CN1278637A - 编码信号的方法 - Google Patents

Abstract

公开了一种编码信号的方法,该信号特别是用于语音和/或图象传输的信源编码的消息信号,其中利用Q个量化级对具有M比特的信号进行信号匹配的编码,其中Q<2^M,至少一部分剩余的比特率或整个M－Id(Q)比特的冗余码用于保护信号免于出错。例如利用非线性码提供误差保护。另外,额外的信号匹配的冗余码可加入到任意的信源编码信号中。为了在两种情况下解码冗余信号,在接收端利用至少一部分冗余码进行参数估计。

Description

编码信号的方法

本发明涉及一种编码信号的方法，特别是用于语音和／或图像传输的模拟时变信号。该编码例如用于通信***的传送装备。该通信***例如是一种有线或无线***或者混合***。传统的有线***例如是电话网、有线电视网等等。传统的无线***例如是无线通信***、无线中继***、无线移动***、GSM网、CDMA网、UMTS网、DECT网或诸如“铱星”的基于卫星的网络。

在现代数字通信***中，例如语音=声音、音频、或图象=视频的数据源所提供的模拟信号在发射端进行数据压缩，以便减少信号中的冗余码并因此最小化传输所需的带宽。这种信号处理方法叫做“信源编码”。

语音的信源编码通常是根据人类声域的模型，并且只有那些描述当前语音模型的当前参数传送到接收机。在接收机中凭借这些参数合成语音。

在图像传输中使用类似的信号处理方法，其中对一组象素进行变换，并且变换系数以及运动向量和控制信号作为参数传送。

在数据传输期间，确定参数量(信号值、过滤器系数、放大倍数等)，然后量化这些参数量并编码为二进制数字序列。各个参数的量化级数通常是2的幂。

在通过实际的传输信道传输量化的参数期间，出现误差。在序列的特殊位，所谓敏感位的误差通常比相对不敏感位的误差导致更加恶化收到信号的质量。因此，信源编码器的位根据敏感程度分组，例如，不同程度的误差保护使用纠错码的形式。该方法通常叫做具有非均匀误差保护(UEP)的信道编码。

通过该信源编码方法，要传送的参数量通常以对可用比特率来说发射端信噪比(SNR)最大的方式量化。可能的量化级数通常是2的幂2^M，以便完全利用信源编码所用的M个比特。

此外，主要独立优化信源编码和信道编码。

本发明的目的是提供一种编码信号的新方法，该方法包括信源和／或信道编码。

此目的由下列方法实现：一种在信源编码信号的方法，该信号特别是用于语音和／或图象传输的消息信号，其特征在于利用Q个量化级对具有M比特的信号进行信号匹配的编码，其中Q＜2^M，至少一部分剩余的冗余码用于保护信号免于出错。

一种发射信号的方法，该信号特别是用于语音和／或图象传输的信源编码的消息信号，其特征在于在发射端，利用至少一个信号匹配的冗余码额外编码该信号，在接收端，利用参数估计借助于至少一部分冗余码来解码该编码的信号。

本发明涉及一种方法，通过该方法在(信源)编码量化参数期间可以***使用M-Id(Q)位的非整数过多份额以增加误差强壮性，即，在用量化器量化幅度连续的参数时，量化器的级数不是2的幂，在发射端使用未用的某些二进制索引(二进制模式)以提供***的误差保护，最好在接收端结合参数估价器使用表解码。不再用传统的使用某种硬或软判决的信道解码，而是间接地通过参数估计来解码冗余码，例如，代数构造的冗余码。因此，通过在发射端加入诸如纠错码的冗余码来进一步增强误差强壮性。在接收端的参数估计期间，将冗余码并入解码中。

经常出现量化为2^M-1＜Q＜2^M级的标量或矢量量化足以保证压缩过程所需的基本质量，例如SNR。在现有的方法中，每个参数M-Id(Q)位(Id=基数2的对数)的剩余有效字长改进了发射端的基本质量，但这没有必要。如果只需要最低质量，就通过有噪音的信道收到的质量来说这不是最佳的，因为对应每个参数的M-Id(Q)位，应当更好地考虑相称的数据速率；例如，可以使用这种方法以增强误差强壮性。

