CN1275834A

CN1275834A - 滤波电路

Info

Publication number: CN1275834A
Application number: CN00101865A
Authority: CN
Inventors: 山本诚二
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1999-05-28
Filing date: 2000-02-04
Publication date: 2000-12-06
Anticipated expiration: 2020-02-04
Also published as: KR100393303B1; DE10000089A1; KR20000076590A; US6239654B1; JP2000341089A; TW517451B; CN1156973C

Abstract

滤波电路,n个模拟开关AS11～AS1n和分别与这些模拟开关连接的电容不同的电容器31～3n与OTA11输出端子连接。m个模拟开关AS21～2m和分别与这些模拟开关连接的电容不同的电容器41～4m与OTA12输出端子连接。且通过使模拟开关AS11～AS1n中的1个和模拟开关AS21～2m中的1个都成为开状态,选择构成滤波部的电容中的所希望的电容,扩大截止频率自动调整电路200的截止频率的调整范围。

Description

滤波电路

本发明涉及由运算互导放大器(OTA)构成的滤波电路，特别是可以变更其截止频率的可变范围的滤波电路。

以往，在移动通信的RF带信号处理用的LSI等中，不是用分立元件的电阻和电容器构成时间常数，而是利用由进行电压/电流变换的运算互导放大器(Operation Transconductance Amplifier：/OTA)和电容构成的滤波电路。此外，多数情况下可以利用通过在该滤波电路中设置可以自动调整其截止频率的截止频率自动调整电路而进一步提高通用性的集成化滤波电路。

图5是表示在模拟信号处理***中使用的具有OTA和截止频率自动调整电路的先有的滤波电路的结构的电路图。在图5中，先有的滤波电路由OTA101、OTA102、电容111(电容器C110)、电容112(电容器C120)和截止频率自动调整电路200构成。作为外部调整元件的电阻201和电容202与截止频率自动调整电路200连接。

OTA101从正相输入端子N100输入作为滤波对象的信号，将输出端子与OTA102的正相输入端子连接。OTA102的输出端子与OTA101和OTA102的反相输入端子连接，另外，OTA101和OTA102都将从截止频率自动调整电路200输出的信号作为偏置电压而输入。这样，OTA101和OTA102就起高输入阻抗和低输出阻抗的能动负载的功能。

另外，一边的端子接地的上述电容111与OTA101的输出端子连接，同样，一边的端子接地的上述电容112也与OTA102的输出端子连接。因此，由作为能动负载的OTA101和电容111以及作为能动负载的OTA102和电容112构成滤波部，便可从OTA102的输出端子输出滤波后的信号。另外，该滤波部的频率特性由OTA101和OTA102的各互导以及电容111和112的各电容器决定。

图6是在OTA101和OTA102中共同的电路图，特别表示出了差动放大电路部。图6所示的差动放大电路部由根据偏置电压VB的输入向下面说明的差动晶体管对供给一定的电流的P沟道型的MOS晶体管M10、构成差动晶体管对的P沟道型的MOS晶体管M11和P沟道型的MOS晶体管M12、起放大器的能动负载的功能的构成电流镜电路的N沟道型的MOS晶体管M13和N沟道型的MOS晶体管M14构成。

在该差动放大电路部中，MOS晶体管M10的源极与供给电源电压Vdd(高电平电压)的电源线连接，栅极与供给偏置电压VB的端子连接。另外，MOS晶体管M11和MOS晶体管M12的源极相互连接，构成差动晶体管对。此外，MOS晶体管M11和MOS晶体管M12的源极都与MOS晶体管M10的漏极连接，这样，通过MOS晶体管M10供给的电流就供给了由上述MOS晶体管M11个MOS晶体管M12构成的差动晶体管对。

MOS晶体管M11的栅极与该差动放大电路的一边的输入节点N190即OTA101或OTA102的正相输入端子连接，特别是在OTA101中是与输入作为滤波对象的信号的端子N100连接。另外，MOS晶体管M12的栅极与差动放大电路部的另一边的输入端子N200即OTA101或OTA102的反相输入端子连接。

MOS晶体管M13和MOS晶体管M14通过将栅极相互连接以及将MOS晶体管M13的栅极和漏极相互连接，形成电流镜电路。另外，MOS晶体管M13和MOS晶体管M14的源极多与接地电压Vss(低电平电压)的线连接。

由该差动放大电路部放大各输入到输入节点N190和输入节点N200上的信号的差分，该放大后的信号作为输出信号从与MOS晶体管M12的漏极连接的输入节点N210输出，但是，在OTA101和OTA102中，由于与输入节点N200相当的各反相输入端子都与OTA102的输出端子连接，所以，构成增益为1的负反馈环，起能动负载的功能。

