CN1310436C - 移动通信频率偏差测量的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种移动通信信号频率偏差测量的方法和装置。方法包括：接收信号；对所述接收的信号进行信道估计，以得到原始信道估计结果；根据所述原始信道估计结果，恢复参考信号的主要分量；根据所述恢复的参考信号的主要分量与原始接收信号比较的结果，获得频率偏差。该装置包括：接收装置；信道估计装置；判决装置；重建装置；相关装置；合并装置；频率偏差获取装置。利用本发明，扩展了采用信道估计码***的终端频率偏差的估计范围。

Description

移动通信频率偏差测量的方法和装置

技术领域

本发明涉及移动通信，尤其涉及移动通信测量频率偏差的方法和装置，具体采用信道估计码实现频率偏差的测量；是一种适用于时隙CDMA或类似的采用信道估计码***的终端进行频率偏差测量的方法。

背景技术

无线移动通信中最显著的特点就是其信道的复杂性和时变性。在相干接收方案中，需要在接收端对信道进行估计和测量，然后利用得到的信道响应对信号进行相干检测。由于信道响应是由发送设备、射频载波在无线信道的传播和接收设备的特性决定的，设备的频率偏差和漂移等特性、无线传播信道的变化、终端移动引起的多普勒频移和衰落变化等，都将带来信道响应的时间变化并最终影响***的性能。在接收端，信道估计和测量必须能够捕获和跟踪信道的变化，才能够保证数据接收解调的性能。所以，频率偏差的测量和校准是移动通信***设备正常工作的必不可少的重要步骤。

以TD-SCDMA(即3GPP 1.28Mcps TDD)***的业务时隙的突发信号结构(详见图1)为例，突发信号中部的信道估计码(midamble码，中间码)是用来进行信道估计的，两边的数据块用来传送业务数据。TD-SCDMA***的参数为：时隙长为T_TS＝0.675ms＝675us；符号(扩频增益为16)长为：T_S＝12.5us；码片长为：T_C＝0.781us＝781ns。每个时隙有两个数据块，每个数据块含有22个符号(扩频增益为16)，中间码共有144(128+16)个码片。

现在已有的频率偏差测量方法是：利用按照块内时不变信道估计和检测算法得到的结果进行处理，根据靠近信道估计码的部分数据符号的判决结果对信道变化进行估计，利用估计的偏差进行迭代校准运算处理，最终得到恢复的发送数据和精确的偏差估计。

这种方法在一定的频差范围内可以得到很好的频率偏差测量结果，其信噪比性能良好。但是，这种方法不适于大频偏情况。随着频率偏差的增大，能够参与频偏估计的符号数减少，频率偏差测量的噪声性能下降；频率偏差值很大时，这种方法不能使用。典型的例子是：在终端接收机开始工作进行小区初搜时，首先进行频率粗调，利用下行导频测量频率偏差，通过粗调把频率偏差调整到一个较小的范围。在频率粗调结束后进行频率精调，这时才采用前面提到的方法测量频率偏差。而且，精调开始时只能利用靠近信道估计码的较少的符号进行进行测量，必须多帧平均才能得到较为可靠的测量结果。

因此，希望有一种适用于大频偏的快速获得很好的频率偏差测量结果的方法和装置。

发明内容

本发明的目的是针对上述现有技术的缺点，提供一种利用信

道估计码测量频率偏差的方法和装置。

本发明提供一种移动通信信号频率偏差测量的方法，包括步骤：

接收信号，

对所述接收的信号进行信道估计，以得到原始信道估计结果；

根据所述原始信道估计结果，恢复参考信号的主要分量；

根据所述恢复的参考信号的主要分量与所述的接收信号比较的结果，获得频率偏差。

可选地，所述恢复参考信号的主要分量的步骤包括：

根据预定规则对所述原始信道估计结果进行有限时间判决处理，以获得有限时间位置上的具有较强信号的抽头的响应；

利用所述有限时间判决处理后的信道估计结果恢复参考信号的主要分量。

优选地，所述获得频率偏差的步骤包括：

对恢复的参考信号主要分量与接收信号进行相关；

对所述相关结果进行码片合并；

利用所述码片合并的结果，获得频率偏差。

可选地，所述对接收的信号进行信道估计的步骤包括：对所述接收信号的中间码midamble部分进行频域与时域处理获得原始信道的响应；

原始信道的冲激响应满足下列公式：

$\hat{h}=\mathrm{ifft}(\mathrm{fft}\left(e_{\mathrm{mid}}\right)./\mathrm{fft}\left(m_{\mathrm{basic}}\right))$