在现有方法中，通过留下某些未用的二进制索引实现增加冗余码的量化，从***增加误差强壮性的角度来说不这样做。

在发射端，现有方法不考虑除了参数解码，在接收端可以执行参数值的估计，由此进一步改进误差强壮性，参见专利申请DE19716147．2。

在现有方法中，在接收端使用复杂的信道解码以解码纠错冗余码。

本发明的一些优点如下。

优化选择要传送的量化参数值和比特码之间的结合，以符合关于参数特征和信道特征的适当标准，该标准考虑到信源的信号特征和敏感度。

可以用M个比特编码任何数目的Q＜2^M量化级，方式为通过最小化通信***的输入和输出之间的平均误差，可以使用M-Id(Q)位的冗余码以提供最佳的误差保护。特别是，Q不必是2的幂。

通过改变量化级数，在修改(fine)步骤中可以调整总比特流中有用信息和纠错冗余码的比例。如果需要的话，可以加入额外的冗余码。

因为与信号匹配的编码(信源和／或信道编码)，所以所有用于编码参数的比特具有大致相同的低敏感度传送误差。

错误保护是面向参数的，而不是面向比特的。结果，信源编码后依然存在的剩余冗余码可用于增强误差强壮性并因此实现更高的传输质量。

该新方法支持以最佳方式进行接收端参数估计，因此可以实现比传统解码更显著的改进。

在使用信源优化量化的现有方法中，接收端的解码器对于各个信道状态没有自适应性同样也出现在本发明的情况中，但是可以利用静态表来实现解码，可以根据传输信道的长期统计通过脱机优化来确定静态表中的项。

从下面结合九个附图对五个实施例的描述，本发明将变得更加明显，其中：

图1是现有技术的数字传送模拟信号的通信网的示意方框图；

图2是另一个现有技术的数字传送模拟信号的通信网的示意方框图；

图3是根据本发明的数字传送模拟信号的通信网的示意方框图；

图4是比较图1到图3通信网的误码率的图；

图5是另一个根据本发明的数字传送模拟信号的通信网的示意方框图；

图6是表示放大倍数的概率密度的图；

图7是表示将量化级映射为二进制码字的表；

图8是另一个根据本发明的数字传送模拟信号的通信网发射端部分的示意方框图；

图9是图8通信网的相关接收端部分的示意方框图。

参照图1，表示了第一个现有技术的通信网，将参照该通信网解释本发明的第一个实施例。

该通信网实现为上述的其中一个网络。例如无线移动网基站的发射机除了包括未表示的诸如信号调整装置、信号处理装置、信号分配、复用器等的大量设备以外，还包括编码器1、2，该编码器包括量化器1和映射设备2。编码器1、2例如用作信源编码器和／或信道编码器。

量化器1例如对4个比特操作以便将例如语音信号的模拟信号S量化为16个量化级。要发送的信号S例如包括模型参数，假设该参数具有零均值方差σ=1的高斯分布。量化该实数值参数，并通过映射变换为比特序列而不增加冗余码。在映射设备中进行映射，映射设备利用映射表例如将量化级映射为比特序列。在本例中，该比特序列具有4比特长度，例如0110、1000、0010等。

如此编码的信号通过传输信道3发送到诸如移动无线电话的一个或多个接收机4、5，并且如果需要的话，在发送前提供诸如检错或纠错码的附加冗余码。传输信道是有噪音的，因此在传输期间，信号S上叠加了噪音信号N，这使得接收机4、5的解码变得复杂。

在接收机4、5，对每个比特用硬判决进行解码。为完成解码，接收机4、5包括判决方框4。该判决方框4例如是门限检测器，该门限检测器可以检测收到的比特流中的1和0。在解码器5中依次表解码过程中，将这些比特组合为表索引并输出相应的表项(例如，参数值)。之后是相应的处理。

通常，对于由于量化而有所损耗***来说，最低要求是固定的。***参数的最低要求例如可以是在发射端的量化不得低于给定的信噪比(SNR)。

在所表示的***中，假设对信噪比的最低要求是15dB。对于参数值的传输，可以得到每个参数值4比特的数据率。

为了符合15dB的最低要求，用3比特(8个量化级)量化不够的。因此，进行4比特(16个量化级)的量化，由此在发射端得到20．2dB的SNR。因此可得到的数据率都用于量化。接收机4、5进行硬判决，接着执行表解码。