另一方面，图7是表示截止频率自动调整电路的结构的电路图。图7所示的截止频率自动调整电路200由结构与上述OTA101和102相同的OTA103、比较电路240和取样保持电路300构成。OTA103的正相输入端子(+)与模拟开关221和222的各一边的接点端子连接，反相输入端子(-)与利用电阻213和电阻214的串联连接将电源线的供给电压进行分压的输出节点即电阻213和电阻214的接点连接。

模拟开关221的另一边的接点端子与利用电阻211和电阻212的串联连接将电源线的供给电压进行分压的输出节点即电阻211和电阻212的接点连接，模拟开关222的另一边的接点端子接地。

并且，作为切换用信号，模拟开关221将时钟CK1输入到N沟道型的MOS晶体管侧，将时钟CK1i输入到P沟道型的MOS晶体管侧。另外，作为切换用信号，模拟开关222将时钟CK1i输入到N沟道型的MOS晶体管侧，将时钟CK1输入到P沟道型的MOS晶体管侧。

时钟CK1是从时钟输入端子N120输入的时钟，时钟CK1i如图所示，是由反相器251将时钟CK1的输入反相后的信号。因此，模拟开关221和222就利用这些时钟CK1和CK1i互补地进行开/关。

根据上述结构，OTA103将由电阻213和214供给的分压值作为基准电压值输入到反相输入端子上，将由时钟CK1切换的信号即表示由电阻213和214供给的分压值或接地电压中的某一方的信号输入到正相输入端子上，并输出与这些信号间的差分相应的信号。另外，OTA103将由后面所述的取样保持电路300和上述作为外部调整元件的电阻201和电容202决定的电压值作为偏置电压VB而输入。

并且，电容231(电容器C100)的一端和模拟开关223的一边的接点端子与OTA103的输出端子连接。电容231的多端接地，作为切换用信号，模拟开关223将时钟CK2输入到N沟道型的MOS晶体管侧，将时钟CK2i输入到P沟道型的MOS晶体管侧。

时钟CK2和上述时钟CK1一样，是从时钟输入端子N130输入的时钟，时钟CK2i如图所示，是由反相器252将时钟CK2的输入反相后的信号。因此，模拟开关223利用这些时钟CK2和CK2i进行开/关。

电容232(电容器C200)的一端和比较电路240的正相输入端子与模拟开关223的另一边的接点端子连接。电容232的多端接地，与输入到OTA103的反相输入端子上的信号相同的信号即由电阻213和214分压的电压值输入到比较电路240的反相输入端子上。

因此，通过模拟开关223的开/关可以将充电到电容231上的OTA103的输出电压值保持在电容232上。并且，由比较电路240将该保持的电压与由上述电阻213和214决定的基准电压值进行比较，比较结果作为逻辑电平而输出。

取样保持电路300由延迟触发器301、P沟道型的MOS晶体管M31和N沟道型的MOS晶体管M32构成。并且，上述比较电路240的输出输入到延迟触发器301的D输入端。

延迟触发器301的上升沿时钟输入(T输入)利用上述时钟CK1。延迟触发器301的QC输出输入到MOS晶体管M31的栅极和MOS晶体管M32的栅极上。另外，时钟CK1的反相后的电平的信号输入到延迟触发器301的T输入端。MOS晶体管M31和MOS晶体管M32构成互补电路，各自的漏极在此起充电泵的作用。

MOS晶体管M31和MOS晶体管M32的漏极与PDO端子N300连接，另外，MOS晶体管M31的源极与电源线连接，MOS晶体管M32的源极接地。这里，如图5所示，PDO端子N300与作为外部调整元件的电阻201连接，该电阻201通过电容202接地。即，从MOS晶体管M31和MOS晶体管M32的漏极输出的电压值由电容202所保持(取样保持)。

另外，图7所示的VCOI端子N310与截止频率自动调整电路200的输出端子220连接，同时，如图5所示，在电阻201和电容202的接点连接。即，由电容202所取样保持的电压值从截止频率自动调整电路202输出，而作为构成滤波部的OTA101和102的偏置电压VB输入，同时，作为自电路内的OTA103的偏置电压而输入。

下面，说明以上所说明的先有的滤波电路的动作。在该滤波电路中，截止频率fc和Q值可以表为下式。

其中，gm1和gm2分别表示OTA101和OTA102的互导，可以表为

gm1＝1/2×K′×W′/L′×(VddVB-Vthp′)

gm2＝1/2×K″×W″/L″×(Vdd-VB-Vthp″)

另外，在上式中，K′表示图6所示的MOS晶体管M10的移动度，W/L表示MOS晶体管M10的晶体管尺寸，Vdd表示MOS晶体管M10的源极的电源电压，Vthp表示MOS晶体管M10的阈值。

