CN1250046C - 由两路或更多路输入音频信号获得至少一路音频信号的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明披露了一种采用 “自适应”音频矩阵的多向音频解码器，它由两个或更多个定向编码音频输入信号流(S1(α)、S2(α)、...SN(α))至少获得多个输出音频信号之一，其中α是源音频信号的编码角度。每个输出信号均与一个主方向β有关。为了产生各输出信号，产生一对中间信号(“反主方向”信号)，它们构成解码器两个相邻主输出方向中每个主输出方向的反主方向信号。任意主(或“支配”)方向的反主方向信号是具有这样的系数的输入信号的组合，使得对于该主方向方向，该组合为0。对两个反主方向信号进行幅度控制以产生具有基本上相同幅度的一对信号，利用加法或减法，将这对信号组合以产生与主方向相关的输出音频信号。

Description

由两路或更多路输入音频信号 获得至少一路音频信号的方法和装置

技术领域

本发明涉及音频信号处理。具体地说，本发明涉及采用由两路或更多路定向编码音频输入信号流(或“信号”或“通道”)获得至少一路音频信号流(或“信号”或“通道”)的“自适应”(或“有源”)音频矩阵进行“多向”(或“多通道”)音频解码。

背景技术

音频矩阵编码与解码方法在现有技术中众所周知。例如，在所谓“4-2-4”音频矩阵编码与解码方法中，通常与同样4个主要输入与输出方向(例如：左、中、右以及环绕，或者左前方、右前方、左后方以及右后方)相应的4个源信号被幅度相位矩阵编码为两个其相对幅度和极性表示其定向编码的信号。发送或存储这两个信号，然后利用利用幅度相位矩阵解码器对这两个信号进行解码以基本上恢复4个源信号。解码信号是近似值，因为众所周知，矩阵解码器具有在解码音频信号之间串音的缺陷。理想情况是，解码信号应该与源信号相同，在各路信号之间存在无限隔离度。然而，矩阵解码器内的固有串音通常使得在相邻方向的信号之间只有3dB隔离度。在本技术领域内将矩阵特征不发生变化的音频矩阵称为“无源”矩阵。还将有源或自适应矩阵的静态或“非受控”性态称为其“无源”矩阵性态。

众所周知，为了解决矩阵解码器的串音问题，在现有技术中，  自适应改变矩阵特性以提高解码信号之间的隔离度，以致更接近源信号。这种有源矩阵解码器的一个众所周知的例子是第4,799,260号美国专利中披露的Dolby Pro Logic解码器，在此引用该专利的全部内容供参考。第4,799,260号美国专利引用了多个作为其先有技术的专利，其中许多说明了多种其它类型的自适应矩阵解码器。

在James W.Fosgate于1999年12月3日提交的第09/454,810号美国专利申请中以及在James W.Fosgate于2000年3月22日提交的第09/532,711号美国专利申请中(“ Fosgate专利申请)披露了改进型自适应矩阵解码器。在所述Fosgate专利申请中，利用自适应矩阵解码器内的各中间信号之间的预期关系来简化解码器并提高解码器的精度。

在Fosgate专利申请披露的解码器中，接收Lt和Rt(“左总”和“右总”)输入信号并提供4路输出信号，这4路输出信号代表主方向：左、右、中以及环绕，其中两对方向(左/右、中/环绕)位于互相成90度方向。Lt和Rt输入信号的相对幅度和极性携带方向信息。第一“伺服装置”作用于Lt和Rt，第二 “伺服装置”作用于Lt与Rt之和以及差值，每个伺服装置产生一对中间信号。对每个伺服装置产生的中间信号对的幅度进行控制，并且通过相应伺服，促使受控中间信号“趋于相等”，或者控制受控中间信号具有“同等幅度”(但是不要求其极性相同)(因此称为“伺服装置”)。通过用加、减方法组合每对幅度受控“促使趋向相同”的中间信号，产生4路解码器输出信号。

就仅利用表示编码方向的相邻方向的两路输出来产生具有被编码为Lt和Rt输入信号的特定方向的单路源信号(具有适当相对幅度)而言(或者在编码方向恰好是一路输出表示的方向时，仅由该单路输出产生)，所述Fosgate专利申请中披露的四输出解码器是“完备的”。

所述Fosgate专利申请中的第二个还披露了一种提供其方向不同于由受控具有相同幅度的中间信号对获得的4路输出的方向的解码器输出的技术。然而，这种附加的解码器输出信号比所述Fosgate专利申请披露的解码器的4路基本输出具有更大的干扰串音。因此，尽管所述Fosgate专利申请中的解码器性能得到改善，但是仍然要求可以提供多路输出的自适应矩阵解码器，各输出分别具有任意方向，并且在各输出中，所述Fosgate专利申请四输出解码器的串音被高度抑制。

发明内容

本发明目的在于实现使中间信号对受控具有相同幅度的原理不局限于具有方向对互相成90度的4个主解码方向的音频矩阵解码器，而是可以应用于具有对应于各主解码方向的多路输出的矩阵解码器，其中各方向具有任意角度位置、任意间隔，不要求输出信号对位于互相成90度的轴上。此外，本发明还可以应用于接收两路或更多路定向编码(“总”)输入信号的解码器。此目的实现会获得与所述Fosgate专利申请披露的四输出解码器同样“完备”、采用幅度趋于相等(但不必是同极性)的受控中间信号对组合的新型解码器。对于某个时间来自一个方向的信源，在净噪输出中少有或没有干扰串音(即在除了两个表示与要求方向相邻的方向以外的输出中，基本上没有信号，除非所要求方向恰好与一路输出的方向对应，在这种情况下，基本上仅在该输出中有信号)。

在所述Fosgate专利申请披露的解码器中，由“伺服装置”接收的输入信号具有所述Fosgate专利申请中未关注的固有特性。即，在以输入信号形式编码的方向是与从伺服装置获得的解码器输出信号的两个主方向之一相邻的主(或“基本”)解码器输出方向之一时，送到该伺服装置的两个输入信号之一基本上趋于0，而在以输入信号方式编码的方向是与从该伺服装置获得的输出信号的主方向相邻的主解码器输出方向中的另一个方向时，两个输入信号中的另一个输入信号基本上趋于0。

因此，例如在图1所示的解码器中，主输出方向为：左(Lout)、右(Rout)、中(Cout)以及环绕(Sout)。图1是所述Fosgate专利申请中两个附图，即图6(本说明书的图18)与引入其内的图3(本申请文件中的图15)所示的反馈控制电路的组合。在以下的图15和图18的说明中描述图1的细节。例如，对于Cout主方向输出，在利用“右”源信号(与中路相邻的一个主输出方向)对Lt和Rt输入进行定向编码时，Lt输入等于0，而在利用“左”源信号(与中路相邻的另一个主输出方向)对Lt和Rt输入进行定向编码时，Rt输入等于0。控制伺服装置3和伺服装置5，以促使它们相应输出的幅度趋向相等。通过利用加法组合伺服装置之一(L/R伺服装置3)的输出，获得中输出Cout。因为输出对之间(L/R相对C/S)具有90度关系，所以产生中输出所需“保持相同”信号与产生环绕输出所需“保持相同”信号相同。因此，对于输出方向是位于互相成90度轴上的方向对的特定四输出情况，不要求(象对本发明的任意主方向输出那样获得每个输出信号)分别获得图1所示解码器的例如中输出信号和环绕输出信号(或左和右)，而可以通过利用加法和减法组合促使趋向幅度相同的同样的“保持相同”信号获得。

可以根据某种规则，将表示任意源方向的信号定向编码为两个(或更多个)信号或“通道”的线性、非时变组合方式。例如，将具有单位幅度并且表示α度任意方向的单路源音频信号编码为两个被称为Lt和Rt的通道(通常将诸如Lt和Rt的信号称为“总”信号，即：“左总”信号和“右总”信号)，其中这两个输入信号在其相对幅度和极性中携带该单路源音频信号的方向信息。根据以下表达式进行定向编码，其中，α是源信号的要求方向角(相对于基准水平圆形，以背面为0度开始并顺时针转动)：

Lt(α)＝cos((α-90)/2)，以及            (等式1)

Rt(α)＝sin((α-90)/2)                  (等式2)

显然，等式1和等式2中的余弦定义和正弦定义仅是满足上述定向编码要求的无数个可能函数之一。因为它们容易被理解，使用方便并本身被归一化(余弦的平方加正弦的平方之后的平方根为1)，所以在本申请文件的例子中，利用诸如等式1和等式2的余弦函数和正弦函数表示诸如Lt和Rt的编码总信号。尽管4:2“实”编码矩阵的输出满足等式1和等式2(即：没有虚项或相移的输出，其中存在4个主源方向左、中、右以及环绕，以致Lt＝L+0.707C+0.707S，并且Rt＝R+0.707C-0.707S)，但是在所述Fosgate专利申请披露的解码器或者本发明披露的解码器中不要求采用4:2编码过程来产生Lt和Rt，而且如果编码器为4:2矩阵，则在任何一个这种解码器中均不要求采用4个主方向，也不要求在解码器中采用与编码器采用的相同主方向。可以任意方式产生编码“总”信号，包括例如编码矩阵(例如具有等间隔或任意主编码方向间隔的4:2矩阵或5:2矩阵)、定向传声器阵列、接收多路信号的一系列混频电位计、多个离散通道等。只要连续将输入信号形式的定向编码送到解码器(实际***中通常就是这样)，本发明允许任意数量的解码输出方向。

在根据本发明的解码器中，要进行以下所述的特定鉴定过程时，可以选择一组具有任意角间隔的任意主输出方向。假定β2为主输出方向之一，β1与β3为位于β2的两侧并与β2相邻的两个主输出方向。对于诸如Lt和Rt的两个输入信号情况，可以产生一对带有这样的系数的Lt和Rt线性组合，使得在编码为Lt和Rt的源信号的方向α与β1表示的方向相同时，第一组合为0，而在编码为Lt和Rt的方向为β3时，第二组合为0。可以将这些组合表示的信号称为方向β1和β3的“反主方向(antidominant)”信号。换句话说，任意主(或“支配”)方向的反主方向信号是具有这样的系数的输入信号的组合，使得对于该主方向，该组合为0。

对于源方向α，可以由下式确定作为解码器输出方向之一的任何主输出方向β的反主方向信号

antiβ(α)＝Alβ·Lt(α)+Arβ·Rt(α)     (等式3)

等式3是变量α的函数，在该变量方向再生源信号。换句话说，antiβ(α)是输出方向β的反主方向组合，但是对于各源信号方向α，它具有不同的值。这样选择固定系数Alβ和Arβ，以致在α与β为同一角度时(即在编码源信号的方向与方向β相同时)，antiβ(α)基本上为0。在源信号方向为角度β时，等式3变成：

antiβ(β)＝Alβ·Lt(β)+Arβ·Rt(β)     (等式3a)