现在将参照图2描述第二个实施例。图2表示了第二种通信网，例如从DE 19716147．2可以获知这种通信网。

该通信网对应于图1的通信网，除了以另一种方式在接收机进行解码。选择第一个实施例中的量化尺度，但通过参数估计器6执行解码。参数估计器6允许在数字传输***中隐藏误差，在接收端确定分布函数以估计发射的参数。分布函数为每个可能发射的信源码参数提供概率分布。

在参数估计器6，分布函数移动等于预测器输出信号值的量，并一部分一部分的积分以得到新的分布函数。该新的分布函数乘以考虑到当前接收质量的分布函数。该结果是一种后验分布，在传统的估计方案中使用该分布用于最终的参数估计。此参数值不必等于量化已知的值，作为估计值，它可以假设为任意的中间值。

因此，接收机直接从收到的比特序列中确定实际发射的参数值的估计值。

现在将参照图3描述第三个实施例。图3表示了根据本发明的通信网。

该通信网对应于图2的通信网，除了以另一种方式在发射机进行编码。

在后面是编码器8的量化器7中进行编码。

在编码器8中，进行与信号匹配的编码。

不同于前两个实施例，确定量化器7的量化尺度以便刚好符合最小要求。因此，10个量化级足够了，因为该量化器达到16．2dB的SNR。那么，量化级数通常不等于2的幂。经量化器7，量化诸如放大倍数、激励矢量、或滤波器系数的连续参数值。与信号匹配的编码使用数学剩余比特率Id(16)-Id(10)=0．68比特以及在量化后剩余的冗余码以提供误差保护。如果用M个比特编码信号S，因此所有剩余的M-Id(Q)位的冗余码可用于提供误差保护，Q=量化级。另外，可以加入冗余码。在接收机利用第二个实施例中的参数估计器6进行解码。

例如，量化器7和编码器8共同形成话音和／或图象编码器。用一组参数表示语音信号和／或图象信号。根据本发明的误差保护技术结合了优化的参数量化和冗余非线性块编码。使用信源优化量化器7，该量化器7使用非整数信源编码比特率，即，信源编码所用的比特率不能用整数整除。该编码称作“非线性编码”。目的是最大化端到端的参数SNR。任意的量化级数Q都是可以的，用于分配码字，其中Q＜2^M。因此，用于信源编码的有效比特率Id(Q)总是小于M个比特。选择最佳量化级数和码字的分配以便最小化端到端参数的失真。例如，可以利用匹配的伪格雷码或Hadamard变换进行选择。例如，假设预定或随机地选择将码字分配给参数值。互相交换两个参数值的码字，在接收机检测并求值该结果。如果结果好于原来的星盘(constellation)，则保存新的星盘；如果更差，则保存原来的星盘。之后，互相交换另外两个参数值的码字，因此循环优化参数值和码字之间的关系。

只描述了例如从基站到移动站的传输。根据本发明的方法还适用于双向传输。语音编码器／解码器(语音编解码器)则包括发射方向的量化器和编码器和接收方向的至少一个参数估计器。

根据本发明的方法可以结合纠错技术，例如，通过在传输信道中简单地叠加前向纠错技术。

参数估计器6确定考虑到量化级数和信道状态信息的最佳估计，信道状态信息的形式为例如假设已知的位误差概率分布或噪音功率概率分布。选择量化级数以便最大化接收端的估计信源符号的质量。在现有技术中，设计信道编码以便最小化信道符号的误差率。

一种放大倍数合适的质量测量方法是发射和估计的信源或参数符号之间误差的负平方。例如，在参数估计器6中使用均方估计器。

下面描述图4。在等价信道中结合了从发射机到接收机传输比特序列所需的所有功能方框。在所示的模拟***中，等价信道中的误差大致是加性白(或高斯)噪声。

图4表示具有不同有效误码率的三个实施例的工作情况。有效误码率是硬判决后传输信道中BPSK调制得到的误码率。

第一个实施例表示具有低误码率的大约20dB的高质量参数SNR，但超额完成最小要求时没有必要的。最小要求只要符合大约1．5·10^-3的误码率。

通过在接收端使用参数估计，例如，根据第二个实施例的参数估计或特别采用的另一种方案，参数SNR改进了所有的误码率。在2·10^-2的误码率，增益大约是3dB。第一个实施例的信道增益是0．5dB。“信道增益”表示信道SNR的降低，但仍然符合最低要求。