如上所述，滤波电路的截止频率由gm1、gm2、C110和C120决定，特别是互导gm1、gm2将偏置电压VB作为1个参量，所以，通过改变该偏置电压VB，便可设定为所希望的截止频率。截止频率自动调整电路200通过根据时钟CK1和时钟CK2的频率将该偏置电压VB输入到OTA101和102，便可改变截止频率。

下面，说明截止频率自动调整电路200的动作。图8是用于说明截止频率自动调整电路200的动作的时序图。图7中，由电阻211和212决定的分压值和由电阻213和214决定的分压值设定为使时钟CK1表示逻辑电平「H」(高电平)时输出的OTA103的电压值成为接近逻辑电平「H」的值，比较电路240在电容232所保持的电压值大于上述基准电压值时，输出逻辑电平「H」。

在图8(a)中，首先，在时间T0，时钟CK1表示逻辑电平「H」时，模拟开关221成为开状态，模拟开关222成为关状态。并且，如图8(b)所示，由电阻211和212决定的分压值输入到OTA103的正相输入端子上(图7中的C点)。这样，从OTA103就输出正的电压，如图8(d)所示，向电容231充电(图7中的D点)。

如图8(c)所示，在时间T0，同时通过时钟CK2表示逻辑电平「H」，模拟开关223成为开状态，从OTA103输出的电压如图8(e)所示，向电容232充电(图7中的E点)。这时，在比较电路240中，由于输入到正相输入端子上的表示E点的电压值未达到反相输入端子上的基准电压值，所以，如图8(f)所示，输出逻辑电平「L」(低电平)(图7中的F点)。

此外，在该时间T0，接地电压或未充分充电的电容232的保持电压输入到比较电路240的正相输入端子上，逻辑电平「L」输入到延迟触发器301的D输入端上，但是，由于时钟CK1表示逻辑电平「H」，所以，逻辑电平「L」输入到T输入端上，从QC输出端输出作为D输入端的保持电压的逻辑电平「H」的反相电平「L」。

这样，MOS晶体管M31成为导通状态，MOS晶体管M32成为截止状态，电源电压输出导PDO端子上。这样，就向图5所示的电容202充电。

然后，在时间T1，只有时钟CK2成为逻辑电平「L」，模拟开关223成为关状态时，如图8(e)所示，在时间T1的OTA103的输出电压值保持在电容232上。该输出电压值超过比较电路240的基准电压值，所以，如图8(f)所示，从比较电路240输出逻辑电平「H」。

从比较电路240输出的逻辑电平「H」的电压值，输入到延迟触发器301的D输入端。这时，由于时钟CK1表示逻辑电平「H」，所以，作为其反相电平的「L」就输入到T输入端。并且，从QC输出端输出逻辑电平「H」，MOS晶体管M31成为截止状态，MOS晶体管M32成为导通状态，接地电压输入导PDO端子上。这样，图5所示的电容202所保持的电压就进行放电。这就意味着，在此之前充电导电容202上的电压值成为作为偏置电压VB而输出的电压值。

并且，在时间T2，时钟CK1表示逻辑电平「L」时，模拟开关221成为截止状态，模拟开关222成为开状态，OTA103的输出成为接地电压或负的电压，图7中的D点的电位如图8(d)所示，随着电容231的放电而逐渐地降低。

这时，时钟CK2仍然表示逻辑电平「L」，所以，模拟开关223维持截止状态，电容232所保持的电压输入到比较电路240的正相输入端子上。因此，从PDO端子输出的电压也仍然表示接地电压。

并且，在时间T4，时钟CK1和时钟CK2通过再次成为逻辑电平「H」，反复进行上述动作。根据上述说明，截止频率自动调整电路200可以根据时钟CK1和时钟CK2的频率改变向电容202充放电的最大的电压值，从而可以将该电压值作为偏置电压VB输入到OTA101和102。

另外，截止频率自动调整电路200也可以起吸收电容器C110和C120的变化以及图6所示的MOS晶体管M10的阈值Vthp的变化的电路的功能。

但是，在以上所说明的先有的滤波电路中，由于仅利用输入截止频率自动调整电路200的时钟CK1和CK2的频率来决定截止频率的调整范围，所以，该调整范围比较窄，不能适应更宽范围的截止频率的调整的要求。

本发明就是为了解决上述问题而提案的，目的旨在提供可以在宽范围内调整频率的滤波电路。

为了解决上述问题，达到本发明的目的，本发明的滤波电路的特征在于：在利用运算互导放大器(OTA)、电容和截止频率自动调整单元构成滤波器的滤波电路中，将上述截止频率自动调整单元的偏置电压输出输入到上述运算互导放大器的偏置电压输入端子上，作为与上述运算互导放大器的输出端子连接的上述电容，通过选择电容器的不同的多个电容中的1个来改变上述截止频率自动调整单元的频率调整范围。