忽略可能的公因子，本身满足此要求的Alβ和Arβ的值只有：

Alβ＝-Rt(β)

Arβ＝Lt(β)

或者

Alβ＝Rt(β)

Arβ＝-Lt(β)

因为很明显，Rt(β)·Lt(β)-Lt(β)·Rt(β)≡0。因此，对于等式1和等式2表示的实际情况：

Alβ＝-sin((β-90)/2)

Arβ＝cos((β-90)/2)

或者

Alβ＝sin((β-90)/2)

Arβ＝-cos((β-90)/2)

在这里说明的例子中，将某些反主方向信号表示为如下形式：

antiβ(β)＝Alβ·Lt(β)-Arβ·Rt(β)    (等式3b)

antiβ(β)＝Rtβ·Lt(β)-Ltβ·Rt(β)    (等式3c)

根据上述讨论，可以明白等式3b和等式3c的形式与等式3(上述)和等式22至等式25(下述)表示的反主方向信号的一般形式一致。

通过替换等式1和等式2内表示Lt和Rt的编码，可以将等式3表示为：

antiβ(β)＝Alβ·cos((α-90)/2)+Arβ·sin((α-90)/2)      (等式4)

为了产生任意方向β2的输出，使用方向β1和β3输出的反主方向信号，方向β1和β3输出是两个相邻方向输出。因此，对于主输出方向β2，如果在α等于β1及等于β3时，等式3和等式4等于0，则提供两个所需反主方向信号的要求系数：

如果α＝β1，则

anti1(α)＝Alβ1·cos((α-90)/2)+Arβ1·sin((α-90)/2)＝0  (等式5)

并且

如果α＝β3，则

anti3(α)＝Alβ3·cos((α-90)/2)+Arβ3·sin((α-90)/2)＝0  (等式6)

显然，在此申请文件中使用的“anti1(α)”和“anti3(α)”以及类似表达式(例如：antiβ1(α))是“antidominantβ1(α)”、“antidominantβ3(α)”等的简化表达式。

由于重要特性是，在源方向α等于β1和β3时，反主方向表达式等于0，所以Al和Ar的绝对值不重要，可以将比例因数(同一个比例因数)应用于两个系数。如下所述，在输出方向之间的各夹角不一致时，使用固定比例因数有利于确保在要求输出角出现输出峰值，并且在有源矩阵解码器处于静态或无源矩阵状态时(即在不存在纯控制时、在伺服装置以这样的方式“休息”，以致解码器基本上可以用作无源矩阵)，还可以利用固定比例因数改变矩阵特性。另一种比例因数是根据编码源信号角度α改变幅度形式的反主方向系数的自适应比例因数，它同样可以应用于两个反主方向信号的全部系数。以下将对自适应比例因数作进一步说明，它可以用于在输出信号之间保持恒定功率。

如果没有比例因数，则对于anti1(α)组合，在α＝β1时，利用如下数值的系数Alβ1和Arβ1，满足“等于0”条件：

Alβ1＝sin(β1-90)/2                                  (等式7)

Arβ1＝cos(β1-90)/2                                  (等式8)

对于anti3(α)组合，在α＝β3时，利用如下数值的系数Alβ3和Arβ3，满足“等于0”条件：

Alβ3＝sin(β3-90)/2                                  (等式9)

Arβ3＝cos(β3-90)/2                                  (等式10)

例如，对双输入解码器进行研究，在该双输入解码器中，要求主输出方向为31.5°(左后，LB)、90°(左前，LF)、180°(中，C)、270°(右前，RF)以及328.5°(右后，RB)。为了根据本发明获得左后(31.5°)主方向输出，要求两个反主方向信号，一个表示相邻左前(90°)主方向，另一个表示相邻右后(328.5°)主方向。可以将左前反主方向信号表示为：

antiLF(α)＝sin((90-90)/2)Lt(α)+cos((90-90)/2)Rt(α) (等式11)

因此，第一反主方向信号为：

antiLF(α)＝0·Lt(α)+1·Rt(α)＝Rt(α)               (等式12)

并且第二反主方向信号为：

antiRB(α)＝sin((328.5-90)/2)·Lt(α)+cos((328.5-90)/2)·Rt(α)＝0.872·Lt(α)-0.489·Rt(α)                                (等式13)

用于控制形成反主方向信号的输入信号组合的相对幅度和相对极性的系数可以是正实数和负实数，并且除了一个系数之外可以全部为0。

然后，利用闭环或开环功能块或装置对反主方向信号对进行增益调节，以产生具有基本上相同幅度的信号对。也就是说，要求anti1(α)调节之后的幅度等于anti3(α)调节之后的幅度，或者，至少对反主方向信号调节之后的幅度进行控制以减小其相应幅度间的差值。

通过将诸如Lt和Rt的输入信号施加到为两个相邻主方向分别产生反主方向信号的矩阵，可以产生用于产生任何特定输出信号方向的要求反主方向信号。请注意，在所述Fosgate专利申请披露的四输出解码器中没有公布任何反主方向信号产生矩阵。所述专利申请也没有认识到进入所述专利申请披露的解码器伺服装置内的信号事实上就是相邻主方向的反主方向信号，因为它们恰好与Lt、Rt以及Lt和Rt的和差值相同。

对两个反主方向信号进行幅度控制以产生一对具有基本上相同幅度信号的功能块或装置被称为“伺服装置”，它不是闭环控制功能块或装置，就是反馈型控制功能块或装置。可以以模拟硬件或数字硬件形式，或者以软件形式实现此伺服装置。在本发明的实际模拟实施例中，伺服装置包括一对电压控制放大器(VCA)。在根据本发明的模拟实施例或数字实施例中，利用反馈***实现控制过程，在该反馈***中，将伺服装置各输出幅度的比值与1进行比较并产生用于控制伺服装置内的VCA的误差信号，从而使伺服装置输出接近相同幅度。另一方面，在根据本发明的模拟实施例或数字实施例中，利用测量伺服装置输入信号的开环前馈方法，实现促使趋向相同幅度。在这种情况下，小输入信号基本上保持不变，而大输入信号通过小输入信号与大输入信号的比值衰减，以促使其幅度趋向或等于小输入信号幅度。尽管反馈控制装置可以给出理想的动态特性，但是在某些数字实现过程中不方便。在此披露了一种在数字范围内以较低采样率实现反馈控制的技术，该技术构成本发明的另一个方面。

然后，利用加法或减法方法组合两个“促使趋向相同”的反主方向信号。在与要求主输出方向相邻的主方向夹角小于180度时，在相邻方向之间的两个圆弧中较小的一个圆弧内设置输出信号方向的极性，以组合信号。在四输出情况下(例如所述Fosgate专利申请披露的四输出解码器)的成特定90度的两条轴线上，在两个极性方向组合信号以获得两个输出信号。

现在，对被编码为两个信号的具有单位幅度的单路源音频信号施加到解码器的另一个例子进行研究。假定对于90°的主方向输出，相邻主方向为30°和150°。因此，β2＝90°，β1＝30°，β3＝150°。图2示出anti1(α)和anti3(α)与α的关系曲线。请注意，在30°时，anti1(α)等于0，而在150°时，anti3(α)等于0。在它们过0时，两个反主方向信号均改变极性。

对反主方向信号进行增益调节，并利用闭环或开环伺服装置，对结果调节信号进行控制以促使它们趋向具有相同幅度。利用上述说明的非反馈开环方法，促使各反主方向信号趋向相同所需增益，即anti1(α)的hβ1(α)，anti3(α)的hβ3，均是方向角α的函数，可以将它们表示为：

$\mathrm{h\β}1\left(\mathrm{\α}\right):=\mathrm{if}\left(\right|\frac{\mathrm{anti\β}1\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti\β}3\left(\mathrm{\α}\right)}|\≥1,|\frac{\mathrm{anti\β}3\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti\β}1\left(\mathrm{\α}\right)}|,1)$ (等式14)

$\mathrm{h\β}3\left(\mathrm{\α}\right):=\mathrm{if}\left(\right|\frac{\mathrm{anti\β}3\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti\β}1\left(\mathrm{\α}\right)}|\≥1,|\frac{\mathrm{anti\β}1\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti\β}3\left(\mathrm{\α}\right)}|,1)$ (等式15)

上述if函数(以及本申请文件中其它这种“if”函数)具有如下结构

if(条件，值1，值2)                              (等式16)

这意味着，如果满足该条件，则采用第一值，否则，采用第二值。

如上所述，等式14和等式15用于前馈控制。这些等式以及以下的其它等式反映前馈控制***，而不反映反馈***，因为这些等式更简单并且更易理解。显然，反馈***可以提供基本上相同的结果。

图3示出作为方向角α的函数的、等式14和等式15的增益hβ1(α)和hβ3(α)。

将相应受控增益或受控衰减的函数或单元的输出magβ1(α)和magβ3(α)表示为：

magβ1(α)＝hβ1(α)·anti1(α)               (等式17)

magβ3(α)＝hβ3(α)·anti3(α)               (等式18)

图4示出作为方向角α的函数的、等式17的magβ1(α)以及等式18的magβ3(α)。除了在β1至β3范围内，受控增益输出或受控衰减输出magβ1(α)和magβ3(α)的幅度相同，而极性相反之外，它们的幅度和极性均相同。因此，通过对它们进行减法运算(如上所述，在相邻方向之间的两个圆弧中较小的一个圆弧内设置输出信号方向的极性方向以组合信号)，可以获得主方向β2的要求输出。除了相邻主方向β1与β3之间的有限方向角范围之外，主方向β2的要求输出

outputβ2(α)＝magβ1(α)-magβ3(α)          (等式19)为0。图5示出outputβ2(α)与方向角α的关系曲线。因此，对于其定向编码被绕着从背面的α＝0°通过前面的α＝180°再回到背面的α＝360°的整个圆顺时针摇移的单路源信号，主方向β2的输出从β1的0上升到β2或接近β2的最大值并再降低到要求结果，即β3的0。因此，没有β1和β3外部的源方向对β2产生的内在串音。

对于N输出解码器，有N个β1、β2、β3的T形接头，将刚才说明的过程和装置实现N次以产生N个在它们之间基本上没有干扰串音的输出。

在根据本发明、采用反馈伺服装置控制受控增益功能块或单元或者受控衰减功能块或单元的实际实施例中，方便的是，不直接产生增益hβ1(α)和hβ3(α)，但是要产生增益ghβ1(α)和gβ3(α)，其中

ghβ1(α)＝1-hβ1(α)                           (等式20)

ghβ3(α)＝1-hβ3(α)                           (等式21)