第三个实施例显著改进了媒体中的传输质量和较高的误码率。最小要求可以符合直到8·10^-3的误码率，这相应于大约1．7dB的信道增益。当出现较大的信道误差时，第三个实施例可得到的传输质量的提高甚至变得更加明显。例如，在2·10^-2的误码率，参数SNR比第一个实施例改进了8dB，比第二个实施例改进了5dB。

可以按如下方式改变第三个实施例。除了一个信号或参数，例如可以通过矢量量化器同时编码两个或更多的信号或参数，最小化所传输的比特率。在现有技术中，对每个信号或参数进行4比特的编码，所以三个信号或三个参数需要总共12个比特，每次编码操作使用16个量化级。如果每个信号或参数不是使用16个量化级而是只使用10个量化级，则三个信号或参数总共只需要30个量化级。这可用5个比特编码。由此可知，三个信号或参数可以只用5个比特传输。相比较现有技术，这相当于减少了7个比特。剩下未使用的M-3xId(Q)(其中M=5，Q=10)的比特率可用于为所有的信号或参数一起或分别为每个信号或参数进行误差保护。如果单独只是未使用的比特率并不足以提供误差保护，则可以加入一位或多位冗余码(例如，奇偶校验码)。那么，用6个比特传输三个信号或三个参数，这仍然相当于节省了6个比特。因此，要传送的信号或参数数目最适合于可得到的比特率。除了提供误差保护，还可以用未使用的比特率传送控制信号，而不考虑信号或参数的数目。控制信号例如出于维护的目的，例如监视。通过在发射端优化量化，可以得到传输容量，该容量通常具有小于1比特的速率并可用于各种其它的传输，包括独立传输信号的消息或信令信号。

现在将借助于图5到图7解释第四个实施例。

在基于码激励线性预测(CELP)原理的语音编码技术中，主要由三种类型的参数来描述信源信号：滤波器系数、激励矢量、和放大倍数。

结合信源和信道编码例如可用于保护放大倍数不受传输误差影响的优点。

在传统的CELP编码器中，放大倍数例如量化为8个或16个量化级。在许多情况下，量化为8个量化级(3个比特)并不够，因此为实现所需的基本质量，量化为16个量化级(4个比特)是必要的。

不同于量化级数必须选为2的幂的现有***，根据本发明的方法有可能精确量化到实现所需基本质量的量化级数。例如如果是11个量化级的情况，则以每个参数值 比特的速率进行量化／编码。

为了确保在出现差信道时的质量，进一步减少量化级数是合适的以便可以得到更多的冗余码进行误差保护或进一步增加冗余码。在这个例子中，量化为N=11个量化级。为了传输，每个信源符号可以得到M=4个比特的数据速率。

图5表示结合信源和信道编码的放大倍数为 $\tilde{u}$ 的传输路径。

标记“量化”表示具有一个或多个可调量化级的一个或多个量化器。“冗余信道编码”表示用于执行一个或多个误差保护编码操作的一个或多个编码器。

通过分配N个可能的信源符号U={u₁，…u_N)来量化值连续的放大倍数 $\tilde{u}$ 。这些符号映射于N个信道符号V’={v_t1，…v_tN}，将信道符号v_ti分配给信源符号u_i，i=1，…N，具有下面的映射：T：U→V′

因为信道符号数V={v₁，…v_M}大于量化级数(M＞N)，T是冗余增加的映射或编码操作。在编码操作中，可以使用发射和存储的关于信源的先验知识，例如关于建立模拟时变信号模型的参数。参数例如可以是：滤波器系数、增益系数、激励矢量、与响度、声带有关的参数等。在通过有噪音的信道传输信道符号v之后，可能得到有误差的信道符号 $\widehat{\mathrm{\&nu;}}$ ，这些符号馈送到符号估计器，符号估计器考虑到关于信源的先验知识、映射T、和信道状态信息(例如，已知的位误差概率分布或已知的噪声概率分布)确定最佳的估计值u_T，由此提供质量测量。要考虑的信息例如可以从条件概率的表中得到，例如所谓的马尔可夫链。