其中： 表示信道冲激响应的原始估计结果，m_basic为基本midamble码，e_mid为接收信号的中间码midamble部分，fft和ifft分别表示快速付立叶变换和快速付立叶变换的逆运算。

优选地，所述根据预定规则对原始信道估计结果进行有限时间判决处理的步骤包括：

比较所述信道响应的每个抽头的功率与预定信号门限；

保留所述信道响应的功率大于所述预定信号门限的抽头；

置所述信道响应的功率小于所述预定信号门限的抽头为零；

或

根据预定的抽头数门限，由大到小保留所述预定的抽头数的抽头的响应；

或

保留所述信道响应的信噪比大于预定信噪比门限的抽头；

置所述信道响应的信噪比小于所述预定信噪比的抽头为零。

可选地，所述利用有限时间判决处理后的信道估计结果恢复参考信号主要分量的公式如下：

${\hat{s}}_{\mathrm{mid}}=\mathrm{ifft}(\mathrm{fft}\left(h^{\′}\right).*\mathrm{fft}\left(m_{\text{basic}}\right))$

其中，h′为有限时间判决处理后的信道估计，m_basic为基本中间码midamble码， 为利用有限时间判决处理后的信道估计结果所恢复的参考信号主要分量，fft和ifft分别表示快速付立叶变换和快速付立叶变换的逆运算。

优选地，所述将恢复的参考信号主要分量与接收信号进行相关满足：

$r=\mathrm{conj}\left({\hat{s}}_{\mathrm{mid}}\right).*e_{\mathrm{mid}}$

即： $r=({\hat{s}}_{\mathrm{mid},0}^{*}\·e_{\mathrm{mid},0},{\hat{s}}_{\mathrm{mid},1}^{*}\·e_{\mathrm{mid},1},\·\·\·,{\hat{s}}_{\mathrm{mid},(P-1)}^{*}\·e_{\mathrm{mid},(P-1)},)$

其中：conj(·)表示共扼运算；.*表示两个数组中对应位置的数据分别相乘； 为恢复的参考信号主要分量， ${\hat{s}}_{\mathrm{mid}}=\{{\hat{s}}_{\mathrm{mid},0},\·\·\·,{\hat{s}}_{\mathrm{mid},P-1}\};$ e_mid为接收信号，e_mid＝{e_mid，0，…，e_mid，P-1}；P＝128，为接收信号长度；r为相关运算的结果。

可选地，对相关结果进行码片合并的步骤满足：

d＝(d₀，d₁，…，d_L-1，)

$d_i=\underset{j=\mathrm{iQ}}{\overset{\mathrm{iQ}+Q-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{j}i=\mathrm{0,1},\·\·\·,L-1$

其中：L＝P/Q，为合并后的数据长度；P＝128，为接收信号长度；Q为合并因数，包括：4、8、16、32、64；d为合并后的数据。

优选地，利用码片合并的结果，获得频率偏差的步骤包括：

获取相位偏差，满足：

$\mathrm{\Δ\θ}=\frac{1}{L-1}\underset{m=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(\frac{1}{m}\underset{n=0}{\overset{m-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(\frac{{\mathrm{\θ}}_{d,m}-{\mathrm{\θ}}_{d,n}}{m-n}\right)\right);$

或

$\mathrm{\Δ\θ}=\frac{1}{\underset{k=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}(L-k)\×k}\underset{m=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{m-1}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{\θ}}_{d,m}-{\mathrm{\θ}}_{d,n})$

其中：Δθ为求得到相位偏差，θ_d，i为合并后数据d的相位，其中i＝0…L-1；

根据所述获取的相位偏差，获取频率偏差，满足：

$\mathrm{\Δf}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{T}_{C}Q}\×\mathrm{\Δ\θ}$