按照本发明，作为与运算互导放大器的输出端子连接的电容，选择电容器的不同的多个电容中的1个，所以，可以扩大截止频率自动调整单元有效地输入到运算互导放大器的偏置电压输入端子上的时钟信号的频率的范围，这样，便可使截止频率的自动调整范围更宽。

本发明的滤波电路的特征在于：具有将输入信号输入到正相输入端子上的第1运算互导放大器(OTA)、与上述第1运算互导放大器的输出端子并联连接的多个第1开关单元、与上述各第1开关单元串联连接的电容相互不同的多个第1电容、将上述第1运算互导放大器的输出端子与正相输入端子连接的第2运算互导放大器、与上述第2运算互导放大器的输出端子并联连接的多个第2开关单元、与上述各第2开关单元串联连接的电容相互不同的多个第2电容和通过根据从外部输入的时钟信号的频率改变上述第1和第2运算互导放大器的偏置电压而自动调整由上述第1和第2运算互导放大器与上述第1和第2电容构成的滤波部的截止频率的截止频率自动调整单元，由上述第1开关单元选择分别与上述第1运算互导放大器的输出端子连接的上述多个第1电容中的1个，由上述第2开关单元选择分别与上述第2运算互导放大器的输出端子连接的上述多个第2电容中的1个。

按照本发明，在由第1运算互导放大器、与该第1运算互导放大器连接的电容、第2运算互导放大器和与该第2运算互导放大器连接的电容构成的滤波部中，设置多个与各运算互导放大器连接的电容，将可以选择该多个电容的开关部与各电容连接，所以，可以根据从外部输入的时钟信号的频率改变从截止频率自动调整单元输出的第1和第2运算互导放大器的偏置电压，同时，可以改变作为决定截止频率的参量之一的电容器的电容，从而可以使截止频率的调整范围更宽。

本发明的滤波电路的特征在于：在利用运算互导放大器(OTA)、电容和截止频率自动调整单元构成滤波器的滤波电路中，在构成上述运算互导放大器的晶体管中，作为将该运算互导放大器的偏置电压输入到栅极上的偏置电压输入用晶体管，通过选择晶体管尺寸不同的多个晶体管中的1个，来改变上述截止频率自动调整单元的频率调整范围。

按照本发明，在构成运算互导放大器的晶体管中，作为将该运算互导放大器的偏置电压输入到栅极上的偏置电压输入用晶体管，可以选择晶体管尺寸不同的多个晶体管中的1个，所以，可以根据从外部输入的时钟信号的频率改变从截止频率自动调整单元输出的运算互导放大器的偏置电压，同时，可以改变作为决定截止频率的参量之一的偏置电压输入用晶体管的晶体管尺寸，从而可以使截止频率的调整范围更宽。

本发明的滤波电路的特征在于：在利用运算互导放大器(OTA)、电容和截止频率自动调整单元构成滤波器的滤波电路中，上述截止频率自动调整单元具有保持作为输入到上述运算互导放大器的偏置电压输入端子上的电压并且根据从外部输入的时钟信号的频率而变化的电压的取样保持电路和作为决定由于设定在上述取样保持电路中保持的上述电压的电压值的基准电压的电阻而选择电阻值不同的多个电阻中的1个的基准电压设定部。

按照本发明，构成滤波电路的截止频率自动调整单元具有保持作为输入到上述运算互导放大器的偏置电压输入端子上的电压并且根据从外部输入的时钟信号的频率而变化的电压的取样保持电路和作为决定由于设定在上述取样保持电路中保持的上述电压的电压值的基准电压的电阻而选择电阻值不同的多个电阻中的1个的基准电压设定部，所以，可以改变基准电压值，从而可以根据从外部输入的时钟信号的频率在更宽的范围内改变从截止频率自动调整单元输出的运算互导放大器的偏置电压，同时可以使截止频率的调整范围更宽。

图1是表示实施例1的滤波电路的结构的电路图。

图2是表示实施例1的滤波电路中时钟CK1和CK2的频率与偏置电压VB的特性曲线的图。

图3是表示实施例2的滤波电路中OTA的内部电路的图。

图4是表示实施例3的滤波电路中截止频率自动调整电路的图。

图5是表示具有OTA和截止频率自动调整电路的先有的滤波电路的结构的电路图。

图6是表示先有的滤波电路中OTA的结构的电路图。

图7是表示先有的滤波电路中截止频率自动调整电路的结构的电路图。

图8是用于说明先有的滤波电路中截止频率自动调整电路的动作的时序图。

下面，根据附图详细说明本发明的滤波电路的实施例。本发明并不限于这些实施例。

实施例1.

