CN1369173A - 基于对称性的子带回声抵消 - Google Patents

Abstract

回声抵消器的处理复杂性可以通过把输入的近端和远端信号划分成各自的多个子频带信号而被降低。另外,由于传统的离散富立叶变换矩阵有复共轭对称性,所以并不是所有的子频带信号都需要经受回声抵消处理。在其他情况下会通过回声抵消处理来产生的子频带信号现在可以通过产生被选择的其中一个已受到回声抵消处理的子频带信号的复共轭来提供。

Description

基于对称性的子带回声抵消

本专利申请要求在1999年6月4日提交的、共同待决的美国临时申请No.60/137,537的35 USC 119(e)(1)下的优先权。

                           发明领域

本发明总的涉及双向音频通信，更具体地，涉及在这样的通信中的回波抵消。

                           发明背景

图1显示其中利用回波抵消技术的、传统的通信设备。图1的设备，例如，可以是包括在14处的免提扬声器/话筒装置的电话机(固定的或移动的)。来自远端源的信号x_远端在扬声器11处被重现。当声音从扬声器11发出时，声音撞击到周围的结构，并返回到话筒13，话筒13本身也接收来自近端源的信号x_近端。由于这种回波现象，在远端的收听者实际上会觉察到在远端产生的声音的回波。

为了消除这样的回波，传统上会加上带有可调节的滤波器抽头的滤波器，如图1的17和19所示。滤波器抽头的数值由在17处显示的自适应算法(例如，最小均方算法)进行控制，以使得在19处的回波抵消器滤波器尽可能接近地类似在扬声器11和话筒13之间的回波路径。由回波抵消器滤波器19产生的回波估值在15处从话筒输出的信号中减去，以使得理想地只有近端信号x_近端作为最终得到的信号12而保留。

如图1所示的、在通信设备中消除回声的传统技术采用运行在由通信设备支持的整个频段上的算法，例如用于典型的传统电话机的300-3400Hz。

按照本发明，通过把音频信号划分成子带，以及在该子带上应用抵消技术，而得到改进的回波抵消性能。有利地，通过在子带上应用回波抵消技术，被使用于回波抵消的自适应滤波器可被简化。

                           附图简述

图1显示包括回波抵消器在内的传统的通信设备。

图2图解显示按照本发明的、包括回波抵消在内的示例性通信设备的有关部分。

图3图解显示图2的分析滤波器组的示例性实施例。

图4图解显示图2的综合滤波器组的示例性实施例。

图5显示可在图3和4的DFT滤波器中使用的示例的DFT矩阵。

图6图解显示按照本发明的示例性回波抵消器计算例子。

图7图解显示按照本发明的示例性回波抵消器计算简化方案。

图8图解显示图2的、回波抵消器的示例性实施例的有关部分。

图9显示可由图2和8的回波抵消实施例执行的示例性操作。

                              详细说明

图2显示按照本发明的、包括回波抵消器20在内的通信设备的示例性实施例的有关部分。通信设备例如，可以是如上所述的、包括免提装置的电话机(固定的或移动的)。远端声音信号x_远端通过总体上表示为22的声音回波路径H(z)，并在26处(例如，在话筒处)被加到近端声音信号x_近端上。所得信号d被加到在23处的分析滤波器组A。滤波器组23把信号d划分成多个子频带，以及欠采样子带信号。类似地，远端信号x_远端在21处被加到分析滤波器组A，在一个实施例中，它等同于在23处的分析滤波器组。

包括最小均方(LMS)运算器24和相加运算器29在内的回波抵消运算器被耦合到分析滤波器组21和23，以使得LMS运算器24接收滤波器组21的输出x，而相加运算器29接收滤波器组23的输出d。相加运算器29的输出被反馈到LMS运算器24，以及也被加到回波抵消器的复共轭运算器27，它的输出又被耦合到在25处的综合滤波器组S。

图3显示图2的对x(n)操作的分析滤波器组21和对d(n)操作的分析滤波器组23的示例性实施例。在图3上数字化的远端信号x(n)(或数字化近端信号d(n))被输入到分析滤波器组31，例如传统的多相位带通滤波器组，它把远端信号划分成M个子频带。该子带信号然后被欠采样器33以K的因子欠采样，最终得到的欠采样的子带信号被加到在35处的离散富立叶变换(DFT)滤波器W^*。图3的安排给出较低的计算复杂性，因为在M个子带的每个子带中，信号以K的因子被欠采样。这样，对于每个子带的每个输出样本，滤波器抽头计算的数目被减小至K分之一。另外，图3的安排将给出自适应回波抵消算法的更快速的收敛，因为在每个子带中的信号是“更白的”，并且比起输入信号x(n)(或d(n))具有更平滑的能量电平。在一个实施例中，M和K的数值被选择为使得M/K＝4/3。分析滤波器、DFT滤波器和欠采样器在技术上是熟知的，在图3的实施例中，可以以任何适当的传统方式实施。