其中：T_C是码片宽度，Δf为获取的频率偏差。

本发明还提供一种移动通信信号频率偏差测量装置，包括：

接收装置，用于接收移动通信信号；

信道估计装置，对所述接收的信号进行信道估计，以得到原始信道估计结果；

判决装置，根据预定规则对所述原始信道估计结果进行有限时间判决处理，以获得有限时间位置上的具有较强信号的抽头的响应；

重建装置，利用所述有限时间判决处理后的信道估计恢复参考信号的主要分量；

相关装置，对恢复参考信号的主要分量与接收信号进行相关；

合并装置，对所述相关结果进行码片合并；

频率偏差获取装置，利用所述码片合并的结果，获得频率偏差。

利用本发明，扩展了采用信道估计码***(如TD-SCDMA)的终端的频率偏差估计范围。

附图说明

图1是现有技术中TD-SCDMA业务时隙突发结构示意图。

图2示出本发明的实施例中采用信道估计码实现频率偏差测量方法的流程图。

图3是本发明实施例中实现信道估计的信号流示意图和原理图。其过程为：先将接收信号的midamble部分e_mid和基本midamble码m_basic进行快速付立叶变换，然后将两者相除，接下来对相除的结果进行反付立叶变换，最后输出原始信道估计结果。此模块可简化为一个独立的CHE(CHannel Estimation)模块。

图4是本发明实施例中信道估计结果示意图。信道条件为：有八个用户，每个用户占用一个码道，扩频系数SF＝16，AWGN信道，信噪比(Eb/N0)SNR＝0dB。

图5为本发明实施例中有限时间判决处理示例1的判决处理装置原理图。其过程为：求信道冲击响应原始估计结果各抽头的功率，取其中的最大值乘以门限ε得到阈值，将各抽头功率与所得阈值比较，功率大于阈值的抽头则保留，反之则置0。所有有限时间判决处理模块都用独立的PP(Post Processing)模块表示。

图6为图5所示的有限时间判决处理装置在ε＝1/4时的判决结果。

图7为本发明实施例中有限时间判决处理示例2的判决处理装置原理图。其过程为：求信道冲击响应原始估计结果各抽头的功率，排序(需保留原位置信息)，根据门限ε的限制保留功率最大的128ε个抽头，其余抽头置0。

图8为图7所示的有限时间判决处理装置在ε＝1/6时的判决结果。

图9为本发明实施例中有限时间判决处理示例3的判决处理装置原理图。其过程为：求信道冲击响应原始估计结果各抽头的功率，与噪声门限ε与估计的噪声功率σ_n ²的乘积εσ_n ²比较，功率大于阈值的抽头则保留，反之则置0。

图10是本发明实施例中恢复参考信号的原理图。其过程为：先将后处理结果h′和基本midamble码m_basic进行快速付立叶变换，然后将两者相乘，接下来对相乘的结果进行反付立叶变换，最后输出恢复的参考信号。此模块可简化为一个独立的Rebuild模块。

图11为本发明实施例中相位偏差估计方法1的实现原理图。其过程为：相关合并结果的相位角θ_d通过多路选择器，多级(从1级到L-1级)分别求相位偏差，累加，平均多级相位偏差的估计结果，输出相位偏差估计。相位偏差估计模块都简化表示为一个独立的Phase-offset模块。

图12为本发明实施例中相位偏差估计方法2的实现原理图。其过程为：相关合并结果的相位角θ_d通过多路选择器，多级(从1级到L-1级)分别求相关合并结果的相位角之差，累加，总体平均求出相位偏差估计，输出相位偏差估计。

图13为本发明实施例的整个频率偏差估计的实现装置原理图。其过程与图2的流程图相同。

图14示出了本发明实施例的利用信道估计码测量频偏，并据此对数据进行校正、不进行数据校正和无频偏时的误码率。

图15示出了本发明实施例的利用信道估计码测量频偏，并据此校正数据和用数据符号估计频偏，并据此进行数据校正的误码率。

具体实施方式

为了便于本领域一般技术人员实施与理解本发明，下面分别参照附图通过实施例描述本发明的方法和装置。

首先参照图2，图2示出本发明实施例中采用信道估计码实现频率偏差测量的方法之流程图。针对3GPP TDD***或类似的采用信道估计码***的终端，本发明实施例中采用利用信道估计码测量频率偏差的方法，包括以下步骤：