然后从其输入中减去受控增益功能块或单元或者受控衰减功能块或单元的输出，结果相同。图6示出ghβ1(α)和ghβ3(α)与方向角α的关系曲线。

如上所述，本发明原理还可以应用于接收两个以上输入的解码器。例如，将3个输入信号Lt、Rt和Bt送到解码器，这3个输入信号利用它们的相对幅度和极性，以与上述说明的输入信号对携带它们表示的源信号的方向信息类似的方式，携带方向信息。然而，对于3个或更多个输入信号的情况，选择使相邻反主方向信号在适当时间等于0的反主方向信号系数就不能满足要求了。不止一组系数可以满足此判据，然而，只有一组系数产生要求的结果(即：对于其定向编码被绕着从α＝0°到α＝360°的整个圆顺时针摇移的单路源信号，主方向β2的输出从β1的0上升到β2或接近β2的最大值并再降低到β3的0，其中β1、β2和β3是连续主输出方向)。相反，必须以这样的方式选择系数，以致在源信号方向α位于β1与β3之间时，反主方向信号具有一个极性，而对于所有其它α值，反主方向信号具有其它相对极性。对于两个输入信号情况，通过选择实现上述“等于0”结果的系数，可以内在满足这些条件。事实上，对于两个输入信号情况使用的“等于0”的条件就是上述说明的对于多个输入信号使用的一个极性、其它极性条件的特例。以下将进一步详细说明这种情况。

对于采用其相对幅度和极性确定要求再生方向的两个总信号Lt和Rt的***，合理、连续选择诸如上述余弦/正弦关系的定向编码参数意味着在对源信号进行整个360度圆摇移时，Lt符号的变化不超过一次，并且Rt符号的变化也不超过一次。因此，诸如反主方向信号的Lt和Rt的线性组合也将具有此特性。由于必须在(连续)函数过0时改变符号，所以对于反主方向信号，在反主方向信号的数值为0时的点，即在相应主方向，改变一次符号。因此，假定是一对反主方向信号，圆上本身有一段并且只有一段反主方向信号具有一种相对极性的弧形，而在圆的其余部分它们具有相反极性。在促使趋向相同幅度并利用加法和减法极性组合后，只有一段弧形非零。

对于采用多于2个总信号的***，信号符号本身，特别是形成反主方向信号的线性组合的符号的变化将超过一次。因此，存在多段弧形具有与其它极***替的一种极性，并且在输出端存在多个非零段弧形。图7示出利用为了在60°和180°实现0输出选择的一组系数(请注意，至少有一个其它组系数也可以产生此结果)，由3个输入总信号获得的一对反主方向信号。本发明为了在这些夹角之间产生输出，而不在其它位置产生输出。图8示出促使趋向相同的受控幅度反主方向信号。在绕着圆摇移源信号期间，改变几次这两个信号的相对极性，如图9所示，加法(在这种情况下)产生两个非零段弧形，一个要求的非零段弧形约在120°具有最大幅度，不希望非零段弧形约在300°具有最大幅度。

可以看到，在60°和240°时，图7所示的反主方向信号antiLB(α)过0，而在0°和180°时，反主方向信号antiC(α)过0。在全部4个角度，图8所示的、“促使趋向相同”后的这些反主方向信号L1(α)和L2(α)等于0(L1和L2具有相同幅度，但是具有相同或相反极性)。L1或L2等于0，或者因为得出它的反主方向信号等于0(由antiLB获得L1，由antiC获得L2)，或者是因为另一个反主方向信号等于0，并且伺服装置引入大衰减。

由同样3个总信号获得的另一组系数可以避免在300°存在不希望输出。如图10、11和12所示(将图10、图11和图12与图7、图8和图9进行比较)，对于此第二组系数，反主方向信号仍过0，并且不止一次改变符号，但是在产生主输出两侧的要求角度会发生的变化(60°和180°)以外，在同一个角度(300°)发生这些变化。用不同方法进行说明，对于两个要求点(60°和180°)之外的所有点，促使趋向相同的信号过0(在此例中为300°)。其结果是，在进行加法运算之后，仅有一个在60°与180°之间的要求非零段弧形，并且没有其它方向产生的干扰串音。

可见，如果存在两个以上总信号，则在为了获得反主方向信号选择系数时存在附加制约。它们必须确保，除了在两个相邻主方向之外，两个反主方向信号相对极性必须在同一个角度发生变化，使得对于每个信号，只有一个零交叉点与另一个信号的有限值一致。所有其它零交叉点必须与另一个信号的零值一致。这样可以确保在促使趋向具有相同幅度并进行组合后，仅有一个非零段弧形。

因此，对于有两个输入音频信号的情况，本发明设想出由两个输入音频信号S1(α)和S2(α)获得多个输出音频信号之一的方法，该输出音频信号与主方向β2有关，利用方向α的源音频信号对两个输入音频信号进行编码。产生了两个如下形式的反主方向音频信号：

antidominantβ1(α)＝AS1β1·S1(α)+AS2β1·S2(α)    (等式22)

antidominantβ3(α)＝AS1β3·S1(α)+AS2β3·S2(α)    (等式22)

其中在一个反主方向信号中，角度β1是与输出音频信号的主方向β2相邻的两个主方向之一的角度，在另一个反主方向信号中，角度β3是与输出音频信号的主方向β2相邻的两个主方向中的另一个的角度。以这样的方式选择一个反主方向信号内的系数AS1β1和AS2β1，以致在α为β1时，该反主方向信号基本上为0，并且以这样的方式选择另一个反主方向音频信号内的系数AS1β3和AS2β3，以致在α为β3时，该反主方向信号基本上为0。对这两个反主方向信号进行幅度控制以产生一对幅度基本上相同的信号，利用加法或减法，对它们进行组合以提供输出音频信号。

对于有两个或更多个输入音频信号的情况，本发明设想出由两个或更多个输入音频信号(S1(α)、S2(α)、…SN(α))获得多个输出音频信号之一的方法，该输出音频信号与主方向β2有关，利用方向α的源音频信号对这些输入音频信号进行编码。产生两个如下形式的反主方向音频信号：

$\mathrm{anti\β}1\left(\mathrm{\α}\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{ASn\β}1\·\mathrm{Sn}\left(\mathrm{\α}\right)$ (等式24)

$\mathrm{anti\β}3\left(\mathrm{\α}\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{ASn\β}3\·\mathrm{Sn}\left(\mathrm{\α}\right)$ (等式25)

其中N是输入音频信号的数量，β1是与输出音频信号的主方向β2相邻的两个主方向之一的角度，β3是与输出音频信号的主方向β2相邻的两个主方向中另一个的角度，以这样的方式选择系数AS1β1、AS2β1、…ASNβ1以及AS1β3、AS2β3、…ASNβ3，以致反主方向信号当α位于β1与β3之间时有一个相对极性，而另一个相对极性对应于α的其它值。对这两个反主方向信号进行幅度控制以产生一对幅度基本上相同的信号，利用加法或减法，对它们进行组合以提供输出音频信号。

对于有两个输入信号的情况，本发明还设想出由两个输入音频信号S1(α)和S2(α)获得多个输出音频信号之一的另一种方法，该输出音频信号与主方向β2有关，利用方向α的源音频信号对两个输入音频信号进行编码。产生两个如下形式的反主方向音频信号：

antidominantβ1(α)＝AS1β1·S1(α)+AS2β1·S2(α)

antidominantβ3(α)＝AS1β3·S1(α)+AS2β3·S2(α)

其中在一个反主方向信号中，角度β1是与输出音频信号的主方向β2相邻的两个主方向之一的角度，在另一个反主方向信号中，角度β3是与输出音频信号的主方向β2相邻的两个主方向中的另一个的角度。以这样的方式选择系数AS1β1和AS2β1，以致在α为β1时，该反主方向信号基本上为0，并且以这样的方式选择系数AS1β3和AS2β3，以致在α为β3时，另一个反主方向信号基本上为0。对这两个反主方向信号进行幅度控制以产生第一对幅度基本上相同的信号，这对信号的形式为：

             antidominantβ(α)·(1-g)，

其中g是幅度控制单元或功能块的增益或衰减，并产生第二对信号，其形式为：

             antidominantβ(α)·g，

利用加法或减法，将第二对信号与主输出方向β2的无源矩阵分量组合以产生输出音频信号。

对于有两个或更多个输入信号的情况，本发明还设想出由两个或更多个输入音频信号(S1(α)、...Sn(α))获得多个输出音频信号之一的方法，该输出音频信号与主方向β2有关，利用方向α的源音频信号对这些输入音频信号进行编码。产生两个如下形式的反主方向音频信号：

$\mathrm{anti\β}1\left(\mathrm{\α}\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{ASn\β}1\·\mathrm{Sn}\left(\mathrm{\α}\right)$

$\mathrm{anti\β}3\left(\mathrm{\α}\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{ASn\β}3\·\mathrm{Sn}\left(\mathrm{\α}\right)$

其中N是输入音频信号的数量，β1是与输出音频信号的主方向β2相邻的两个主方向之一的角度，β3是与输出音频信号的主方向β2相邻的两个主方向中另一个的角度。以这样的方式选择系数ASnβ1和ASnβ3，以致反主方向信号在α位于β1与β3之间时有一个相对极性，而另一个相对极性对应于α的所有其它值。对这两个反主方向信号进行幅度控制以产生第一对幅度基本上相同的信号，这对信号的形式为：

             antidominantβ(α)·(1-g)，

其中g是幅度控制单元或功能块的增益或衰减，并产生第二对信号，其形式为：

             antidominantβ(α)·g，

利用加法或减法，将第二对信号与主输出方向β2的无源矩阵分量组合以产生输出音频信号。

本发明还设想出实现上述方法和各种实施例的设备。

尽管在此根据其基准点位于圆心并且该圆形平面是水平的圆形平面情况对本发明进行了说明，但是，显然，本发明还可以应用于其它情况，例如，只要各方向具有分层结构以致可以确定相邻方向，角度基于球形的情况。

尽管根据其相对幅度和相对极性表示定向编码的输入信号被解码的过程对本发明进行了说明，但是，显然，根据本发明的解码器还可以用于由为离散双通道或多通道再生而初始记录的材料产生满意的定向效果。

本技术领域内的普通技术人员懂得，硬件实现过程与软件实现过程的一般等效性以及模拟实现过程与数字实现过程的一般等效性。因此，可以利用模拟硬件、数字硬件、模拟/数字混合硬件和/或数字信号处理过程实现本发明。可以根据软件和/或固件功能实现硬件单元。