图4显示图2的综合滤波器组的示例性实施例。如图4所示，以及如下面进一步讨论的，在M个子频带中格式化的误差信号eM在41处被加到逆DFT滤波器W^* _INV。这个滤波器对子带误差信号执行逆DFT运算。滤波器41的输出被加到过采样器43，它按K的因子过采样子带信号。过采样的子带信号然后被输入到在45处各个综合滤波器。综合滤波器以传统的方式把它们的输出耦合到一起(在图4上没有明显地显示出)，产生想要的、回波抵消的、输出信号e(n)(也参阅图2)。逆DFT滤波器，过采样器和综合滤波器在技术上是熟知的，在图4的实施例中，可以以任何适当的传统方式被实施。

图5显示可被图3的滤波器35使用的示例性DFT调制矩阵W^*，以及它的转置可被图4的滤波器41用作为W^* _INV。(在本例中，转置等同于图5的矩阵)。这个矩阵显示所有的DFT矩阵的基本原理，即，这样的矩阵包括互为复共轭的行。例如，在图5的DFT矩阵中，行2和4互为复共轭。这又意味着，当多个子带信号被加到DFT矩阵时，至少两个最终得到的输出信号将是互为复共轭的。

再次参照图2，以及现在忽略M和M′专门用语，通常可以看到，通过相加运算器29的作用，

                   e＝d-y，                        (1)其中y通常是LMS滤波器24的输出。信号e包括实数分量e_r和虚数分量e_i，由下式给出

                   e_r＝d_r-y_r，               (2)

                   e_i＝d_i-y_i，               (3)其中d_r和d_i是信号d的实数和虚数分量，以及y_r和y_i是信号y的实数和虚数分量。实数和虚数分量y_r和y_i分别被给出为

                    y_r＝x_rh_r ^T-x_ih_i ^T，     (4)

                    y_i＝x_rh_i ^T+x_ih_r ^T，     (5)

其中h_r和h_i是被LMS运算器24传统地使用的各个实数和虚数自适应滤波器系数矩阵，以及x_r和x_i是信号x的实数和虚数分量。

将公式(2)和(4)组合产生

              e_r＝d_r-x_rh_r ^T+x_ih_i ^T，            (6)以及将公式(3)和(5)组合产生

              e_i＝d_i-x_rh_i ^T-x_ih_r ^T，            (7)

如上所述，滤波器组21的多个子带输出将至少包括复共轭的两个子带，就像分析滤波器组23的多个子带输出一样。因此，可归因于给定的子带(它是另一个子带的复共轭)的误差信号将具有以下式给出的实数分量

              e_rcc＝d_rcc-y_rcc，                      (8)其中d_rcc是从分析滤波器组23输出的复共轭子带信号的实数分量，以及y_rcc是LMS滤波器24响应于从分析滤波器组23输出的复共轭子带信号而输出的子带信号的实数分量。同样地，可归因于从分析滤波器组21和23输出的复共轭信号的虚数分量e_icc被给出为

             e_icc＝d_icc-y_icc，                       (9)另外，y_rcc＝x_rcch_rcc ^T-x_icch_icc ^T，                     (10)

             y_icc＝x_rcch_icc ^T+x_icch_rcc ^T，          (11)其中x_rcc和x_icc是从分析滤波器组23输出的、复共轭子带信号的实数和虚数分量，以及h_rcc和h_icc是由LMS滤波器算法响应于x_rcc和x_icc计算的相应的实数和虚数自适应滤波器系数矩阵。

通过共轭复数的定义，我们有

             x_rcc＝x_r                                 (12)

             x_icc＝-x_i                                (13)

             d_rcc＝d_r                                 (14)

             d_icc＝-d_i                                (15)

由于LMS算法的线性，所以分别与输入子带信号(它们是互为共轭复数)相关的各滤波器系数h本身将是互为复共轭的。因此，应用复共轭的定义，

              h_rcc＝h_r                                (16)

              h_icc＝-h_i                               (17)