在步骤1，信道估计：对接收信号进行信道估计，得到原始信道估计结果；这是接收机必做的工作，可以得到多用户多径复杂信道的信道估计结果。

在步骤2，有限时间判决处理：对原始的信道估计结果进行处理，只保留有限时间位置上的具有较强信号的抽头的响应，而把其余抽头上的响应置零。这保留了信道响应的主要分量，是进行判决反馈处理的基础。

在步骤3，恢复参考信号：利用有限时间判决处理后的信道估计恢复参考信号的主要分量；相当于利用判决反馈恢复了一个已消除频率偏差的参考信号。

在步骤4，相关运算：计算参考信号与接收信号的相关；相关运算给出了接收信号与参考信号的偏差。

在步骤5，码片合并：对相关结果进行码片合并；对相关结果进行码片合并，以改善接收机的抗噪声能力。

在步骤6，频率偏差估计：利用码片合并的结果估算频率偏差；通过利用相关运算码片合并结果的相位偏差来计算频偏。

在这个针对3GPP LCR TDD***的实施例中，为了更好地描绘本发明，下面通过一些数学推导和测试结果具体描绘。其中，信号结构如图1所示，接收信号的midamble部分可以表示为：

        e_mid=Gh+n₀                                (1)

其中，e_mid是接收信号，G是由基本midamble码决定的***矩阵，h是对应的信道响应矢量，n₀表示信道中的干扰和噪声。

基本midamble码长度为128，设其表达式如下：

m_basic＝(m₁，m₂Λm₁₂₈)

则***矩阵 $G=\left[\begin{array}{cccc}{m}_1& m_{128}& \mathrm{\Λ}& m_2\\ m_2& m_1& \mathrm{\Λ}& m_{127}\\ M& M& & M\\ m_{128}& m_{127}& \mathrm{\Λ}& m_1\end{array}\right]$

再参照图2，在步骤1，进行信道估计：

在TD-SCDMA***的这个实施例中，使用了一种低代价的信道估计方法------B.steiner估计器，这种估计器使用训练序列(midamble码)，联合地同时估计出同一时隙里每个用户的信道冲激响应。对接收信号进行信道估计，得到原始信道估计结果的公式如下：

$\hat{h}=G^{-1}{e}_{\mathrm{mid}}---\left(2\right)$

因为上述构成的G矩阵是一个循环相关矩阵，所以上式可以通过求FFT来简化计算，这样得到：

$\hat{h}=\mathrm{ifft}(\mathrm{fft}\left(e_{\mathrm{mid}}\right)./\mathrm{fft}\left(m_{\mathrm{basic}}\right))---\left(3\right)$

图3是本发明实施例的实现信道估计装置的信号流示意图和原理图。通过这个装置，可以实现公式3的结果。可以将整个信道估计过程看作一个CHE模块。在本发明的实施例中，有八个用户，每个用户占用一个码道，扩频系数SF＝16，AWGN信道，信噪比(Eb/N0)SNR＝0dB，通过信道估计处理，获得原始信道估计结果如图4。

通过图4可以看出，8个用户的主径非常明显，这表明本发明的实施例采用的信道估计方案是有效的。

再参照图2，在步骤2，有限时间判决处理：

对原始的信道估计结果 进行处理，只保留有限时间位置上的具有较强信号的抽头的响应，而把其余抽头上的响应置零。

在本发明实施例的有限时间判决处理示例1中采用的方法为：设定信号门限，根据信道响应的功率直接取舍。门限设定的准则是尽可能去掉噪声抽头，保留信号抽头。根据信噪比的不同，信号抽头和噪声抽头间会有不同的比例关系。经综合考虑，认为ε可以取1/2～1/8。利用抽头功率最大值进行判决，得到 $h_i^{\′}=\left\{\begin{array}{cc}{\hat{h}}_i;& {\left|\right|{\hat{h}}_i\left|\right|}^2\≥\mathrm{\ϵ}\max \left({\left|\right|\hat{h}\left|\right|}^2\right)\\ 0;& \mathrm{else}\end{array}\right.i=1,\mathrm{\Λ},P;---\left(4\right)$