首先，说明实施例1的滤波电路。图1(a)、(b)是表示实施例1的滤波电路的结构的电路图。对于和图5相同的部分标以相同的符号，并省略其说明。在图1中，实施例1的滤波电路由OTA11、OTA12和截止频率自动调整电路200构成，OTA11和OTA12分别与上述OTA101和OTA102相当。

特别是，图1所示的滤波电路，与在先有的滤波电路中1个电容111与OTA101的输出端子连接的情况相反，n个模拟开关AS11～AS1n和分别与这些模拟开关连接的电容器不同的电容31～3n(电容器C11～C1n)与OTA11的输出端子连接。更详细地说，如图1所示，模拟开关AS11～AS1n的一边的接点端子并联地与OTA11的输出端子连接，电容31～3n分别各与这些模拟开关AS11～AS1n的另一边的接点端子连接。例如，OTA11的输出端子与模拟开关AS11的一边的接点端子连接，电容31的一端与另一边的接点端子连接。电容31的另一端接地。

这样，由1个模拟开关和1个电容构成的n个组并联地与OTA11的输出端子连接。另外，各模拟开关AS11～AS1n分别向N沟道型的MOS晶体管侧输入切换信号SW11～SW1n，分别向P沟道型的MOS晶体管侧输入切换信号SW11i～SW1ni。

切换信号SW11～SW1n分别从切换信号输入端子N11～N1n由外部输入，切换信号SW11i～SW1ni是通过将切换信号SW11～SW1n输入该滤波电路或与滤波电路连接的外部电路所具有的反相器G11～G1n而得到的反相信号。因此，各模拟开关AS11～AS1n根据各切换信号SW11～SW1n和切换信号SW11i～SW1ni而进行开/关。

即，通过向切换信号输入端子N11～N1n中的某一个输入逻辑电平「H」，可以使模拟开关AS11～AS1n中所希望的模拟开关成为开状态，从而可以使与超该开状态的模拟开关连接的电容有效。由于各电容31～3n的电容器相互不同，所以，通过选择成为开状态的模拟开关，可以改变介于OTA11的输出端子与接地线之间的电容器的电容。

此外，图1所示的滤波电路与在先有的滤波电路中1个电容112与OTA102的输出端子连接的情况相反，和上述OTA11的情况一样，m个模拟开关AS21～AS2m和与这些模拟开关连接的电容器不同的电容41～4m(电容器C21～C2m)与OTA12的输出端子连接。

更详细地说，如图1所示，模拟开关AS21～AS2m一边的接点端子并联地与OTA12的输出端子连接，电容41～4m分别与这些模拟开关AS21～AS2m的另一边的接点端子连接。例如，OTA12的输出端子与模拟开关AS21的一边的接点端子连接，电容41的一端与另一边的接点端子连接。电容41的另一端接地。

这样，由1个模拟开关和1个电容构成的m个组并联地与OTA12的输出端子连接。另外，各模拟开关AS21～AS2m分别向N沟道型的MOS晶体管侧输入切换信号SW21～SW2m，分别向P沟道型的MOS晶体管侧输入切换信号SW21i～SW2mi。

与上述切换信号SW11～SW1n和切换信号SW11i～SW1ni一样，切换信号SW21～SW2m分别从切换信号输入端子N21～N2m由外部输入，切换信号SW21i～SW2mi是通过将切换信号SW21～SW2m输入该滤波电路或与滤波电路连接的外部电路所具有的反相器G21～G2m而得到的反相信号。因此，各模拟开关AS21～AS2m分别根据各切换信号SW21～SW2m和切换信号SW21i～SW2mi而进行开/关。

即，通过将逻辑电平「H」输入切换信号输入端子N21～N2m中的某一个，可以使模拟开关AS21～AS2m中所希望的模拟开关成为开状态，从而可以使与成为该开状态的模拟开关连接的电容有效。由于各电容器41～4m的电容相互不同，所以，通过选择成为开状态的模拟开关，可以改变介于OTA12的输出端子与接地线之间的电容器的电容。

因此，利用以上说明的结构向切换信号输入端子N11～N1n中的1个输入逻辑电平「H」，同时通过向切换信号输入端子N21～N2m中的1个输入逻辑电平「H」，便可将构成OTA11及OTA12和滤波部的各电容器的电容设定为所希望的值。

这里，该滤波电路的截止频率fc和Q值可以利用在电容31～3n中选择的电容器的电容(这里，假定为C1k)、在电容41～4m中选择的电容器的电容(这里，假定为C2k)和OTA11及OTA12的各自的互导(假定分别为gm1和gm2)与式1一样表示为下式。

如上所述，通过切换电容，可以使式2中的电容C1k和C2k成为所希望的值，所以，可以改变滤波电路的截止频率fc。另一方面，如在式1中说明的那样，互导gm1和gm2由供给OTA11和OTA12的各偏置电压决定，所以，在截止频率自动调整电路200中，也可以根据可随时钟CK1和CK2的频率而改变的偏置电压VB的输出来改变截止频率fc。