附图说明

图1示出有助于理解本发明的有源音频矩阵解码器的原理框图；

图2至图5示出根据本发明在将具有单位幅度、被编码为两个信号的单路源音频信号送到解码器情况下的理想曲线图；

图2示出两个反主方向信号(anti1(α)和anti3(α))与被编码为根据本发明解码器接收的输入信号的源信号的预定方向角α的理想关系曲线图；

图3示出用于产生主方向输出信号的受控增益或受控衰减功能块或单元对的增益hβ1(α)和hβ3(α)与α的理想关系曲线图。

图4示出受控增益输出或受控衰减输出magβ1(α)和magβ3(α)(即促使趋向相同的幅度受控反主方向信号)与α的理想关系曲线图；

图5示出outputβ2(α)与方向角α的理想关系曲线图；

图6示出图3所示增益函数的替换增益函数(gβ1(α)和gβ3(α))理想曲线图；

图7至图12示出在将被编码为3个信号、具有单位幅度的单路源音频信号送到根据本发明解码器的情况下的理想曲线图；

图7-9示出为反主方向信号选择第一(不正确)组系数情况下的理想曲线图。

图7示出由3个输入总信号获得的一对反主方向信号antiLB(α)和antiC(α)与方向角α的理想关系曲线图；

图8示出受控增益输出或受控衰减输出L1(α)和L2(α)与方向角α的理想关系曲线图；

图9示出输出Lout(α)与方向角α的理想关系曲线图；

图10至图12示出为反主方向信号选择第二(正确)组系数情况下的理想曲线图。

图10示出由3个输入总信号获得的一对反主方向信号antiLB(α)和antiC(α)与方向角α的理想关系曲线图；

图11示出受控增益输出或受控衰减输出L1(α)和L2(α)与方向角α的理想关系曲线图；

图12示出输出Lout(α)与方向角α的理想关系曲线图；

图13示出有助于理解本发明的现有技术无源解码矩阵的原理框图；

图14示出有助于理解本发明、在其内利用线性组合器将可变比例无源矩阵输出与未改变的无源矩阵输出相加的现有技术有源矩阵解码器的原理框图；

图15示出用于图14所示左VCA和右VCA、和差VCA以及图16、图17和图18所示实施例内的VCA的反馈导出控制***的原理框图；

图16示出等效于图14与图15的组合的装置的原理框图，其中根据Lt和Rt输入信号输出组合器产生有源矩阵输出信号分量，而不从获得抵消分量的无源矩阵接收它们；

图17示出等效于图14与图15的组合以及图16的装置的原理框图，在图17所示的配置中，待保持相等的信号是送到获得输出组合器和反馈电路用于控制VCA的信号，反馈电路的输出包括无源矩阵分量。

图18示出等效于图14与图15的组合、图16以及图17的装置的原理框图，在该装置中，利用一个VCA获得可变增益电路增益(1-g)并利用其增益以VCA和减法器配置内的VCA的反方向变化的VCA代替VCA和减法器。在此实施例中，该输出中的无源矩阵分量是隐式的。在其它实施例中，输出中的无源矩阵分量是显式的。

图19示出根据本发明由两个或更多个输入信号S1(α)、S2(α)、...SN(α)获得表示主方向β2的输出信号的解码器的原理框图，其中对于一个或多个音频信号，输入信号以其相对幅度和相对极性形式携带方向信息；

图20示出采用另一种伺服装置对图19所示解码器调整后的原理框图；

图21示出根据本发明采用以低采样率在数字范围内实现反馈控制的技术的解码器的原理框图；

图22示出根据本发明由两个或多个输入信号S1(α)、S2(α)、...SN(α)获得表示主方向1、2、...N的多个输出信号的解码器的原理框图，其中对于一个或多个音频信号，输入信号以其相对幅度和相对极性形式携带方向信息；

图23示出采用具有输出矩阵的另一种结构对图22所示解码器调整后的原理框图；

图24和图25示出在将被编码为两个信号、具有单位幅度的单路源音频信号送到根据本发明解码器情况下的其它理想曲线图，图24和图25示出涉及可根据编码源信号角度改变输出信号幅度的比例因数以在多个输出信号之间获得例如恒功率的本发明附加方面；

图24示出在未采用本发明恒功率方面情况下，outputβ2(α)和outputβ3(α)与方向角α的理想关系曲线图；

图25示出在采用本发明恒功率方面情况下，outputβ2(α)和outputβ3(α)与方向角α的理想关系曲线图；

图26至图29示出在6个输出的主方向以非均匀增量间隔情况下，根据本发明具有6个输出的解码器的理想曲线图。图26至图29有助于理解本发明的比例因数方面之一；

图26示出反主方向信号anti1(α)和anti3(α)与α的理想关系曲线图；

图27示出受控幅度mag13(α)和mag31(α)与编码源信号角度α的理想关系曲线图；

图28示出有助于理解信号峰值处的比例因数的影响、mag31(α)-mag13(α)与编码源信号角度α的理想关系曲线图；

图29示出为了说明调整输出β1和β2的比例因数与未调整输出β4和β5的比例因数的影响，解码器输出(dB)与编码源信号角度α的理想关系曲线图；

图30至图41示出用于理解本发明另一个方面，即具有两个以上输入通道的编码器的理想曲线图；

图30示出3个输入信号的幅度与编码源信号角度α的理想关系曲线图；

图31示出左后输出的两个反主方向信号antiLB1(α)和antiLB2(α)的绝对值与编码源信号角度α的理想关系曲线图；

图32示出左后输出的受控具有等幅度的调整反主方向信号LB1(α)和LB2(α)与编码源信号角度α的理想关系曲线图；

图33示出左后输出LBout(α)与编码源信号角度α的理想关系曲线图；

图34示出在获得左输出过程中使用的两个反主方向信号antiL1(α)和antiL2(α)与编码源信号角度α的理想关系曲线图；

图35示出左输出的受控具有等幅度的调整反主方向信号L1(α)和L2(α)与编码源信号角度α的理想关系曲线图；

图36示出左输出Lout(α)与编码源信号角度α的理想关系曲线图；

图37示出后输出的受控具有等幅度的调整反主方向信号B1(α)和B2(α)与编码源信号角度α的理想关系曲线图；

图38示出后输出Bout(α)与编码源信号角度α的理想关系曲线图；

图39示出前中输出的受控具有等幅度的调整反主方向信号C1(α)和C2(α)与编码源信号角度α的理想关系曲线图；

图40示出前中输出Cout(α)与编码源信号角度α的理想关系曲线图；

图41示出变换为dB后的4个输出与编码源信号角度α的理想关系曲线图；

实现本发明的最佳方式

图13至图18及其相关说明以图1至图6及所述Fosgate专利申请内的相关说明为基础。在以下对图13至图18所做的说明中进一步详细说明了所述Fosgate专利申请披露的四输出、两输入解码器。这些解码器的某些方面与本发明有关并构成本发明内容的一部分。

图13示出无源解码矩阵的原理框图。如下等式使输出与输入Lt和Rt(“左总”输入和“右总”输入)相关：

Lout＝Lt                                     (等式26)

Rout＝Rt                                      (等式27)

Cout＝1/2·(Lt+Rt)                            (等式28)

Sout＝1/2·(Lt-Rt)                            (等式29)

中输出是两个输入之和，环绕输出是两个输入之差。此外，它们还具有比例因数，此比例因数是任意值，并且为了说明问题，选择1/2。也可以选择其它值。通过具有1/2比例因数的Lt和Rt送到线性组合器，可以获得Cout输出。通过将分别具有+1/2和-1/2比例因数的Lt和Rt送到线性组合器4，可以获得Sout输出。

因此，图13所示的无源矩阵产生两对音频信号，第一对是Lout和Sout，第二对是Cout和Sout。在此例中，将无源矩阵的基本输出方向指定为“左”、“中”、“右”以及“环绕”。相邻基本输出方向位于互相成90度的两个轴之间，因此对于这些方向的标号，左与中和环绕相邻，环绕与左和右相邻等。

根据不变关系(例如，如图13所示，Cout总是1/2·(Lt+Rt))，无源矩阵解码器由m个音频信号获得n个音频信号，其中n小于m。相反，根据可变关系，有源矩阵解码器获得n个音频信号。配置有源矩阵的一种方法是将信号相关信号分量与无源矩阵的输出信号组合。例如，如图14所示的原理框图，4个VCA(电压控制放大器)6、8、10和12利用线性组合器14、16、18以及20将改变比例后的无源矩阵输出与未改变的无源矩阵输出(即两个输入信号以及组合器2和4的两个输出)相加。因为VCA分别利用无源矩阵的左输出、右输出、中输出以及环绕输出获得其输入信号，所以指定其增益为gl、gr、gc以及gs(全部为正)。VCA输出信号构成抵消信号，并与具有通过其获得抵消信号的方向引起的串音的的无源获得输出组合，以通过抑制串音提高矩阵解码器的方向性能。

请注意，在图14所示的装置中，还有无源矩阵通路。每个输出是相应无源矩阵输出与两个VCA的输出相加的组合。选择并计算VCA输出，以考虑在表示相邻基本输出方向的输出中存在的串音分量，从而对相应无源矩阵输出提供要求串音抵消。例如，中信号在无源解码左信号和无源解码右信号中存在串音，环绕信号在无源解码左信号和无源解码右信号中存在串音。因此，左信号输出应该与由无源解码中信号和无源解码环绕信号获得的抵消信号分量组合，其它4个输出也同样与由无源解码中信号和无源解码环绕信号获得的抵消信号分量组合。图14内对信号进行计算、使信号极化并使信号组合的方式提供要求串音抑制过程。通过在0至1范围内改变相应VCA的增益(对于图14所示的比例因数例子)，可以抑制无源解码输出中的干扰串音。

图14所示的装置满足如下等式：

Lout＝Lt-gc·1/2·(Lt+Rt)-gs·1/2·(Lt-Rt)    (等式30)

Rout＝Rt-gc·1/2·(Lt+Rt)+gs·1/2·(Lt-Rt)    (等式31)

Cout＝1/2·(Lt+Rt)-gl·1/2·Lt-gr·1/2·Rt    (等式32)

Sout＝1/2·(Lt-Rt)-gl·1/2·Lt+gr·1/2·Rt    (等式33)

如果所有VCA的增益为0，则该装置与无源矩阵相同。对于所有VCA增益的相同数值，除了固定比例因数之外，图14所示的装置与无源矩阵相同。例如，如果所有VCA的增益为0.1，则：

Lout＝Lt-0.05·(Lt+Rt)-0.05·(Lt-Rt)＝0.9·Lt

Rout＝Rt-0.05·(Lt+Rt)+0.05·(Lt-Rt)＝0.9·Rt

Cout＝1/2·(Lt+Rt)-0.05·Lt-0.05·Rt＝0.9·1/2·(Lt+Rt)