不同于现有技术的信道编码，所用的映射通常是非线性的，因为选择信道符号量V′，以便不形成封闭的矢量子空间，所以不必满足线性要求。

选择映射T，以使发射的参数值u和估计的参数值u_T之间的与信源符号有关的质量期望测量值 $C(u,\widehat{u_T})$ 变得最大： $E_{u,\widehat{u_T}}\left\{C\right(u,\widehat{u_T}\left)\right\}=\underset{T}{\max }$

因此，通过确定的映射T，为了最大化接收端估计的信源符号质量，将冗余码加入到发射的数据中。相反，必须设计现有技术方法中的信道编码以便最小化信道符号的误码率，这相对于信源符号的最佳质量来说是次优的。

在这里描述的第四个实施例中，可以想到的适当放大倍数的质量测量是发射的信源符号和估计的信源符号之间的负平方误差，即 $C(u,\widehat{u_T})=-{|u-\widehat{u_T}|}^2$

为了简化表示，有噪声的传输信道将采用位误差概率为P_e的无记忆二进制对称信道，收到的包含m个比特的信道符号中第k个位误差概率P(k)由 $P_m\left(k\right)={P_e}^k\&CenterDot;{(l-P_e)}^{m-k}$ 给出。

因为选择了正交质量测量，所以均方估计器是接收端的最佳估计方法。该估计器最小化对于特定映射T：U→V的发射的参数值和收到的参数值之间的均方误差。假设收到的码矢量是 $\widehat{\mathrm{\&nu;}}$ ，参数u_T的估计规则是 $\widehat{u_T}\left(\widehat{\mathrm{\&nu;}}\right)=\frac{{\mathrm{\&Sigma;}}_{i-l}^N{u}_i\&CenterDot;P_M\left(\right|T\left(u_i\right)|\&CirclePlus;\widehat{\mathrm{\&nu;}})\&CenterDot;P_u\left(u_i\right)}{{\mathrm{\&Sigma;}}_{i-l}^N{P}_M\left(\right|T\left(u_i\right)|\&CirclePlus;\widehat{\mathrm{\&nu;}})\&CenterDot;P_u\left(u_i\right)}$ 其中 $\&CirclePlus;$ 表示两个信道符号所用的位与位之间的异或运算， $|\&CenterDot;|$ 表示信道符号的绝对值(或加权)。

因此，最大化映射T的函数为 $E_{U,\widehat{U_T}}\left\{C(u,\widehat{u_T})\right\}=E_{U,\hat{V}}\left\{(u,\widehat{u_T}\left(\widehat{\mathrm{\&nu;}}\right))\right\}=\underset{T}{\max }$ 因为传送的参数值和信道误差之间的统计独立性，所以可以由 $E_{U,\hat{V}}\left\{C(u,\widehat{u_T}\left(\widehat{\mathrm{\&nu;}}\right))\right\}=-\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{j=0}{\overset{2^m-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}|u_i-\widehat{u_T}{\left(\widehat{{\mathrm{\&nu;}}_j}\right)|}^2\&CenterDot;P_u\left(u_i\right)\&CenterDot;P_m\left(\right|T\left(u_i\right)|\&CirclePlus;{\mathrm{\&nu;}}_j)$ 确定。

为了能将参数 $\tilde{u}$ 的依赖于分布的冗余码用于编码，有必要利用代表性的语音样值测量参数的密度函数 $P_{\tilde{u}}\left(\tilde{u}\right)$ 。图6表示了连续参数值 $\tilde{u}$ 的这种测量结果。

通过在量化间隔的分段积分，得到量化级u_i的出现概率P_u(u_i)。

图7的表表示了M=16，N=11的映射T，该表适用于图6的例子。

为了增强误差强壮性，所描述的组合的信源和信道编码可以另外与传统的信道编码有关。

在第四个实施例中，在发射端，进行从N个信源符号U={u₁，…u_N}到所有M个可能的信道符号V={v₁，…v_M}的子组V′={v＇_t1，…v_tN}的冗余码映射