图2是表示时钟CK1和CK2的频率与偏置电压VB的特性曲线的图。在图2中，和先有的滤波电路那样仅通过改变偏置电压VB来调整截止频率fc时，输入截止频率自动调整电路200的时钟CK1和CK2的频率的有效的可变范围为频率调整范围B所示的范围，与此相反，在本实施例1的滤波电路中，通过改变构成滤波部的电容，便可将时钟CK1和CK2的频率调整范围扩展到图2中频率调整范围A所示的范围。

另外，通过选择分别与OTA11和OTA12的输出端子连接的电容以使上述式2中的电容C1k与C2k之比总是一定，便可改变截止频率fc，同时可以使Q值固定。

此外，也可以将译码器设置在输入上述切换信号SW11～SW1n和切换信号SW21～SW2m的各切换信号输入端子的前级，而将电容选择数据输入译码器。例如，在具有电容31～34和电容41～44的滤波电路中，通过使「00」、「01」、「10」、「11」的2位数据分别与(电容31，41)、(电容32，42)、(电容33，43)、(电容34，44)对应，并将该数据作为电容选择数据输入上述译码器，便可使电容的选择简化。如上所述，按照实施例1的滤波电路，在由OTA11、与该OTA11及的电容、OTA12和与该OTA12连接的电容构成的滤波部中，设置与各OTA连接的多个电容，并将可以选择该多个电容的模拟开关与各电容连接，所以，可以根据时钟CK1和CK2的频率改变从截止频率自动调整电路200输出的OTA11和OTA12的偏置电压，同时，可以改变作为决定截止频率fc的参量之一的电容器的电容，从而可以使截止频率的调整范围更宽。这样，便可提供更灵活的通用性高的滤波电路。

实施例2.

下面，说明实施例2的滤波电路。实施例2的滤波电路，在图5所示的先有的滤波电路的OTA101和102的内部电路或实施例1的OTA11和OTA12的内部电路即图6所示的差动放大部中，通过改变将偏置电压输入到栅极上的MOS晶体管的晶体管尺寸W/L，除了自动调整截止频率自动调整电路200的频率外，还将截止频率的调整范围扩大。

如在上述数式1中说明的那样，对于作为决定截止频率fc的参量之一的OTA的互导gm1或gm2，在构成这些互导gm1或gm2的参量中，包含将偏置电压VB输入到栅极的MOS晶体管的晶体管尺寸W/L。因此，通过改变该晶体管尺寸W/L，也可以改变截止频率fc。

晶体管尺寸W/L的改变，可以通过预先准备多个晶体管尺寸的偏置电压VB输入用MOS晶体管，利用模拟开关选择这些MOS晶体管中的某一个而实现。

图3(a)、(b)是表示实施例2的滤波电路中的OTA的内部电路的图。在图3所示的内部电路即差动放大部中，晶体管尺寸相互不同的x个P沟道型的MOS晶体管M1～Mx并联地连接在电源电压Vdd与MOS晶体管M11和MOS晶体管M12的源极间的连接点之间。

另外，模拟开关AS31～AS3x的一边的接点端子分别与这些MOS晶体管M1～Mx的各栅极连接。并且，供给从截止频率自动调整电路200输出的偏置电压VB的偏置电压VB线与另一边的接点端子连接。

另外，各模拟开关AS31～AS3x分别将切换信号SW31～SW3x输入到N沟道型的MOS晶体管侧，分别将切换信号SW31i～SW3xi输入到P沟道型的MOS晶体管侧。

切换信号SW31～SW3x由外部分别从切换信号输入端子N31～N3x输入，切换信号SW31i～SW3xi是通过将切换信号SW31～SW3x输入在该滤波电路或与滤波电路连接的外部电路所具有的反相器G31～G3x而得到的反相信号。因此，模拟开关AS31～AS3x分别根据各切换信号SW31～SW3x而进行开/关。

即，通过将逻辑电平「H」输入切换信号输入端子N31～N3x中的某一个，便可使模拟开关AS31～AS3x中所希望的模拟开关成为开状态，从而可以使与该成为开状态的模拟开关连接的MOS晶体管成为导通状态。由于各MOS晶体管M1～Mx的晶体管尺寸相互不同，所以，通过选择成为开状态的模拟开关，便可改变OTA11或OTA12的互导。

这样，如图2所示，与像先有的滤波电路那样在仅通过改变偏置电压VB来调整截止频率fc时输入截止频率自动调整电路200的时钟CK1和CK2的频率有效的可变范围为频率调整范围B所示的范围的情况相反，在本实施例2的滤波电路中，进而通过改变构成滤波部的OTA的偏置电压VB输入用MOS晶体管的晶体管尺寸，可以将时钟CK1和CK2的频率调整范围扩展到同一图的频率调整范围A所示的范围。