将公式8，10，12-14，16和17组合，产生

              e_rcc＝d_r-x_rh_r ^T+x_ih_i ^T＝e_r，       (18)

同样地，组合公式9，11-13，和15-17，产生

         e_icc＝-d_i+x_rh_i ^T+x_ih_r ^T＝-e_i，            (19)

因此，并再次参照图2，如果来自滤波器组21的第一子带信号x和来自滤波器组23的第一子带信号d被加到回波抵消运算器，则最终得到的子带信号e将是子带信号e_cc的复共轭(包括实部e_rcc和虚部e_icc)，它是由回波抵消运算器响应于第二子带信号x_cc和d_cc产生的，其中x_cc和d_cc分别从滤波器组21和23输出，以及分别是从滤波器组21和23输出的第一子带信号x和d的复共轭。因此，任何复共轭子带信号不需要从滤波器组21和23转发到回波抵消运算器，因为相关的输出信号e_cc容易通过获得与第一信号x和d相关的信号e的复共轭而被确定。

这显示在图2和3上，其中，虽然分析滤波器31产生M个子带，但从DFT滤波器35只输出M′个子带。其中M′小于M，但在某些实施例中至少是M/2+1。例如，如果M＝4，以及在DFT滤波器中实施图5的矩阵，则M′＝3，因为由滤波器35产生的子带信号之一将是由滤波器35产生的另一个子带信号的共轭复数，所以，它不需要被加到图2的24和29处的回波抵消运算器。

按照本发明在子带上应用回波抵消的进一步的优点通过以下的例子来说明。在电信应用中，如果输入信号被频带限制到3400Hz，采样频率是8000Hz，以及使用8个子带，则子带之一将在3500Hz与4000Hz之间。因为这个频带中没有频谱能量，所以这个频带可以有利地被丢弃，而不会发生任何失真。也注意到，对于这个例子，M/2+1＝8/2+1＝5，可以看到，由于DFT矩阵的复共轭的对称性，三个额外的子带可被丢弃。因此，使用本发明，要被输入到回波抵消运算器的子带的总的数目，在本例中，从M＝8个子带减小到M′＝4个子带。同样地，对于M＝16个子带，M/2+1＝16/2+1＝9，以及2个子带中将没有频谱能量，这样，回波抵消滤波只施加到M′＝7个子带上。

从M个到M′个的子带的减少，在图2上总的是由从滤波器组21输出的信号xM′(n)，从LMS运算器24输出的信号yM′(n)，和从滤波器组23输出的信号dM′(n)指明的。同样地，从相加运算器29输出的信号eM′(n)包括M′个子带。这个信号被输出到复共轭运算器27，它从eM′(n)中的子带信号产生复共轭子带信号，从而产生包括M个子带的信号eM(n)，而在其它情况下这个复共轭子带信号是由回波抵消运算器产生的。

图6图解显示通过以上的公式8-19的计算例子。更具体地，如果被输入到第一LMS回波抵消运算器63的信号是被输入到第二LMS回波抵消运算器61的信号的复共轭，则LMS回波抵消运算器63的输出将是LMS回波抵消运算器61的输出的复共轭。

图7图解显示通过图6和以上的公式8-19的计算简化例子。更具体地，通过对信号e_r和e_i进行复共轭运算，与图6的信号x_rcc，x_icc，d_rcc，和d_icc有关的信号e_rcc和e_icc可以直接从信号x_r，x_i，d_r，d_i产生。

图8图解显示图2的回波抵消器的示例性实施例的有关部分。图8的实施例是以上的电信应用的例子的说明，其中输入信号的频带被限制到3400Hz，采样频率是8000Hz，以及M＝8个子带。如上所述，子带之一，其中没有频谱能量，所以这个子带可被丢弃(注意，在图8上，子带信号x₄和d₄已被丢弃)，使得M实际上等于7。而且，如上所述，由于在滤波器35中DFT矩阵的对称性，可以再丢弃3个子带，这样，信号xM’(n)和dM′(n)只包括4个子带(M′＝4)。在图8的例子中，回波抵消运算器利用传统的复数归一化最小均方(CNLMS)技术来产生4子带输出信号eM’(n)，其中的3个子带信号被使用来在复共轭段27中产生复共轭，由此产生要被输入到滤波器41的7子带信号。