图5为本发明实施例中有限时间判决处理示例1的判决处理装置原理图。

图6示出了图5所示的有限时间判决处理装置在ε＝1/4时的判决结果；可以看出，图4所示的8个用户的主径，即8个最强抽头正好被检出来，说明ε＝1/4的门限设置在此处是适当的。

图7为本发明实施例中有限时间判决处理示例2的判决处理装置原理图。这是通过设定抽头数门限，按抽头数只保留较强的若干个抽头的响应。在本发明的实施例中，设定门限ε，取信号最强的128ε个抽头。门限设定的准则仍为尽可能去掉噪声抽头，保留信号抽头，在噪声较大时多径分量可能会被湮没，所以优先考虑去掉噪声抽头。视具体情况，门限ε可在1/4～1/8之间选取。

图8示出了图7所示的有限时间判决处理装置在ε＝1/6时的判决结果。可以看出，图4所示的8个用户的主径，即8个最强抽头正好被检出来，说明门限的设置在此处是适当的。

图9为本发明实施例中有限时间判决处理示例3的判决处理装置原理图。这是通过设定信噪比门限。设ε＞0，利用测量得到的噪声功率σ_n ²得到有限时间判决处理后的信道估计h′。门限ε的选取规则是去掉大多数噪声抽头，同时保留信号抽头。经计算，ε可以取5～8。利用信噪比门限进行判决，得到

$h_i^{\′}=\left\{\begin{array}{cc}{\hat{h}}_i;& {\left|\right|{\hat{h}}_i\left|\right|}^2\≥\mathrm{\ϵ}{\mathrm{\σ}}_n^2\\ 0;& \mathrm{else}\end{array}\right.,i=1,\mathrm{\Λ},P;---\left(5\right)$

在步骤3，恢复参考信号：

这是，利用有限时间判决处理后的信道估计h′恢复参考信号的主要分量：

${\hat{s}}_{\mathrm{mid}}={\mathrm{Gh}}^{\′}---\left(6\right)$

参考信道估计部分，因为G矩阵是一个循环相关矩阵，所以可以通过求FFT来简化计算，这样得到：

${\hat{s}}_{\mathrm{mid}}=\mathrm{ifft}(\mathrm{fft}\left(h^{\′}\right).*\mathrm{fft}\left(m_{\mathrm{basic}}\right))---\left(7\right)$

图10是本发明实施例的恢复参考信号的原理图，可以将这个过程看作Rebuild(重建)模块。通过这个装置，可以获得公式7的结果。

然后，在步骤4，进行相关运算：以计算参考信号与接收信号的相关(逐码片相关)：

$r=\mathrm{conj}\left({\hat{s}}_{\mathrm{mid}}\right).*e_{\mathrm{mid}}---\left(8\right)$

或: $r=({\hat{s}}_{\mathrm{mid},0}^{*}\·e_{\mathrm{mid},0},{\hat{s}}_{\mathrm{mid},1}^{*}\·e_{\mathrm{mid},1},\mathrm{\Λ},{\hat{s}}_{\mathrm{mid},(P-1)}^{*}\·e_{\mathrm{mid},(P-1)})---\left(9\right)$

其中，逐码片相关运算的结果表示为：

r＝(r₀，r₁，Λ，r_P-1，)                            (10)

然后，在步骤5，进行码片合并，对步骤4获得的相关结果进行码片合并；设相关结果进行合并后的信号表示为：

d＝(d₀，d₁，Λ，d_L-1，)                            (11)

取L＝P/Q，Q取P的因数，如取8，16；码片合并算法为：

$d_i=\underset{j=\mathrm{iQ}}{\overset{\mathrm{iQ}+Q-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{j}i=\mathrm{0,1},\mathrm{\Λ},L-1---\left(12\right)$

在步骤6，进行频率偏差估计，利用步骤5的相关运算码片合并结果的相位偏差来计算频偏；

记相关合并结果的相位角为：

θ_d＝(θ_d，0，θ_d，1，Λ，θ_d，L-1)                (13)

相位和频率偏差可以有多种算法。

其中，方法1：可以按照下式计算相位偏差：

$\mathrm{\Δ\θ}=\frac{1}{L-1}\underset{m=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(\frac{1}{m}\underset{n=0}{\overset{m-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(\frac{{\mathrm{\θ}}_{d,m}-{\mathrm{\θ}}_{d,n}}{m-n}\right)\right)---\left(14\right)$

