前声道和中间声道。要注意，Dolby推荐3/2Dolby Digital(AC3)模式的立体声下混频应该是：

和 $R_t=R_F+\frac{C}{\sqrt{2}}+\frac{R_s+L_s}{\sqrt{2}},$ 其中C、R_F、L_F、R_S和L_S分别是中间声道、右前声道、左前声道、右环绕声道和左环绕声道。

为了提供环绕声的体验，本发明的使得环绕声道似乎来自于听者的两侧，而前声道来自于前方。即，正如根据本发明和方法和***那样，环绕信号似乎来自于两侧且提升了上一部分中所描述不同信号的问题。为此，形成了DolbySurround(Prologic)的和与差。差生成了双极点项，而和生成了直接的分量或单声道的分量。通过从L_t中减去R_t，可以得到下面的双极点表达式： $v=L_t-R_t=(L-R)-\sqrt{2}S;$

通过对R_t和L_t求和，可以得到下面的单极点表达式： $u=R_t+L_t=(L+R)+\sqrt{2}C-----(13.A)$

通过用低频坡型滤波器LP_D滤波该信号，可以提升L_t-R_t信号的低频来补偿双极点的辐射特性。

如图24中用例子方式所展示的，听者应该会以在用环绕扬声器回放恰当解码的Dolby Surround声道的情况相同的方式体验到环绕声道包围着它的感觉。来自于左前和右前声道间的差异的任何声音也可以在低频处被提升。如图24的例子所示，为了修正单极点信号，本发明用高通坡型滤波器HP_M对它进行滤波。馈给左扬声器和右扬声器的信号可以被表示为：

              L_Spk-HP_Mu+_LPDv       (14.A)

和

              R_Spk-HP_Mu-L_PDv       (15.A)

由于HP_x和LP_x可近似为： $\mathrm{Dv}$ $=\frac{\mathrm{\ρ}\·v}{2\sin \left(\mathrm{ka}\sin \mathrm{\θ}\right)}$

和 $\mathrm{Mu}=\frac{\mathrm{\ρu}}{2\cos \left(\mathrm{ka}\sin \mathrm{\θ}\right)}$

那么等式(6.A)和(7.A)可以被用于在前置声道上显示这些传输函数的效果。本领域的普通技术员从上面可以得到： $L_{\mathrm{ear}}=e^{\mathrm{i\ρ}}(L+\sqrt{2}C-\sqrt{2}S)+O\left(\frac{a^2}{{\mathrm{\ρ}}^2}\right)----(16.A)$

和 $R_{\mathrm{ear}}=e^{\mathrm{i\ρ}}(R+\sqrt{2}C+\sqrt{2}S)+O\left(\frac{a^2}{{\mathrm{\ρ}}^2}\right)----(17.A)$

即，本发明消除了和左前以及右前声道相关的串扰，而在用多扬声器***播放解码的Dolby Surround或ProLogic信号时听者常常会听见这种串扰。这可以用滤波器LP_D和HP_M数字化地实现，或者以简单的模拟电路来实现。图25展示了表示上述的一个滤波器框图的例子。另外，图26展示了适用该滤波器结构的一种模拟电路可能实现的实施例。

如果将上面的滤波器结构应用到普通的立体声信号，那么将实质提升左声道和右声道之间的任何不同相信号，并建立环绕的印象。可选地，原始的左声的和右声道的一部分被混合，并且如图27中的例子所示，可以被返回至输出。图28通过例子展示了听者和相关的传输函数。

E.利用延时

在上一段中，本发明将扬声器和非立体声模拟成了点源。为了补偿特定波长(频率)处的消音，可以使用的另一个模型是延时，以找出对侧和同侧传输函数。再次考虑图1，并假设对侧和同侧传输函数可以表示为： $A=F{L}_1{z}^{-m_1}$

和

                        S＝F

整数m₁等于： $m_1=\mathrm{Round}\left(\frac{2a{F}_s\sin \mathrm{\θ}}{c}\right)$ 其中c是音速，而F_S是采样速率。

L₁是模拟了头部阴影效果的低通坡型滤波器。F模拟了同侧传输函数。因此： ${\left[\begin{array}{c}{Y}_L\\ Y_R\end{array}\right]}_{\mathrm{Ear}}=F\left[\begin{array}{cc}1& z^{-m_1}{L}_1\\ z^{-m_1}{L}_1& 1\end{array}\right]{\left[\begin{array}{c}{X}_L\\ X_R\end{array}\right]}_{\mathrm{Spk}}$