图9显示可由包括按照本发明的回波抵消在内的通信设备执行的示例的操作。在91，接收输入信号x(n)和d(n)。在92，信号x(n)和d(n)在M个带通滤波器中被滤波，产生包括M个子频带的信号，以及M个子带信号被欠采样K次。在94，欠采样的信号与DFT矩阵W^*相乘。在95，丢弃不必要的子带信号，包括复共轭子带信号和没有频谱能量的子带信号。在96，对剩余的子带信号执行自适应回波抵消滤波。在97，通过得到信号e的现有子带信号的复共轭而产生信号e的丢失分量。在98，包括M个子带在内的所得信号e与逆DFT矩阵相乘。在93，M-子带信号按K的因子过采样，然后被施加到M个多相位滤波器，以便得到想要的、回波抵消了的信号e(n)。

正如从上述的说明清楚地看到的，本发明减少对于在通信设备中提供回波抵消所需要的计算的数量。例如，如果LMS运算器包括带有256抽头的有限冲击响应(FIR)滤波器，则8频带***对于复数信号将需要2×256×8次滤波计算。通过应用本发明的原理，这个数目可以被除以接近于2的因子。替换地，***的性能可被增强。例如，如果在带有M个子带的***中在每个LMS运算器中使用L个抽头，则按照本发明的原理而节省的(M/2-1)×L抽头可以按希望分布在其它的频带，因此，改进了其余频带的性能。

本领域技术人员将会看到，以上关于图2-9所描述的本发明的实施例可以通过一个合适地编程的数据处理设备，诸如在按照本发明的通信设备中提供的数字信号处理器(DSP)被实施。替换地，上述的实施例可以在与所耦合的外部部件相组合的、合适地编程的数据处理设备中提供。

虽然以上详细地描述了本发明的示例性实施例，但这并不限制本发明的范围，本发明可以以各种各样的实施例来实施。

Claims (24)

1.一种在回声抵消器中使用的滤波器组，包括

用于接收数字声音信号的输入端；

被耦合到所述输入端的整数M个滤波器，用于把数字声音信号划分成M个子频带信号；

分别耦合到所述滤波器的M个欠采样器，用于降低所述M个子频带信号的采样速率而产生M个欠采样的子频带信号；以及

实施M×M调制矩阵的另一个滤波器，所述另一个滤波器耦合到所述M个欠采样器，用于把所述调制矩阵施加到所述M个欠采样的子频带信号，以便产生另外的子频带信号，所述另一个滤波器具有输出端，用于提供所述另一个子频带信号到回声抵消运算器。

2.权利要求1的滤波器组，其中所述数字声音信号是近端信号。

3.权利要求1的滤波器组，其中所述数字声音信号是远端信号。

4.权利要求1的滤波器组，其中所述调制矩阵是具有至少一对复共轭的行的DFT矩阵。

5.一种在回声抵消器中使用的滤波器组，包括：

输入端，用于接收由回声抵消运算器产生的和被形成为整数M个子频带误差信号的数字化声音误差信号；

实施M×M调制矩阵的一个滤波器，所述滤波器被耦合到所述输入端，用于把所述调制矩阵施加到所述M个子频带误差信号，以便产生M个另外的子频带误差信号；

M个过采样器，具有耦合到所述滤波器的各个输入端，以便分别接收所述M个另外的子频带误差信号，并提高所述M个另外的子频带误差信号的采样速率而产生M个过采样的子频带误差信号；以及