T：U→V′ $M\&GreaterEqual;N,V^{\&prime;}\&SubsetEqual;V$ 。在接收端，不是检错或纠错形式的传统信道解码，最好考虑关于信源和关于冗余码映射规则T的先验知识以及关于信道状态的质量信息，进行实数值标量或矢量符号或参数估计。将信道符号v_ti分配给信源符号u_i。借助于映射T，所有N＜M=2^m个信源符号映射到信道符号{v_t1，…v_tN}，由此将期望值 $E_{U,\widehat{U_T}}\left\{C(u,\widehat{u_T})\right\}=\underset{T}{\min }$ 最小化到与信源符号有关的质量测量值 $C(u,\widehat{u_T})$ ，其中 $\widehat{u_T}$ 表示考虑编码所用映射T的在接收端估计的信源符号值。

在根据本发明的方法中，还有可能结合两个或多个信源符号并将其共同映射到信道符号。

也可以根据N=2ⁿ＜M=2^m的线性信道码进行映射T。

还可以设计发射端的编码器，以使操作期间映射T能适应各个信道状态。

在发射端，没被量化级Q＜2M占用的二进制模式例如可用于(a)传送控制信息或(b)检测接收机中的误差。控制信号例如包括参数的识别。也可以凭借一个或多个编码器之前的两个或多个量化器传送包含信息信号和同步信号或其它包含伴随信息的信号的复用信号。

现在将参照图8和图9描述第五个实施例。图8表示根据本发明通信网的发射端部分。

发射端部分包括八个模块9、10、11、12、13、14、15、16。

模块9生成要发射的模拟信号。它是信号源，诸如人、包含语音或视频信号的存储器、照相机等。在模块9的输出端，提供诸如语音信号或视频信号的模拟信号。该信号提供给模块10。

模块10是从模拟语音信号中生成至少一个参数的转换器。这些参数例如是放大倍数、滤波器系数、激励矢量。在模块10的输出端提供的至少一个参数馈送到模块11。在操作期间，有必要改变特定的参数，例如以适应传输信道和／或信号源的当前状态。例如用马尔可夫链描述的关于参数特征、剩余冗余码、和／或统计特征的信息11被存储并传送到模块11。

模块11设计成量化器。在量化器中，参数例如量化成Q=2^M或Q＜2^M个量化级，其中M是可用的比特数。例如用非线性码或线性码进行量化。参数可以单独或一起量化。在后者的情况下，例如使用矢量量化。在操作期间，有必要改变提取参数的方法，例如以适应传输信道和／或信号源的当前状态。例如以表的形式存储关于选择提取方法、量化方法、和／或现有剩余冗余码的信息12，并和信息11一起传送到模块12和／或模块13。量化值传送到模块12。

模块12设计成映射器。在适当的情况下，模块12和13的功能可以只在一个模块中执行。模块12从量化值中生成位模式并馈送到模块13。

模块13设计成一个外部信道编码器。这里额外的冗余码有选择地加入到位模式中。不同的冗余码可以加入不同的量化参数值。在最简单的情况下，例如可以用奇偶校验位来引入冗余码；否则，例如根据希望的汉明距离由检错或纠错码来引入冗余码。例如具有更高冗余度的放大倍数比激励矢量选择例如更长的汉明距离。关于码结构的信息11和13作为先验信息提供给接收端，例如，不需要一直发送，而只是在信源编码(量化)或信道编码改变时才发送。信息12例如作为复用信号或嵌入在数据流中经传送信道发送到接收端。

在发射之前，模块13的输出信号依次通过模块14、15、16。模块14设计成信道编码器，在模块14中执行另外的内部信道编码。模块15设计成交织器，在其中进行扰码。模块16设计成调制器，在其中执行例如正交幅度调制(QAM)的调制。

传输信道17例如受到噪音和／或多径N的影响。因此收到的信号与发射的信号相比较有所失真。

图9表示根据本发明通信网的接收端部分。接收端部分包括五个模块18、19、20、21、22。

模块18设计成用于解调由模块16调制的信号的解调器和均衡器。模块19设计成用于解扰码由模块15扰码的信号的去交织器。模块20设计成用于解码由模块14信道编码的信号的信道解码器。在模块20的输出端，提供具有冗余码和可靠性值(软判决值)的位模式，该位模式提供给模块21。