该矩阵的逆矩阵为： $=\frac{1}{F(1-z^{-2m_1}{L_1}^2)}\left[\begin{array}{cc}1& -z^{-m_1}{L}_1\\ -z^{-m_1}{L}_1& 1\end{array}\right]$

由于F相同地影响两个信号；所以可以被设置成统一的。因此给出了消除信号的串扰： ${\left[\begin{array}{c}{Y}_L\\ Y_R\end{array}\right]}_{\mathrm{Ear}}=\frac{1}{(1-z^{-2m_1}{L_1}^2)}\left[\begin{array}{cc}1& -z^{-m_1}{L}_1\\ -z^{-m_1}{L}_1& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{X}_L\\ X_R\end{array}\right]$

如果头部没有低通阴影效果，单位圆上的2m1极点可以位于 处。因此，低通滤波器L(z)使得串扰消除器更加稳定，并模拟了声音的高频衰减。该低通滤波器被设计成使得极点从单位圆上向内移动。下面假设： $L\left(z\right)=\frac{b_0+b_1{z}^{-1}}{1+a_1{z}^{-1}}$

通过对信号X_L和X_R相加减，有： ${{\mathrm{\Δ}}^{-1}}_{\mathrm{SapT}}=\frac{1}{1-L_1\left(z\right)z^{-m_1}}$

和 ${{\mathrm{\Σ}}^{-1}}_{\mathrm{SpkT}}=\frac{1}{1+L_1\left(z\right)z^{-m_1}}.$

图29展示了函数∑^-1 _SpkT和Δ^-1 _SpkT的曲线图。

再次假设声音x位于相对于听者φ角度的地方，可以给出同侧和对侧传输函数： $A_{\mathrm{\φ}}=F{L}_2{z}^{-m_2}$

和

                   S_φ＝F

因而消除串扰的位置滤波器可以被表示为： $H\left(z\right)=\frac{1}{1-z^{-2m_1}G\left(z\right)}\left[\begin{array}{cc}1& -z^{-m_1}{L}_1\\ -z^{-m_1}{L}_1& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& z^{{-m}_2}{L}_2\\ z^{-m_2}{L}_2& 1\end{array}\right]$

因此位置双极点和单极点滤波器为： $\mathrm{\Δ}=\frac{1-z^{-m_2}{L}_2}{1-z^{-m_1}{L}_1}$

和 $\mathrm{\Σ}=\frac{1+z^{-m_2}{L}_2}{1+z^{-m_1}{L}_1}$ 其中G(z)＝L₁(z)²…。图30展示了对于90度处的虚拟源和正负20度处的扬声器的∑和Δ的曲线图。

F.球形头部模型

为了看出这些近似有多么得好，可以将它们和Rayleigh[5]的球形头部模型进行比较。图31展示了用球形头部模型来计算从球面上±20°处的扬声器和90°处的声音到±120°处的位置处(代表耳朵的位置)的传输函数。即，时延(图30)和点源给出了在上限为2kHz范围内对这些滤波器(图31)的合理近似。要注意实际扬声器靠的越近，这些近似就得到越大的改进。例如，如果实际扬声器位于±10°处，那么在上限大约6kHz的范围内对于点源和延时的近似都是合理的，见图32、33和34。

通过测量特定方向的HRTF，并计算级联的∑和Δ滤波器，随后使滤波器给出位置信息，但是可能会使得得到的虚拟声音图像变得空洞或被扭曲。为了改进这些滤波器，Cooper Bauck[Cooper D.，Bauck 1989.Prospect for transauralrecording.J.Audio.Eng.Soc.Vol.37，pp.3-19.]设计了一种平均化方法。为了实现Cooper Bauck的平均化方法，单极点和偶极点滤波器必须按照组合滤波器的绝对幅值来划分。利用Cooper Bauck平均化来计算消除串扰滤波器和位置滤波器，就有： $\mathrm{\Δ}=\frac{{\mathrm{\Δ}}_R}{{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{Spk}}}\frac{E_{\mathrm{Spk}}}{E_R}$

和 $\mathrm{\Σ}=\frac{{\mathrm{\Σ}}_R}{{\mathrm{\Σ}}_{\mathrm{Spk}}}\frac{E_{\mathrm{Spk}}}{E_R}$

其中 $E=\sqrt{|\mathrm{\Δ}{|}^2+|\mathrm{\Σ}{|}^2}.$ 换言之，如果∑和Δ具有相同的区域中的峰波或陷波，那么该平均化将会平滑这些波动。特别是，和定位频带相关的空间线索将使得某些频带中的∑和Δ幅值减小(或增大)。因此这样的平均化可能损坏某些空间信息，这些空间信息可以帮助解决和干扰锥形相关的一些不确定性。因此，它除去了大部分和耳廓相关的谱陷波。