M个综合滤波器，分别耦合到所述M个过采样器，用于接收所述M个过采样的子频带误差信号和由此产生抵消了回波的近端信号。

6.权利要求5的滤波器组，其中所述调制矩阵是DFT矩阵。

7.一种回声抵消器，包括：

第一输入端，用于接收形成为多个近端子频带信号的数字化近端声音信号；

第二输入端，用于接收形成为多个远端子频带信号的数字化远端声音信号；

耦合到所述第一和第二输入端的回声抵消运算器，用于响应于所述近端子频带信号和所述远端子频带信号来产生形成为多个子频带误差信号的误差信号；以及

所述回声抵消运算器具有输出端，用于提供所述多个子频带误差信号到综合滤波器组，它能够由此产生抵消了回波的近端信号。

8.权利要求7的回声抵消器，其中所述回声抵消运算器包括最小均方运算器。

9.权利要求8的回声抵消器，其中所述回声抵消运算器包括复数归一化最小均方运算器。

10.一种回声抵消器，包括：

第一输入端，用于接收远端数字化声音信号；

第二输入端，用于接收近端数字化声音信号；

耦合到所述第一输入端的第一分析滤波器组，用于把所述远端信号划分成M个子频带远端信号，以及从所述M个子频带远端信号产生另外M′个子频带远端信号，其中M′小于M；

耦合到所述第二输入端的第二分析滤波器组，用于把所述近端信号划分成M个子频带近端信号，以及从所述M个子频带近端信号产生另外M′个子频带近端信号；

耦合到所述第一和第二分析滤波器组的回声抵消运算器，用于从所述第一分析滤波器组接收所述另外M′个子频带远端信号，和用于从所述第二分析滤波器组接收所述另外M′个子频带近端信号，所述回声抵消运算器用来响应于所述另外M′个子频带远端信号和所述另外M′个子频带近端信号产生另外M′个子频带误差信号；

耦合到所述回声抵消运算器的复共轭运算器，用于由此接收所述子频带误差信号中的M-M′个误差信号，以及产生所述M-M′个子频带误差信号的复共轭；以及

耦合到所述复共轭运算器的综合滤波器组，用于接收所述M-M′个复共轭，并且还耦合到所述回声抵消运算器，用于由此接收所述M′个子频带误差信号，所述综合滤波器组响应于所述M′个子频带误差信号和所述M-M′个复共轭，产生抵消了回波的近端信号。

11.权利要求10的回声抵消器，其中所述回声抵消运算器包括最小均方运算器。

12.权利要求11的回声抵消器，其中所述回声抵消运算器包括复数归一化最小均方运算器。

13.权利要求10的回声抵消器，其中所述分析滤波器组的每一个包括实施具有至少一对复共轭行的M×M调制矩阵的一个滤波器，所述滤波器产生相关的另外M′个子频带信号。

14.权利要求13的回声抵消器，其中所述调制矩阵是具有至少一对复共轭行的DFT矩阵。

15.一种在回声抵消器中处理数字声音信号的方法，包括：

接收数字声音信号；

把该数字声音信号划分成M个子频带信号；

降低所述M个子频带信号的采样速率，以便产生M个欠采样的子频带信号；以及

把M×M调制矩阵施加到所述M个欠采样的子频带信号以产生另外的子频带信号；以及

把所述另一个子频带信号加到回声抵消运算器。

16.权利要求15的方法，其中所述数字声音信号是近端信号。

17.权利要求15的方法，其中所述数字声音信号是远端信号。

18.一种处理由回声抵消器中的回声抵消运算器产生的数字化声音误差信号的方法，包括：

接收被形成为整数M个子频带误差信号的数字化声音误差信号；

把M×M调制矩阵施加到所述M个子频带误差信号以产生另外M个子频带误差信号；

提高所述另外M个子频带误差信号的采样速率，以便产生M个过采样的子频带误差信号；以及

使用M个综合滤波器从所述M个过采样的子频带误差信号产生抵消了回波的近端信号。

19.一种执行回声抵消的方法，包括：

接收被形成为多个近端子频带信号的数字化近端声音信号；

接收被形成为多个远端子频带信号的数字化远端声音信号；

响应于所述近端子频带信号和所述远端子频带信号来产生形成为多个子频带误差信号的误差信号；以及

提供所述多个子频带误差信号到综合滤波器组，它能够由此产生抵消了回波的近端信号。

20.权利要求19的方法，其中所述产生步骤包括使用最小均方技术来从所述近端与远端子频带信号产生所述子频带误差信号。

21.一种执行回声抵消的方法，包括：

接收远端数字化声音信号；

接收近端数字化声音信号；

把所述远端信号划分成M个子频带远端信号；

把所述近端信号划分成M个子频带近端信号；

从所述M个子频带远端信号产生另外M′个子频带远端信号，其中M′小于M；

从所述M个子频带近端信号产生另外M′个子频带近端信号；

响应于所述另外M′个子频带远端信号和所述另外M′个子频带近端信号产生M′个子频带误差信号；

产生子频带误差信号中的M-M′个误差信号的复共轭；以及

响应于所述M′个子频带误差信号和M-M′个复共轭产生抵消了回波的近端信号。

22.权利要求21的方法，其中所述第一个提到的和第二个提到的产生步骤，每个包括把具有至少一对复共轭行的M×M调制矩阵施加到相关的M个子频带信号。

23.权利要求22的方法，其中所述调制矩阵是具有至少一对复共轭行的DFT矩阵。

24.权利要求21的方法，其中所述第三个提到的产生步骤包括使用最小均方技术来产生M′个子频带误差信号。

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