在以上说明的滤波电路的OTA的内部电路中，对可以成为偏置电压VB用MOS晶体管的多个MOS晶体管M1～Mx分别设置模拟开关，但是，也可以将偏置电压VB线与各MOS晶体管M1～Mx的栅极连接，分别将模拟开关的一边的接点端子与各MOS晶体管M1～Mx的漏极连接，将各模拟开关的另一边的接点端子与MOS晶体管M11和MOS晶体管M12的源极间的连接点连接。

如上所述，按照实施例2的滤波电路，在由OTA11、与该OTA11连接的电容、OTA12和与该OTA12连接的电容构成的滤波部的各OTA内部，将晶体管尺寸相互不同的多个P沟道型的MOS晶体管M1～Mx并联地设置在电源电压Vdd与MOS晶体管M11和MOS晶体管M12的源极间的连接点之间，将可以选择该多个MOS晶体管的模拟开关与各电容连接，所以，可以根据时钟CK1和CK2的频率改变从截止频率自动调整电路200输出的图5所示的先有的滤波电路的OTA101和102或实施例1的OTA11和OTA12的偏置电压VB，同时，可以改变作为决定截止频率fc的参量之一的偏置电压VB输入用MOS晶体管的晶体管尺寸，从而可以使截止频率的调整范围更宽。这样，便可更灵活地提供通用性高的滤波电路。

实施例3.

下面，说明实施例3的滤波电路。实施例3的滤波电路，是在上述截止频率自动调整电路200(参见图7)中，通过改变决定输入到OTA103的反相输入端子和比较电路240的反相输入端子上的分压值的电阻213与电阻214的电阻之比来扩大从截止频率自动调整电路200输出的偏置电压VB的可变范围从而扩大截止频率的调整范围的电路。

如上述图7的说明那样，由电阻213和电阻214决定的分压值作为基准电压值决定OTA103的输出电压值的大小，从而决定向电容231或电容232充电的电压。另外，比较电路240根据该基准电压值判断是否向取样保持电路300输出逻辑电平「H」。

因此，通过改变该基准电压值，可以扩大与VCOI端子连接的电容202所保持的电压的范围，这样，便可扩大从截止频率自动调整电路200输出的偏置电压VB的可变范围，即可以改变截止频率fc。

基准电压值的改变，可以通过预先准备具有相互不同的电阻值的多个电阻取代电阻214，利用模拟开关选择这些电阻中的某一个而实现。

图4(a)、(b)是表示实施例3的滤波电路中的截止频率自动调整电路的图。对于与图7相同的部分，标以相同的符号，并省略其说明。在图4所示的截止频率自动调整电路中，电阻值相互不同的y个电阻51～5y并联地设置在电阻213与接地线之间。

另外，这些电阻51～5y的一端分别与模拟开关AS41～AS4y的一边的接点端子连接，电阻213与另一边的接点端子连接。这时，电阻51～5y的另一端与接地线连接。

并且，各模拟开关AS41～AS4y分别将切换信号SW41～SW4y输入到N沟道型的MOS晶体管侧，分别将切换信号SW41i～SW4yi输入到P沟道型的MOS晶体管侧。

切换信号SW41～SW4y由外部分别从切换信号输入端子N41～N4y输入，切换信号SW41i～SW4yi是通过将切换信号SW41～SW4y输入该滤波电路或与滤波电路连接的外部电路所具有的反相器G41～G4y而得到的反相信号。因此，模拟开关AS41～AS4y分别根据各切换信号SW41～SW4y而进行开/关。

即，通过将逻辑电平「H」输入切换信号输入端子N41～N4y中的某一个，可以使模拟开关AS41～AS4y中所希望的模拟开关成为开状态，从而可以使与该成为开状态的模拟开关连接的电阻作为生成基准电压的电阻而有效。由于各电阻51～5y的电阻值相互不同，所以，通过选择成为开状态的模拟开关，便可改变所选择的电阻与电阻213的分压比，从而可以改变基准电压值。

这样，如图2所示，与像先有的滤波电路那样在仅通过改变偏置电压VB来调整截止频率fc时输入截止频率自动调整电路200的时钟CK1和CK2的频率有效的可变范围为频率调整范围B所示的范围的情况相反，在本实施例3的滤波电路的截止频率自动调整电路200中，进而通过改变生成基准电压的电阻值，可以将时钟CK1和CK2的频率调整范围扩展到同一图的频率调整范围A所示的范围。

如上所述，按照实施例3的滤波电路，在截止频率自动调整电路200中，将生成决定偏置电压VB的电压值的基准电压的2个电阻中的一边的电阻与模拟开关一起并联地设置为电阻值相互不同的多个电阻，所以，通过该模拟开关的开/关便可改变基准电压值，根据时钟CK1和CK2的频率可以在更宽的范围内改变从截止频率自动调整电路200输出的图5所示的先有的滤波电路的OTA101和102或实施例1的OTA11和OTA12的偏置电压VB，同时，可以扩大截止频率的调整范围。这样，便可更灵活地提供通用性高的滤波电路。