Sout＝1/2·(Lt-Rt)-0.05·Lt+0.05·Rt＝0.9·1/2·(Lt-Rt)

结果是利用比例因数0.9换算的无源矩阵。因此，显然，以下说明的静态VCA增益的精确数值并不重要。

选择来研究一个例子。对于只有基本输出方向(左、右、中和环绕)的情况，相应输入为唯一Lt和唯一Rt，Lt＝Rt(同极性)，Lt＝-Rt(相反极性)，并且相应要求输出为唯一Lout、唯一Rout、唯一Cout以及唯一Sout。从理论上说，在所有情况下，一个输出仅应该发送应该信号，其余输出不发送信号。

通过观察，显然，如果可以以这样的方式控制VCA，以致对应于要求基本输出方向的VCA的增益为1，并且其余VCA的增益远低于1，则在要求输出端之外的所有输出端，VCA信号将抵销不希望输出。如上所述，在图14所示的配置中，VCA输出用于抵销相邻基本输出方向(无源矩阵具有串音的方向)内的串音分量。

因此，例如，如果利用同相信号馈送两个输入，则Rt＝Lt＝(估计)1，并且如果结果是，gc＝1，而gl、gr和gs均为0或接近0，则可以得到：

Lout＝1-1·1/2·(1+1)-0·1/2·(1-1)＝0

Rout＝1-1·1/2·(1+1)+0·1/2·(1-1)＝0

Cout＝1/2·(1+1)-0·1/2·1-0·1/2·1＝1

Sout＝1/2·(1-1)-0·1/2·1+0·1/2·1＝0

唯一输出是由Cout产生的。类似计算过程说明，同样过程可以应用于由其它3个基本输出方向之一产生的唯一信号。

可以将等式30、31、32以及33等效表示为如下：

Lout＝1/2·(Lt+Rt)(1-gc)+1/2·(Lt-Rt)·(1-gs)    (等式34)

Cout＝1/2·Lt·(1-gl)+1/2·Rt·(1-gr)            (等式35)

Rout＝1/2·(Lt+Rt)·(1-gc)-1/2·(Lt-Rt)·(1-gs)  (等式36)

Sout＝1/2·Lt·(1-gl)-1/2·Rt(1-gr)              (等式37)

在此实施例中，每个输出均是两个信号的组合。Lout和Rout均包括输入信号之和和之差以及之和VCA和之差VCA的增益(其输入由中方向和环绕方向获得的VCA，与左方向和右方向成90度的一对方向)。Cout和Sout均包括实际输入信号和左VCA和右VCA的增益(其相应输入由左方向和右方向获得的VCA，与主方向和环绕方向成90度的一对方向)。

现在研究与基本输出方向不对应的源信号方向，其中利用与Lt具有同样极性但是被衰减的信号馈送Rt。这种情况表示位于左基本输出方向和中基本输出方向之间某个位置的信号，并由Lout和Cout发送输出，而与Rout和Sout无关或几乎无关。

对于Rout和Sout，如果这两项的幅度相等而极性相反，则可以实现0输出。

对于Rout，此抵消关系为：

[1/2·(Lt+Rt)·(1-gc)]的幅度

＝[1/2·(Lt-Rt)·(1-gs)]的幅度              (等式38)

对于Sout，相应关系为：

[1/2·Lt·(1-gl)]的幅度

＝[1/2·Rt·(1-gr)]的幅度                   (等式39)

在对在任何两个相邻基本输出方向之间摇移的源信号进行研究过程中可以揭示同样两种关系。换句话说，在输入信号表示在任何两个相邻输出之间摇移的源声音时，这些幅度关系可以确保该声音由对应于这两个相邻基本方向的输出产生，并且还可以确保另外两个输出什么也不产生。为了基本上实现此结果，则应该促使等式34至等式37中的这两项趋向相等。这可以通过设法保持有源矩阵内的两对信号的相对幅度相等实现：

[(Lt+Rt)·(1-gc)]的幅度

＝[(Lt-Rt)·(1-gs)]的幅度                   (等式40)

[Lt·(1-gl)]的幅度

＝[Rt·(1-gr)]的幅度                        (等式41)

等式40和等式41表示的要求关系与等式38和等式39表示的要求关系相同，只是省略了比例因数。在象利用图14摇移的组合器14、16、18以及20那样，获得相应输出时，可以使用组合信号使用的极性及其比例因数。

根据上述对抵销干扰串音信号分量过程所做的说明并根据基本输出方向的要求，可以推断，对于在此说明过程中使用的比例因数，VCA的最大增益应保持一致。在静态、未定义或“未控制”情况下，VCA应该采用小增益，有效提供无源矩阵。在一对VCA中的一个VCA的增益要求从其静态值升高到单位增益时，这对VCA中的另一个VCA会保持静态增益，或者向相反方向转移。一种方便、可行关系是保持这对VCA的增益的乘积不变。利用其增益(dB)是其控制电压的线性函数的模拟VCA，则这可以通过将同样控制电压(有效极性相反)施加到一对VCA中的两个VCA自动实现。另一种方法是保持这对VCA的增益之和不变。这可以利用数字部件或软件方法实现，而不利用模拟部件。

因此，例如，如果静态增益为1/a，则这对VCA的两个增益之间的实际关系可以是这种形式的乘积关系，即：

gl·gr＝1/a²

gc·gs＝1/a²

“a”的值通常在10至20之间。

图15示出图14所示的左VCA和右VCA(分别为6和12)的反馈导出控制***的原理框图。反馈导出控制***和两个VCA构成一种“伺服”装置(如上所述)。它接收Lt输入信号和Rt输入信号，并对它们进行处理以获得中间信号Lt(1-gl)和Rt(1-gr)，将两个中间信号的幅度进行比较，并根据幅度差值产生误差信号，该误差信号使VCA减小幅度差值。实现这种结果的一种方法是对中间信号进行整流以获得其幅度并将两个幅度信号送到比较器，比较器的输出控制VCA的增益具有这样的极性，即，例如Lt信号增益的提高使gl提高，而使gr降低。以这样的方式选择电路值(或数字实现过程或软件实现过程中的等效值)，以致在比较器的输出为0时，静态放大器增益小于单位增益(例如：1/a)。

在模拟范围内，实现比较功能的一种有效方法是，以这样的方式将两个幅度转换到对数域内，以致比较器对它们进行减法运算，而不是确定其比值。许多模拟VCA的增益与控制信号的指数成正比，因此它们本身可以方便地对基于对数的比较器的控制输出进行反对数运算。然而，相反，如果用数字方法实现，则可以更方便地将两个幅度等分，并将此结果用作VCA功能块的直接乘数或除数。

更具体地说，如图15所示，将Lt输入送到“左”VCA 6和线性组合器22的一个+1比例因数输入端。将左VCA 6的输出送到组合器22的一个-1比例因数输入端(因此形成减法器)，并将组合器22的输出送到全波整流器24。将Rt输入送到右VCA 12和线性组合器26的一个+1比例因数输入端。将右VCA 12的输出送到组合器26的一个-1比例因数输入端(从而形成减法器)，并将组合器26的输出送到全波整流器28。将整流器24和整流器28的输出分别送到作为差动放大器运行的运算放大器30的非倒置输入端和倒置输入端。放大器30的输出端提供误差信号形式的控制信号，在不倒置该控制信号情况下，将该控制信号送到VCA 6的增益控制输入端，并对该控制信号进行倒置情况下，将该控制信号送到VCA 12的增益控制输入端。误差信号指出其幅度应该相等的两个信号之间的幅度差。此误差信号用于在正确方向“控制”VCA以减小各中间信号之间的幅度差值。从VCA 6和VCA 12的输出中提取送到组合器16和组合器18的输出。因此，只将某个中间信号的分量送到输出组合器，即-Lt·gl和-Rt·gr。

对于稳态信号情况，通过设置足够环路增益，可以将幅度差值降低成负数。然而，为了基本上实现串音抵消过程，无需将幅度差值降低到0或负数。例如，从理论上说，足以将dB差值降低10倍的环路增益会导致比30dB下降略好的最坏情况串音。对于动态情况，为了促使幅度趋向相等，以这样的方式选择反馈控制装置的时间常数，以致至少对于大多数信号情况听不见。选择时间常数的细节问题超出了本发明范围。

优先以这样的方式选择电路参数，以提供约20dB的负反馈并使VCA的增益不超过单位增益。对于在此参考图14、图16和图17所示的装置说明的比例因数例子，VCA增益可以由某个小数值升高到单位增益，但又不超过单位增益。因为具有负反馈，所以图15所示的装置可以保持信号接近相同输入到整流器。

由于在增益小时，增益的准确性并不重要，所以使一对VCA中一个VCA的增益为小数值，而使另一个VCA的增益总是升高到单位增益的任何其它关系会产生同样可接受结果。

图14所示的中VCA和环绕VCA(分别为8和10)的反馈导出控制***与上述图15所示的装置基本上相同，不同之处在于，不仅接收Lt和Rt，而且接收其和值和差值，并将VCA 6和VCA 12的输出(构成小于中间信号分量)送到组合器14和组合器20。

利用没有特殊精度要求而采用集成到信号通路的简单控制通路的电路***，在输入信号的宽变化范围内，实现高度串音抵消。反馈导出控制***以这样的方式对无源矩阵输出的音频信号进行处理，以致促使每对中间音频信号内的各中间音频信号的相对幅度的大小趋向相等。

图15所示的反馈导出控制***反向控制VCA 6和VCA 12的增益以促使发送到整流器24和整流器28的输入趋向相等。促使这两项趋向相等的程度依赖于各整流器的特性、其后的比较器30的特性以及各VCA之间增益/控制关系。环路增益越大，越接近相等，但是促使趋向相等与这些单元的特性无关(当然，假定信号极性是这样的，以致可以降低电平差值)。实际上，比较器不可能具有无限增益，可以将其作为具有有限增益的减法器来实现。

如果该整流器是线性的，即如果其输出与输入幅度成正比，则该比较器或减法器的输出是信号电压差值或电流差值的函数。如果不是整流器响应其输入幅度的对数，即不是响应以dB形式表示的电平，而是在比较器输入端进行的减法运算等效于取输入电平的比值。这样做的益处在于，结果与绝对信号电平无关，而依赖于以dB形式表示的信号差值。鉴于以dB表示的源信号电平更接近反映人的知觉，所以这就意味着与环路增益相同的其它事件也与响度无关，因此促使趋向相等的程度也与绝对响度无关。当然，在某些响度很低情况下，对数整流器停止正常工作，因此存在这样一个输入阈值，在低于该阈值时，就停止促使趋向相等。然而，结果是，在70dB或更高分贝范围内，可以保持此控制过程，而无需对高输入信号电平额外应用高环路增益，但是可能出现的问题是环路的稳定性。