图11为本发明的相位偏差估计方法1的实现原理图。计算相位偏差的过程可以看作Phase-offset(相位偏差)模块。

方法2：为另外一种方法计算相位偏差：

$\mathrm{\Δ\θ}=\frac{1}{\underset{k=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}(L-k)\×k}\underset{m=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{m-1}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{\θ}}_{d,m}-{\mathrm{\θ}}_{d,n})---\left(15\right)$

相位偏差估计方法2的实现见图12。

因此，可以得到频率偏差估计为：

$\mathrm{\Δf}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{T}_{C}Q}\×\mathrm{\Δ\θ}---\left(16\right)$

其中，T_C是码片宽度。

通过上面对各部分的描述，可以获得对整个频率偏差估计方法的实现装置图，如图13所示。

现在已有的频率偏差测量方法是利用按照块内时不变信道估计和检测算法得到的结果进行处理，根据靠近信道估计码的部分数据符号的判决结果对信道变化进行估计，利用估计的偏差进行迭代校准运算处理，最终得到恢复的发送数据和精确的偏差估计。

这种方法在一定的频差范围内可以得到很好的频率偏差测量结果，其信噪比性能良好。其局限性在于不适于大频偏情况，能估计的最大频率偏差在1kHz附近。而本发明利用信道估计码而不是数据符号测量频率偏差，最突出的特点是能在很大的频率偏差范围内工作，大大扩展了时隙CDMA或类似的采用信道估计码***的终端频率偏差的估计范围。

图14和图15是利用信道估计码测量频率偏差，并以此为基础进行数据校正的仿真结果。

其中，图14的仿真条件：AWGN信道，单用户，8个码道，SF＝16，天线数为1，频率偏移2000Hz。比较不校正、用信道估计码校正和没有频偏时各信噪比下的误码率。

图15的仿真条件：频率偏移1000Hz，其他条件同上。比较利用信道估计码校正数据和利用数据符号校正数据时各信噪比下的误码率。

从图14和图15可以看到，用信道估计码估计频率偏移，并据此进行数据校正是有效的，本发明的方法不仅能在原有方法(即利用数据符号估计频率偏移，并据此进行数据校正)失效的高频偏情况下发挥作用；在原有方法能达到的频偏范围内，如果频率偏移较高，本发明的方法的性能也比原有方法好。

虽然通过实施例描绘了本发明，本领域普通技术人员知道，本发明有许多变形和变化而不脱离本发明的精神，因此，希望所附的权利要求包括这些变形和变化而不脱离本发明的精神。

Claims (10)

1.一种移动通信信号频率偏差测量的方法，包括步骤：

接收信号，

对所述接收的信号进行信道估计，以得到原始信道估计结果；

根据所述原始信道估计结果，恢复参考信号的主要分量；

根据所述恢复的参考信号的主要分量与所述的接收信号比较的结果，获得频率偏差。

2.如权利要求1所述的方法，其中，所述恢复参考信号的主要分量的步骤包括：

根据预定规则对所述原始信道估计结果进行有限时间判决处理，以获得有限时间位置上的具有较强信号的抽头的响应；

利用所述有限时间判决处理后的信道估计结果恢复参考信号的主要分量。

3.如权利要求1所述的方法，其中，所述获得频率偏差的步骤包括：

对恢复的参考信号主要分量与接收信号进行相关；

对所述相关结果进行码片合并；

利用所述码片合并的结果，获得频率偏差。

4.如权利要求1所述的方法，其中，所述对接收的信号进行信道估计的步骤包括：对所述接收信号的中间码midamble部分进行频域与时域处理获得原始信道的响应；

原始信道的冲激响应满足下列公式：

$\hat{h}=\mathrm{ifft}(\mathrm{fft}\left(e_{\mathrm{mid}}\right)./\mathrm{fft}\left(m_{\mathrm{basic}}\right))$

其中：

表示信道冲激响应的原始估计结果，m_basic为基本中间码midamble，e_mid为接收信号的中间码midamble部分，fft和ifft分别表示快速付立叶变换和快速付立叶变换的逆运算。