如上所述，按照本发明，在由运算互导放大器(OTA)、电容和截止频率自动调整单元构成滤波器的滤波电路中，作为与运算互导放大器的输出端子连接的电容，是选择电容不同的多个电容器中的1个，所以，可以扩大截止频率自动调整单元有效地输入到运算互导放大器的偏置电压输入端子上的时钟信号的频率的范围，这样，便可使截止频率的自动调整范围更宽，从而可以更灵活地得到通用性高的滤波电路。

按照本发明，在由第1运算互导放大器、与该第1运算互导放大器连接的电容、第2运算互导放大器和与该第2运算互导放大器连接的电容构成的滤波部中，设置多个与各运算互导放大器连接的电容，将可以选择该多个电容的开关部与各电容连接，所以，可以根据从外部输入的时钟信号的频率改变从截止频率自动调整单元输出的第1和第2运算互导放大器的偏置电压，同时，可以改变作为决定截止频率的参量之一的电容器的电容，使截止频率的调整范围更宽，从而可以更灵活地得到通用性高的滤波电路。

按照本发明，在构成运算互导放大器的晶体管中，作为将该运算互导放大器的偏置电压输入到栅极上的偏置电压输入用晶体管，可以选择晶体管尺寸不同的多个晶体管中的1个，所以，可以根据从外部输入的时钟信号的频率改变从截止频率自动调整单元输出的运算互导放大器的偏置电压，同时，可以改变作为决定截止频率的参量之一的偏置电压输入用晶体管的晶体管尺寸，使截止频率的调整范围更宽，从而可以更灵活地得到通用性高的滤波电路。

按照本发明，构成滤波电路的截止频率自动调整单元具有保持作为输入到上述运算互导放大器的偏置电压输入端子上的电压并且根据从外部输入的时钟信号的频率而变化的电压的取样保持电路和作为决定由于设定在上述取样保持电路中保持的上述电压的电压值的基准电压的电阻而选择电阻值不同的多个电阻中的1个的基准电压设定部，所以，可以改变基准电压值，从而可以根据从外部输入的时钟信号的频率在更宽的范围内改变从截止频率自动调整单元输出的运算互导放大器的偏置电压，同时可以使截止频率的调整范围更宽，从而可以更灵活地得到通用性高的滤波电路。

Claims

1.一种利用运算互导放大器、电容和截止频率自动调整单元构成滤波器的滤波电路，其特征在于：上述截止频率自动调整单元的偏置电压输出输入到上述运算互导放大器的偏置电压输入端子上，作为与上述运算互导放大器的输出端子连接的上述电容，通过选择电容不同的多个电容中的1个来改变上述截止频率自动调整单元的频率调整范围。

2.一种滤波电路，其特征在于：具有将输入信号输入到正相输入端子上的第1运算互导放大器、与上述第1运算互导放大器的输出端子并联连接的多个第1开关单元、与上述各第1开关单元串联连接的电容相互不同的多个第1电容、将上述第1运算互导放大器的输出端子与正相输入端子连接的第2运算互导放大器、与上述第2运算互导放大器的输出端子并联连接的多个第2开关单元、与上述各第2开关单元串联连接的电容相互不同的多个第2电容和通过根据从外部输入的时钟信号的频率改变上述第1和第2运算互导放大器的偏置电压而自动调整由上述第1和第2运算互导放大器与上述第1和第2电容构成的滤波部的截止频率的截止频率自动调整单元，由上述第1开关单元选择分别与上述第1运算互导放大器的输出端子连接的上述多个第1电容中的1个，由上述第2开关单元选择分别与上述第2运算互导放大器的输出端子连接的上述多个第2电容中的1个。

3.一种利用运算互导放大器、电容和截止频率自动调整单元构成滤波器的滤波电路，其特征在于：在构成上述运算互导放大器的晶体管中，作为将该运算互导放大器的偏置电压输入到栅极上的偏置电压输入用晶体管，通过选择晶体管尺寸不同的多个晶体管中的1个，来改变上述截止频率自动调整单元的频率调整范围。

4.一种利用运算互导放大器、电容和截止频率自动调整单元构成滤波器的滤波电路，其特征在于：上述截止频率自动调整单元具有保持作为输入到上述运算互导放大器的偏置电压输入端子上的电压并且根据从外部输入的时钟信号的频率而变化的电压的取样保持电路和作为决定由于设定在上述取样保持电路中保持的上述电压的电压值的基准电压的电阻而选择电阻值不同的多个电阻中的1个的基准电压设定部。