同样，VCA 6和VCA 12的增益与其控制电压成正比或成反比(即乘法器或除法器)。在增益小时的效果是，控制电压绝对值的较小变化就会导致以dB形式表示的增益的较大变化。例如，对具有最大单位增益的VCA进行研究，与这种反馈导出控制***配置内的要求相同，控制电压Vc从比如0伏到10伏变化，可以将增益表示为A＝0.1·Vc。在Vc接近其最大值时，比如由9900mV(毫伏)到10000mV的100mV的变化会产生20·log(10000/9900)或约0.09dB的增益变化。在Vc非常小时，比如从100mV到200mV的100mV的变化会产生20·log(200/100)或6dB的增益变化。因此，根据控制信号的大小，有效环路增益以及响应速率的变化非常大。此外，也存在环路的稳定性问题。

通过采用其增益(dB)与控制电压成正比，或者说其电压增益或电流增益依赖于控制电压的指数或反对数的VCA，可以解决此问题。诸如100mV这样小的控制电压变化会产生同样的增益变化(dB)，只要控制电压位于其范围内。这种装置象模拟IC一样容易获得，并且在数字实现过程中容易实现此特性，或接近实现此特性。

因此，优选实施例采用对数整流器以及指数控制可变增益放大过程，在宽输入信号范围内以及两个输入信号的大比值范围内实现更接近一致的促使趋向相等。

由于人在听时，并不经常利用频率获得方向知觉，因此对进入整流器的信号应用某种频率权重，从而突出对人方向感具有最大作用的这些频率，并弱化导致不正确控制的这些频率。因此，在实际实施例中，在图15所示的整流器24和28之前设置利用经验获得的滤波器，该滤波器提供对低频和特高频衰减之后的响应，因此在音频范围内的中频，整流器24和28提供逐渐上升的响应。请注意，这些滤波器不改变输出信号的频率响应，它们仅改变控制信号以及反馈导出控制***内的VCA增益。

图16示出等效于图14与图15所示的组合的装置的原理框图。它与图14与图15组合的差别在于，输出组合器根据Lt和Rt输入信号产生无源矩阵输出信号分量，而不是从获得抵消分量的无源矩阵接收它们。如果和系数与无源矩阵内的和系数基本上相同，则该装置提供的结果与图14和图15的组合产生的结果相同。图16引入了结合图15说明的反馈装置。

更具体地说，在图16中，首先，将Lt和Rt输入送到包括组合器2和组合器4的无源矩阵，如图13所示的无源矩阵配置。将同时作为无源矩阵“左”输出的Lt输入送到“左”VCA 32和线性组合器34的+1比例因数输入端。将左VCA 32的输出送到线性组合器34的-1比例因数输入端(因此形成减法器)。将同时作为无源矩阵“右”输出的Rt输入送到“右”VCA 44和线性组合器46的+1比例因数输入端。将右VCA 44的输出送到组合器46的-1比例因数输入端(因此形成减法器)。组合器34和组合器46的输出分别是信号Lt·(1-gl)和Rt·(1-gr)，并且要求保持这些信号的幅度，或者促使它们趋向相等。为了实现此结果，优先将这些信号送到在此描述的图15所示反馈电路。然后，反馈电路对VCA 32和VCA 44的增益进行控制。

此外，仍参考图16，将组合器2输出的无源矩阵的“中”输出送到“中”VCA 36和线性组合器38的+1比例因数输入端。将中VCA 36的输出送到组合器38的-1比例因数输入端(因此形成减法器)。将组合器4输出的无源矩阵“环绕”输出送到“环绕”VCA40和线性组合器42的+1比例因数输入端。将环绕VCA 40的输出送到组合器42的-1比例因数输入端(因此形成减法器)。组合器38和组合器42的输出分别是信号1/2·(Lt+Rt)·(1-gc)和1/2·(Lt-Rt)·(1-gs)，并且要求保持这些信号的幅度相等，或者促使它们趋向相等。为了实现此结果，优先将这些信号送到在此描述的图15所示反馈电路。然后，反馈电路对VCA 38和VCA 42的增益进行控制。

利用组合器48、50、52和54产生输出信号Lout、Cout、Sout和Rout。各组合器分别接收两个VCA的输出(VCA输出构成其幅度试图保持相等的中间信号分量)以提供抵消信号分量以及一个或两个输入信号，从而提供无源矩阵信号分量。更具体地说，将输入信号送到+1比例因数Lout组合器48、+1/2比例因数Cout组合器50以及+1/2比例因数Sout组合器52。将输入信号Rt送到+1比例因数Rout组合器54、+1/2比例因数Cout组合器50以及-1/2比例因数Sout组合器52。将左VCA 32的输出送到-1/2比例因数组合器50和-1/2比例因数Sout组合器52。将右VCA 44的输出送到-1/2比例因数Cout组合器50和+1/2比例因数组合器52。将中VCA 36的输出送到-1比例因数Lout组合器48和-1比例因数组合器54。将环绕VCA 40的输出送到-1比例因数Lout VCA 48和+1比例因数Rout VCA 54。在各图中会注意到，例如在图14和图16中，首先会出现抵消信号与无源矩阵信号不相反情况(例如，将与所施加的无源矩阵信号极性相同的一些抵消信号送到组合器。)然而，在操作过程中，在抵消信号变得显著时，它将具有与无源矩阵信号相反的极性。

图17示出等效于图14与图15的组合以及图16的另一个装置的原理框图。在图17所示的配置中，待保持相同的信号是送到获得输出组合器和用于控制VCA的反馈电路的信号。这些信号包括无源矩阵输出信号分量。相反，在图16所示的配置中，从反馈电路送到输出组合器的信号是VCA输出信号，并且不包括无源矩阵分量。因此，在图16(和在图14与图15的组合中)中，无源矩阵分量必须直接与反馈电路的输出组合在一起，而在图17中，反馈电路的输出中包括无源矩阵分量并且本身已足够。从图17所述的装置中，还会注意到，VCA输出之外的中间信号输出(它们仅分别包括中间信号分量)被送到输出组合器。然而，图16和图17所示的配置(以及图14与图15的组合)等效，并且，如果和系数准确，则图17的输出与图16(以及图14与图15的组合)的输出相同。

在图17中，通过对无源矩阵输出进行处理，可以获得等式34、35、36和37内的4个中间信号[1/2·(Lt+Rt)·(1-gc)]、[1/2·(Lt-Rt)·(1-gs)]、[1/2·Lt·(1-gl)]以及1/2·Rt·(1-gr)，并对它们进行加法运算或减法运算以获得要求输出。还将这些信号送到结合图15所述的两个反馈电路的整流器和比较器，反馈电路最好用于保持这对信号的幅度相等。与应用于图17所示配置的反馈电路相同，图15所示的反馈电路将从组合器22和26的输出中获得的输出送到输出组合器，而不是将VCA 6和VCA 12获得的输出送到输出组合器。

仍参考图17，组合器2、组合器4、VCA 32、VCA 36、VCA 40、VCA 44、组合器34、组合器38、组合器42以及组合器46之间的连接与图16所示装置的连接相同。此外，在图16和图17所示的配置中，优先将组合器34、38、42以及46的输出送到两个反馈电路(将组合器34和46的输出送到低于反馈电路以产生用于控制VCA 32和VCA44的控制信号，而将组合器38和42的输出送到第二反馈电路以产生用于控制VCA 36和VCA 40的控制信号)。在图17中，将组合器34的输出Lt·(1-gl)送到+1比例因数Cout组合器58和+1比例因数Sout组合器60。将组合器38的输出信号1/2·(Lt+Rt)·(1-gc)送到+1比例因数Lout组合器56和+1比例因数Rout组合器62。将组合器42的输出信号1/2·(Lt-Rt)·(1-gs)送到+1比例因数Lout组合器和-1比例因数Rout组合器62。

从理论上说，除了实际电路缺陷之外，在反馈到具有已知相对幅度和相对极性的Lt和Rt输入的源信号由要求输出产生信号而忽视由其它输出产生的信号意义上，解码器的“保持幅度相等”配置“完备”。“已知相对幅度和相对极性”意味着Lt和Rt输入表示基本输出方向的源信号，或者位于相邻基本输出方向之间的源信号。

现在再对等式34、35、36和37进行研究，可以看出，引入VCA的每个可变增益电路的总增益是(1-g)形式的差组合。每个VCA增益可以从小数值增加到单位增益，当又不超过单位增益。因此，可变增益电路的增益(1-g)可以从接近单位增益下降到0。可以将图17重画为图18，在图18中，仅利用其增益在图17所示的VCA的增益的相反方向变化的VCA代替各VCA和相关减法器。因此，利用相应可变增益电路增益“h”(例如，利用增益为作用于无源矩阵输出的增益“h”的独立VCA实现)代替各可变增益电路的增益(1-g)(例如，利用其增益为从图14/图15、图16以及图17所示的无源矩阵输出中减去该输出的增益“g”实现)。如果增益“(1-g)”的特性与增益“h”的特性相同，并且如果反馈电路用于保持必要信号对的幅度相等，则图18所示的配置与图17所示的配置等效，并产生同样输出。的确，上述披露的所有配置，即图14/图15、图16、图17以及图18的配置均互相等效。

尽管图18所示的另一个配置上述所有配置等效，并且作用也完全相同，但是请注意，在输出中不是显式出现，而是隐式出现无源矩阵分量。在先前配置的静态或非控制情况下，VCA增益g下降到小数值。在图18所示的配置中，在所有VCA增益h均上升到其最大单位增益或者接近最大单位增益时，会出现相应控制情况。

更具体地说，参考图18，将与输入信号Lt相同的无源矩阵的“左”输出送到增益为h1的“左”VCA 64以产生中间信号Lt-h1。将与输入信号Rt相同的无源矩阵的“右”输出送到增益为hr的“右”VCA 70以产生中间信号Rt-hr。将组合器2输出的无源矩阵的“中”输出送到增益为hc的“中”VCA 66以产生中间信号1/2·(Lt+Rt)·hc。将组合器4输出的无源矩阵的“环绕”输出送到增益为hs的“环绕”VCA 68以产生中间信号1/2·(Lt-Rt)·hs。如上所述，VCA增益h与VCA增益g的变化方向相反，所以h增益特性与(1-g)增益特性相同。