模块21设计成参数估计器。参数估计器考虑先验信息11和13、收到的信息12、和其它信息14和15来进行参数估计。例如由参数估计器自身或包含解复用器的前置级从收到的数据流中确定信息12以及信息11和13。信息14和15包含关于传输信道的信息。信息14例如包含关于信道损耗的典型信道统计特征等。例如在启动时测量信息14，并从发射位置传送到接收位置并存储在接收位置。信息15包含关于当前信道状态的信息。它例如包括：当前收到的场强、当前的同步质量、当前信道均衡器的滤波器调制质量等等。例如在前置级中确定信息15。信息14和15也被传送到发射位置。那么可以根据信息14和15进行模块11、12、13中的量化和冗余编码。在任何情况下，选择模块11、12、13中的量化和冗余编码，以便在模块21中以最可能的方式进行参数估计。因此，考虑到信道特征关于参数估计器的特征优化所发送信号的状态。因此，可以进行利用测试信号的校准以便适当的优化参数估计器的设置。有利的是，在操作期间可以始终再调整该设置，以执行优化的参数估计。在参数估计器的输出端，可以得到估计的参数，该参数提供给模块22。

模块22设计成从估计的参数中生成模拟输出信号，即估计的信源信号的转换器。

凭借具有至少两个参数的一个或多个量化器或凭借一个或多个编码器来调整来自不同信号源的两个或多个信号，而不是调整分配了若干参数的一个信号，该两个或多个信号都分配了至少一个参数并且不需要参数化直接量化。在接收端，只需要一个参数或信号估计器。

也有可能组合第三个到第五个实施例。

Claims (14)

1．一种在信源编码信号的方法，该信号特别是用于语音和／或图象传输的消息信号，其特征在于

利用Q个量化级对具有M比特的信号进行信号匹配的编码，其中Q＜2^M，至少一部分剩余的冗余码用于保护信号免于出错。

2．一种发射信号的方法，该信号特别是用于语音和／或图象传输的信源编码的消息信号，其特征在于

在发射端，利用至少一个信号匹配的冗余码额外编码该信号，在接收端，利用参数估计借助于至少一部分冗余码来解码该编码的信号。

3．如权利要求1所述的方法，其特征在于M-Id(Q)比特的冗余码至少部分地用于保护信号免于出错。

4．如权利要求1或2所述的方法，其特征在于利用至少一个非线性码来提供误差保护。

5． 一种发射信号的方法，其特征在于如权利要求1或2所述的方法用于发射端以编码信号，并通过传输信道发送编码的信号。

6．如权利要求5所述的方法，其特征在于在发射端，为信源信号生成至少一个参数并依次进行信号匹配的编码操作，在接收端，通过执行参数估计来完成解码。

7．如权利要求6所述的方法，其特征在于对不同的参数使用不同的冗余码。

8．如权利要求2或6所述的方法，其特征在于在发射端，在至少一个参数的情况下加入检错或纠错冗余码，在接收端，通过参数估计至少一部分该附加冗余码用于解码信源信号。

9．如权利要求5所述的方法，其特征在于在发射端，至少一部分剩余冗余码代替或除了用于误差保护之外，还至少部分地用于编码另一个信号。

10．如权利要求5所述的方法，其特征在于在发射端，至少一部分剩余冗余码代替或除了用于误差保护之外，还用于发送控制信号。

11．一种利用权利要求1所述的方法编码信号的装置，包括具有Q＜2^M个量化级的量化器(7)和随后进行误差保护编码的编码器(8)。

12．一种利用权利要求2所述的方法解码信号的装置，包括接收部分，之后是参数估计器，该参数估计器使用至少一部分冗余码用于参数估计。

13．一种利用权利要求6所述的方法编码信号的装置，包括具有Q＜2^M个可设置量化级的至少两个量化器(7)或至少一个矢量量化器和随后为至少两个量化值进行至少一个冗余误差保护编码的至少一个编码器(8)。

14．如权利要求2所述的方法，其特征在于在额外编码之前，利用Q个量化级对具有M比特的信号进行信号匹配的编码，其中Q＜2^M，至少一部分剩余的冗余码用于保护信号免于出错。

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