点源模型和延时模型给出了对级联的位置的球形头部模型和消除串扰滤波器的合理较佳近似。

尽管已经就上面的较佳实施例对本发明进行了描述，但是对于本领域的技术人员而言，很显然能对上述较佳实施例作出许多修改/或补充。

最后，要指出的是上面已经揭示了本发明的具体示范实施例。但是，应该理解的是本发明不限于这些具体的实施例。对于权利要求，申请人希望这些权利要求不应该按照35 U.S.C.§112第六段来解释，除非“装置”一词之后使用了功能性描述。

Claims (16)

1.一种用两个前置扬声器建立环绕声的方法，其特征在于，包括以下步骤：

提供声音源；

将声音源分解成双极点和单极点项；

将立体声扬声器建立的压力场分解成双极点和单极点项；

得出对双极点和单极点项的逆频率响应；

根据 $\mathrm{\Δ}=\frac{{\mathrm{\Δ}}_R}{\[{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{Spk}}\]}$ 计算对双极点的近似；

根据 $\mathrm{\Σ}=\frac{{\mathrm{\Σ}}_R}{\[{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{Spk}}\]}$ 计算对单极点的近似；

把双极点和单极点信号的和提供给左扬声器；以及

把双极点和单极点信号间的差提供给右扬声器。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，声音源形成在和听者相距R的预定位置处。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，对每个声音源的位置进行分解。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，近似由滤波器完成。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，滤波器是低阶滤波器。

6.一种用双极点和单极点修正滤波器虚拟Dobly ProLogic编码的立体声信号的方法，其特征在于，包括以下步骤：

提供立体声ProLogic信号，其中立体声信号包括左信号和右信号；

通过从左信号中减去右信号来计算双极点；

通过用左信号加上右信号来计算单极点；

用低阶滤波器近似逆单极点和双极点补偿传输函数；

将包括补偿双极点信号和补偿单极点信号的信号提供给左扬声器；以及

将包括补偿单极点信号减去补偿双极点信号的信号提供给右扬声器。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，双极点是第一阶滤波器。

8.如权利要求6所述的方法，其特征在于，单极点和双极点滤波器不需要在高频倾向于相同值。

9.如权利要求6所述的方法，其特征在于，用点源近似计算滤波器。

10.如权利要求6所述的方法，其特征在于，双极点补偿滤波器具有大于10db的低频提升。

11.如权利要求6所述的方法，其特征在于，立体声信号是ProLogic信号。

12.一种通过调节增益(g)来调整立体声增强的宽度的方法，其特征在于，包括以下步骤：

为立体声信号形成单极点和双极点补偿滤波器；以及

将补偿双极点滤波器的增益调节到希望的值以改变环绕音效。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，增益在0.0db和-20.0db之间可调。

14.如权利要求12所述的方法，其特征在于，立体声信号是ProLogic信号。

15.一种用两个前置扬声器建立具有延时的环绕声的方法，其特征在于，包括以下步骤：

形成第一滤波器，包括：

滤波器F1，其中滤波器F1是从扬声器到听者最近的耳朵的第一传输函数；

滤波器L1，其中滤波器L1模拟了从扬声器到听众最远的耳朵的听者头部的头部阴影；

形成滤波器A，包括：

滤波器F2，其中滤波器F2是从希望的声音源位置到听者最近的耳朵的第二传输函数，其中用2×1列矢量来描述声音源，且：

如果声音位于听者的右边，那么第一个值是希望的声音信号，第二列的值是0；

如果声音位于听者的左边，那么第一个值是0，第二列的值是希望的声音信号；

滤波器L2，其中滤波器L2模拟了希望的声音位置源到听者最远的耳朵的头部阴影；

将该列矢量和H(z)相乘，其中 $H\left(z\right)=\frac{1}{1-z^{-2m_1}G\left(z\right)}\left[\begin{array}{cc}1& -z^{{-m}_1}{L}_1\\ -z^{{-m}_1}{L}_1& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& -z^{{-m}_2}{L}_2\\ -z^{-m_2}{L}_2& 1\end{array}\right];$

根据m₁近似延时，其中 $m_1=\mathrm{Round}\left(\frac{2a{F}_s\sin \mathrm{\θ}}{c}\right).$

16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，补偿滤波器可以被表示为由 $\mathrm{\Δ}=\frac{1-z^{{-m}_2}{L}_2}{1-z^{{-m}_1}{L}_1}$ 和 $\mathrm{\Σ}=\frac{1+z^{{-m}_2}{L}_2}{1+z^{{-m}_1}{L}_1}$ 给出的单极点和双极点滤波器。

Images