对所述Fosgate专利申请的基本四输出、二输入、90度输出方向轴解码器进行了说明，现在将进一步详细说明根据本发明的解码器。

图19示出根据本发明由两个或更多个输入信号S1(α)、S2(α)、...SN(α)获得表示主方向β2的输出信号的解码器的方框图，其中对于一个或多个源音频信号，输入信号以其相对幅度和相对极性形式携带方向信息。方向β2的输出是多个解码器输出之一，每个输出均具有主(或基本)方向。将输入信号送到矩阵102，矩阵102获得方向β1和β3一对反主方向信号，两个主输出方向β1和β3与方向β2相邻。矩阵102产生一对反主方向信号，并将它送到伺服装置112。伺服装置112对幅度受控反主方向信号对进行操作以促使它们趋向相等。通过利用加法和减法对“促使趋向相同”幅度控制反主方向信号对进行组合，产生解码器输出β2。如上所述，在与要求主输出方向相邻的主方向小于180度时，在相邻方向之间的两个圆弧中较小的一个圆弧内设置输出信号方向的极性方向组合信号。

伺服装置112可以以闭环方式运行，也可以以反馈方式运行，或者以开环前馈方式运行。因此，在伺服装置112内，控制器108可以接收装置112的输出信号(如图所示)作为其输入，或者接收伺服装置112的输入信号(如图虚线所示)作为其输入。所配置的伺服装置112可以包括低于控制增益或衰减功能块或单元104和第二控制增益或衰减功能块或单元106。为了简洁，将功能块或单元104和106(以及附图所示的其它控制增益或衰减功能块或单元)示为电压控制放大器(VCA)。控制增益或衰减功能块或单元分别是电压控制放大器(VCA)或其数字等效物(硬件形式、固件形式或软件形式)。利用控制器108的一个输出来控制功能块或单元104的增益。利用控制器108的另一个输出控制来控制功能块或单元106的增益。控制增益或衰减功能块或单元104和106接收反主方向信号对。

显然，可以在模拟或数字范围内，以硬件或软件方式实现所述实施例的各单元和功能块(例如：矩阵、整流器、比较器、组合器、可变增益放大器或衰减器等)。

可以利用反馈***实现伺服装置112的模拟实施例或数字实施例中的控制过程，该反馈***将各伺服装置输出幅度的比值与1进行比较并用于产生误差信号以对伺服装置112内的这两个控制增益或衰减功能块或单元进行控制，从而使伺服装置产生接近相等幅度。

另一方面，在伺服装置112的模拟实施例和数字实施例中，可以利用测量伺服装置输入信号的开环前馈方法实现促使趋向相同。在这种情况下，小输入信号基本不变，但是大输入信号被衰减小输入信号与大输入信号之比的倍数，以促使其幅度趋向与小输入信号幅度相等。

然后，在线性组合器110内，利用加法或减法将两个“促使趋向相同”反主方向信号组合。在与要求主输出方向相邻的主方向小于180度时，在相邻方向之间的两个圆弧中较小的一个圆弧内设置输出信号方向的极性方向组合信号。

对等式14至等式19以及图3至图5所做的说明涉及到图19所示的装置。

在图19至图23中，同样参考编号表示类似单元或功能块。

图20示出图19所示伺服装置的一种变换例。在以上对等式20和等式21的说明中已经提到此变换例。此说明以及所涉及的图6与图20所示的装置有关。利用分别与减法器(118和122)组合在一起以致每个组合功能块或减法器的增益与图19所示装置的增益相同的控制增益或衰减功能块或单元116和120替代图19所示的控制增益或衰减功能块或单元104和106(分别提供增益h)。减法器118从一个反主方向信号内减去控制增益或衰减功能块或单元116的输出，减法器122从另一个反主方向信号内减去功能块112的输出。将图20所示的装置与图14/图15以及图16的装置进行比较。将图19所示的配置与图17和图18所示的配置进行比较。

图21示出在数字范围内，以低采样率实现反馈控制的技术。尽管所示的装置具有没有以图19装置方式配置减法器的单元或功能块104和106，但是仍可以采用图20所示减法装置。

参考图21，将输入信号送到低于矩阵102和与矩阵102具有相同特性的第二矩阵102’。与在图19所示的装置中相同，将矩阵102产生的反主方向信号对送到控制增益或衰减功能块或单元104和106，线性组合器110利用加法和减法将其输出组合以提供输出β2。矩阵102’的输出端是包括象在图19所示装置中那样互联的控制增益或衰减功能块104’和106’和控制器108的装置的一部分。然而，以比矩阵102和功能块104和106的采样率低的采样率进行虚线130内的一些或全部操作。不仅将功能块104’和106’的控制信号送到这些功能块，而且将它们送到内插器和/或平滑器132，内插器和/或平滑器132对低位速率控制信号进行内插和/或平滑，然后利用它们控制控制增益或衰减功能块或单元104和106。虚线134内的所有单元构成此实施例的伺服装置。为了提供某种程度的“先行控制”并为了对虚线130内的功能块或单元内的延迟进行抵消，设置延迟之后，将输入送到矩阵102(但是，在到矩阵102’的通路内没有延迟)。

图22示出产生多个输出的一般装置。将以一个或多个音频信号的相对幅度和相对极性形式携带方向信息的两个或多个输入信号S1(α)、S2(α)、...SN(α)送到矩阵36，矩阵36产生与每个主输出方向(1、2、...N)相邻的多个主输出信号的一对反主方向信号。将矩阵36产生的每对反主方向信号对送到伺服装置114、114’、114”等。与图19、图20和/或图21所示配置方式相同，每个伺服装置对反主方向信号对进行运算以产生一对具有基本上相等幅度的信号。然后，通过利用加法或减法以上述方式组合“促使趋向相同”反主方向信号对，产生各解码器输出。为了简洁，未示出控制增益或衰减功能块或单元的控制器。

图23示出图22所示结构的变换例，其中设置输出矩阵152，并且不是从减法器(在图22采用图20所示配置时)的输出中，或者不是从控制增益或衰减功能块或单元(在图22采用图19所示装置时)的输出中，而是从控制增益或衰减功能块或单元(在采用图20所示减法变换例的配置中)的输出中获取伺服装置的输出。不是象图22所示装置采用图20所示伺服装置配置那样显式提供单位增益通路并且不是象它采用图19所示伺服装置配置那样隐式提供单位增益通路，而是通过将输入信号分别反馈到输出矩阵152，图23所示的变换例提供单位增益通路。

观察图22所示结构与图23所示结构之间差别的另一种方式是，在图22所示装置中，无源矩阵是隐式的，而在图23所示装置中，无源矩阵(即输出矩阵152)是显式的。例如，首先研究图22。为了简洁，假定这是一个所述Fosgate专利申请披露的二输入、四输出“90度”***。还假定输出1是Lout输出。忽略任何附加通用比例因数，要求的相邻反主方向信号是中前信号和中后信号，即(Lt-Rt)/2和(Lt+Rt)/2。将它们分别乘以1-gs和1-gc以获得一对等幅信号，然后将它们相加，产生(1-gs)·(Lt-Rt)/2+(1-gc)·(Lt+Rt)/2(在此，删除未乘的Rt项，但是在更负责***中会存在更多项)。可以将gs·(...)和gc·(...)项看作用于扩大(实际上是删除)无源矩阵输入Lt的抵消项。

现在利用同样的假定内容研究图23。促使趋向相同的反主方向信号相同。输出矩阵接收源Lt和源Rt加VCA输出gs·(Lt-Rt)/2和gc·(Lt-Rt)/2，然后进行加法或减法运算以产生与图22所示相同的Lout信号。输出矩阵对无源矩阵必需的系数(在此例中，Lt刚好为单位增益，Rt刚好为0)，并将结果与抵消项组合，这样抵消项就可以应用于输出矩阵中，而非应用于伺服装置，但是结果相同。

在图22和图23所示实施例中采用同样输入矩阵102产生反主方向信号对。在图23中，将反主方向信号送到伺服装置142、142’、142”等。在图14/图15以及图16所示的方式中，这样对控制增益或衰减功能块或单元进行控制，以致减法器的输出是促使趋向相同的，而从控制增益或衰减功能块或单元的输出中提取伺服装置输出。为了简洁，未示出用于控制控制增益或衰减功能块或单元的控制器。矩阵152从输入信号中获得无源矩阵分量，并以图14/图15以及图16所示方式将它们与伺服装置输出的抵消分量正确组合。

恒功率自适应比例因数

在上述例子中，要求主方向输出为90度，相邻主方向为30度和150度(即：β2＝90度，β2＝30度，β3＝150度)。图2至图6与此例有关。为了便于理解本发明的另一个方面，研究扩大的此例子，其中第二要求主方向输出β3的相邻方向为β2和β4，其中β4为210度。因此，对于β4＝210：

anti2(α)＝Rt(β2)·Lt(α)-Lt(β2)·Rt(α)    (等式42)

anti4(α)＝Rt(β4)·Lt(α)-Lt(β4)·Rt(α)    (等式43)

用于促使增益调整反主方向信号趋向相等幅度的所需增益表示为：

$\mathrm{h\β}2\left(\mathrm{\α}\right):=\mathrm{if}\left(\right|\frac{\mathrm{anti\β}2\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti\β}4\left(\mathrm{\α}\right)}|\≥1,|\frac{\mathrm{anti\β}4\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti\β}2\left(a\right)}|,1)$ (等式44)

$\mathrm{h\β}4\left(\mathrm{\α}\right):=\mathrm{if}\left(\right|\frac{\mathrm{anti\β}4\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti\β}2\left(\mathrm{\α}\right)}|\≥1,|\frac{\mathrm{anti\β}2\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti\β}4\left(\mathrm{\α}\right)}|,1)$ (等式45)

可以将相应控制增益或衰减功能块或单元(即：伺服装置)的输出输出magβ2(α)和magβ4(α)表示为：

magβ2(α)＝hβ2(α)·anti2(α)               (等式46)

magβ4(α)＝hβ4(α)·anti4(α)               (等式47)

因此，可以将主方向β3的输出表示为：

outputβ3＝magβ4(α)-magβ2(α)               (等式48)

图24示出outputβ2(参考图5)和outputβ3与方向角α的关系曲线图。对图24进行观察说明，其定向编码为90度或150度的单路源信号将从适当输出产生单位功率。然而，outputβ2和outputβ4约在0.5dB交叉并下降6dB。因此，其方向角α为120度(即摇移两个主方向之间的一半)、其Lt和Rt功率也增加到单位功率(利用上述归一化定义)的单路源信号将使两个输出产生约6dB的下降。固定响度通常要求两个输出电平仅为3dB的下降，因为两个等功率相加产生3dB的升高。换句话说，由于摇移了固定电平信源，所以在信源位于两个主方向之间时，数字电平会下降。

可以降低此电平变化效应，或者事实上是通过调节可控功能块或单元的增益而保持其随方向相对变化，即通过对一对功能块或单元附加可变比例因数，引入其它变化。在此特定实施例中，要求从主方向的0dB到两个主方向中间的+3dB变化的比例因数。一种方法是产生如下作为编码角α的函数的附加乘数：