5.如权利要求2所述的方法，其中，所述根据预定规则对原始信道估计结果进行有限时间判决处理的步骤包括：

比较所述信道响应的每个抽头的功率与预定信号门限；

保留所述信道响应的功率大于所述预定信号门限的抽头；

置所述信道响应的功率小于所述预定信号门限的抽头为零；

或

根据预定的抽头数门限，由大到小保留所述预定的抽头数的抽头的响应；

或

保留所述信道响应的信噪比大于预定信噪比门限的抽头；

置所述信道响应的信噪比小于所述预定信噪比的抽头为零。

6.如权利要求2所述的方法，其中，所述利用有限时间判决处理后的信道估计结果恢复参考信号主要分量的公式如下：

${\hat{s}}_{\mathrm{mid}}=\mathrm{ifft}(\mathrm{fft}\left(h^{\′}\right).*\mathrm{fft}\left(m_{\mathrm{basic}}\right))$

其中，h′为有限时间判决处理后的信道估计，m_basic为基本中间码midamble，

为利用有限时间判决处理后的信道估计结果所恢复的参考信号主要分量，fft和ifft分别表示快速付立叶变换和快速付立叶变换的逆运算。

7.如权利要求3所述的方法，其中，所述将恢复的参考信号主要分量与接收信号进行相关满足：

$r=\mathrm{conj}\left({\hat{s}}_{\mathrm{mid}}\right).*e_{\mathrm{mid}}$

即： $r=({\hat{s}}_{\mathrm{mid},0}^{*}\·e_{\mathrm{mid},0},{\hat{s}}_{\mathrm{mid},1}^{*}\·e_{\mathrm{mid},1},\·\·\·,{\hat{s}}_{\mathrm{mid},(P-1)}^{*}\·e_{\mathrm{mid},(P-1)})$

其中：conj(·)表示共扼运算；.*表示两个数组中对应位置的数据分别相乘；

为恢复的参考信号主要分量， ${\hat{s}}_{\mathrm{mid}}=\{{\hat{s}}_{\mathrm{mid},0}\·\·\·,{\hat{s}}_{\mathrm{mid},P-1}\};$ e_mid为接收信号，e_mid＝{e_mid，0，…，e_mid，P-1}；P＝128，为接收信号长度；r为相关运算的结果。

8.如权利要求3所述的方法，其中，对相关结果进行码片合并的步骤满足：

d＝(d₀，d₁，…，d_L-1，)

$d_i=\underset{j=\mathrm{iQ}}{\overset{\mathrm{iQ}+Q-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j$ i＝0，1，…，L-1

其中：L＝P/Q，为合并后的数据长度；P＝128，为接收信号长度；Q为合并因数，包括：4、8、16、32、64；d为合并后的数据。

9.如权利要求3所述的方法，其中，利用码片合并的结果，获得频率偏差的步骤包括：

获取相位偏差，满足：

$\mathrm{\Δ\θ}=\frac{1}{L-1}\underset{m=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(\frac{1}{m}\underset{n=0}{\overset{m-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(\frac{{\mathrm{\θ}}_{d,m}-{\mathrm{\θ}}_{d,n}}{m-n}\right)\right);$

或

$\mathrm{\Δ\θ}=\frac{1}{\underset{k=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}(L-k)\×k}\underset{m=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{m-1}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{\θ}}_{d,m}-{\mathrm{\θ}}_{d,n})$

其中：Δθ为求得到相位偏差，θ_d，i为合并后数据d的相位，其中i＝0…L-1；

根据所述获取的相位偏差，获取频率偏差，满足：

$\mathrm{\Δf}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{T}_{C}Q}\×\mathrm{\Δ\θ}$

其中：T_C是码片宽度，Δf为获取的频率偏差。

10.一种移动通信信号频率偏差测量装置，包括：

接收装置，用于接收移动通信信号；

信道估计装置，对所述接收的信号进行信道估计，以得到原始信道估计结果；

判决装置，根据预定规则对所述原始信道估计结果进行有限时间判决处理，以获得有限时间位置上的具有较强信号的抽头的响应；

重建装置，利用所述有限时间判决处理后的信道估计恢复参考信号的主要分量；

相关装置，对恢复参考信号的主要分量与接收信号进行相关；

合并装置，对所述相关结果进行码片合并；

频率偏差获取装置，利用所述码片合并的结果，获得频率偏差。

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