$\mathrm{mult\β}2\left(\mathrm{\α}\right)=\sqrt{\frac{2}{\mathrm{h\β}1{\left(\mathrm{\α}\right)}^2+\mathrm{h\β}3{\left(\mathrm{\α}\right)}^2}}$ (等式49)

由于将hβ1和hβ3限定在0与1之间，并且由于它们中的一个或另一个始终为1，所以此函数在2的平方根与1之间变化，即在两个主方向中间的+3dB与主方向的0dB之间变化。因此，中间点的电平增加要求的3dB。对于outputβ2，修改后的等幅度项为：

magβ1(α)＝magβ2(α)·hβ1(α)·anti1(α)    (等式50)

magβ3(α)＝magβ2(α)·hβ3(α)·anti3(α)    (等式51)

新outputβ2为：

outputβ2＝magβ3(α)-magβ1(α)               (等式52)

同样outputβ3为：

$\mathrm{mult\β}3\left(\mathrm{\α}\right)=\sqrt{\frac{2}{\mathrm{h\β}2{\left(\mathrm{\α}\right)}^2+\mathrm{h\β}4{\left(\mathrm{\α}\right)}^2}}$ (等式53)

magβ2(α)＝magβ3(α)·hβ2(α)·anti2(α)    (等式54)

magβ4(α)＝magβ3(α)·hβ4(α)·anti4(α)    (等式55)

新outputβ3为：

outputβ3＝magβ4(α)-magβ2(α)               (等式56)

图25示出调整后的outputβ2和调整后的outputβ4与方向角α的关系曲线图。对图24进行观察说明，该乘数使这对特定输出约在-3dB交叉，产生明显固定响度。对于其它主方向，要求采用不同乘法函数。通过进一步控制可变增益或衰减功能块或单元，可以象上述那样将乘数应用于等幅度项(即将同一个乘数送到两个功能块或单元)。另一方面，通过进一步利用控制增益或衰减功能块或单元，可以将该乘数应用于输出信号中(即：在将同等增益调整后的反主方向信号组合之后)。如果对两个反主方向信号或幅度受控反主方向信号所起的作用基本上相同，以致影响一个或多个选择输出信号，则还可以将可变比例因数应用于其它单元或功能块。通常，不能将可变比例因数正确应用于输入信号内，因为所有输出信号均被影响。

非均匀增量间隔的6个主方向输出

利用固定比例因数控制最大信号输出的位置

在上述例子中，要求主方向以均匀增量间隔。为了更好地理解本发明，并且为了便于理解本发明的另一个方面(即：在主输出方向之间的间隔不均匀时，在要求输出角定位最大信号输出)，研究另一个以非均匀角间隔获得6个主输出方向的例子。假定有两个由等式1和等式2定义的输入信号Lt和Rt，并且假定在角β1、β2、...β6有两个输出或主方向。如下所述，这6个输出对应于左后(β1)、左前(β2)(90°)、前中(β3)(180°)、右前(β4)(270°)、右后(β5)以及背后(β6)(360°)。

在此例中，如下所述，利用常数K1和K2来调整计算过程以(仅)产生β1和β2的两个输出。这样做的效果是确保β1和β2的最大输出准确出现在主方向，即使几度也不偏离。为了说明调整β1和β2输出产生的影响，所以不调整主方向β4和β5。

现在研究3个相邻主输出方向β1、β2以及β3。定义左后为Lt与Rt之间的5dB幅度差。因此，

$\mathrm{\βlb}:=90+\frac{2}{\mathrm{deg}}\·{a\tan }^{\left({-10}^{\frac{-5}{20}}\right)}$ (等式57)

βlb＝31.298°

因此，对于左前输出，相邻主方向为β＝βlb和β＝180°。即

β1＝βlb

β2＝90°，以及

β3＝180°

存在第一反主方向信号，即利用适当系数，Lt与Rt的组合anti1，在α＝β1时，它过0：

anti1(α)＝Rt(β1)·Lt(α)-Lt(β1)·Rt(α)     (等式58)

同样，存在第二反主方向信号，即利用适当系数，Lt与Rt的组合anti3a，在α＝β3时，它过0：

anti3a(α)＝Rt(β3)·Lt(α)-Lt(β3)·Rt(α)    (等式59)

接着，利用因数k1换算反主方向信号anti3a以产生反主方向信号anti3：

anti3a(α)＝k1·anti3a(α)                     (等式60)

选择因数k1，以在α与主输出角β2相同时，使anti和anti3的幅度基本上相同(比值为1)：

$k1:=\left|\frac{\mathrm{anti}1\left(\mathrm{\β}2\right)}{\mathrm{anti}3a\left(\mathrm{\β}2\right)}\right|$ (等式61)

k1＝0.693

图26示出anti1(α)和anti3a(α)与α的关系曲线图。请注意，在30°时，anti1(α)等于0，在180°时，anti3a(α)等于0。换算anti3a(α)的效果显而易见(其幅值幅度为0.693，而不是1)。在两个反主方向信号过0时，它们均改变极性。

然后，利用上述说明的闭环伺服装置或其它方法，对反主方向信号anti1(α)和anti3a(α)进行控制以它们具有等幅度。例如，小反主方向信号基本上不变(增益为1)，使大反主方向信号的幅度等于小反主方向信号的幅度。要求进行衰减就是小输入幅度与大输入幅度的比值。可以将作为方向角α的函数的、anti1(α)的要求增益h13和anti3a(α)的要求增益h31(例如：h13是应用于anti1以使其幅度等于anti3的幅度)表示为：

$h13\left(\mathrm{\α}\right):=\mathrm{if}\left(\right|\frac{\mathrm{anti}1\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti}3\left(\mathrm{\α}\right)+\mathrm{\δ}}|\≥1,|\frac{\mathrm{anti}3\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti}1\left(\mathrm{\α}\right)}|,1)$ (等式62)

其中δ非常小，例如10^-10，以避免除以0或对0取对数。

因此，控制增益或衰减功能块或单元的输出mag13和mag31为：

mag13(α)＝h13(α)·anti1(α)               (等式63)

mag31(α)＝h31(α)·anti3(α)               (等式64)

图27示出mag13(α)和mag31(α)与编码源信号角度α的关系曲线图。除了在α＝β1至α＝β3范围内，它们幅度相同，极性相反之外，输出mag13(α)与输出mag31(α)的幅度和极性均相同。除了有限范围之外，对它们进行减法运算均获得0。图28所示的mag31(α)-mag13(α)与编码源信号角度α的关系曲线图的差值是对应于方向β2的输出，方向β2是β1与β3之间的主方向。对于绕着从背面的α＝0°通过前面和后面的α＝180°到背面的α＝360°的整个圆顺时针进行摇移，此输出从α＝β1的0上升到β2的最大值并再降低到β3的0。因此，没有因数k1，不会正好在β2产生最大值。

还可以以类似方式，获得5个其它主输出方向。在此过程中，会注意到，每个反主方向信号均用于两个主输出方向的，例如anti2用于β1和β3的输出。

获得主方向输出β3＝180°

β2：＝90

β3：＝180

β4：＝270

anti2(α)：＝Rt(β2)·Lt(α)-Lt(β2)·Rt(α)    Eqn.65

anti4(α)：＝Rt(β4)·Lt(α)-Lt(β4)·Rt(α)    Eqn.66

$h24\left(\mathrm{\α}\right):=\mathrm{if}\left(\right|\frac{\mathrm{anti}2\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti}4\left(\mathrm{\α}\right)+\mathrm{\δ}}|\≥1,|\frac{\mathrm{anti}4\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti}2\left(\mathrm{\α}\right)}|,1)---\mathrm{Eqn}.67$

$h42\left(\mathrm{\α}\right):=\mathrm{if}\left(\right|\frac{\mathrm{anti}4\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti}2\left(\mathrm{\α}\right)+\mathrm{\δ}}|\≥1,|\frac{\mathrm{anti}2\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti}4\left(\mathrm{\α}\right)}|,1)---\mathrm{Eqn}.68$

mag24(α)：＝h24(α)·anti2(α)                  Eqn.69

mag42(α)：＝h42(α)·anti4(α)                  Eqn.70

获得主方向输出β4＝270°

β3：＝180

β4：＝270

β5：＝360-βlb

anti3(α)：＝Rt(β3)·Lt(α)-Lt(β3)·Rt(α)     Eqn.71

anti5(α)：＝Rt(β5)·Lt(α)-Lt(β5)·Rt(α)     Eqn.72

$h35\left(\mathrm{\α}\right):=\mathrm{if}\left(\right|\frac{\mathrm{anti}3\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti}5\left(\mathrm{\α}\right)+\mathrm{\δ}}|\≥1,|\frac{\mathrm{anti}5\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti}3\left(\mathrm{\α}\right)}|,1)---\mathrm{Eqn}.73$

$h53\left(\mathrm{\α}\right):=\mathrm{if}\left(\right|\frac{\mathrm{anti}5\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti}3\left(\mathrm{\α}\right)+\mathrm{\δ}}|\≥1,|\frac{\mathrm{anti}3\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti}5\left(\mathrm{\α}\right)}|,1)---\mathrm{Eqn}.74$

mag35(α)：＝h35(α)·anti3(α)                  Eqn.75

mag53(α)：＝h53(α)·anti5(α)                  Eqn.76

获得主方向输出β5＝360°-βlb°

β4：＝270

β5：＝360-βlb

β6：＝360

anti4(α)：＝Rt(β4)·Lt(α)-Lt(β4)·Rt(α)     Eqn.77

anti6(α)：＝Rt(β6)·Lt(α)-Lt(β6)·Rt(α)     Eqn.78

$h46\left(\mathrm{\α}\right):=\mathrm{if}\left(\right|\frac{\mathrm{anti}4\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti}6\left(\mathrm{\α}\right)+\mathrm{\δ}}|\≥1,|\frac{\mathrm{anti}6\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti}4\left(\mathrm{\α}\right)}|,1)---\mathrm{Eqn}.79$

$h64\left(\mathrm{\α}\right):=\mathrm{if}\left(\right|\frac{\mathrm{anti}6\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti}4\left(\mathrm{\α}\right)+\mathrm{\δ}}|\≥1,|\frac{\mathrm{anti}4\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti}6\left(\mathrm{\α}\right)}|,1)---\mathrm{Eqn}.80$

mag46(α)：＝h46(α)·anti4(α)                  Eqn.81

mag64(α)：＝h64(α)·anti6(α)                  Eqn.82

获得主方向输出β6＝360°

β5：＝360-βlb

β6：＝360

βl：＝βlb

anti5(α)：＝Rt(β5)·Lt(α)-Lt(β5)·Rt(α)      Eqn.83

anti1(α)：＝Rt(β1)·Lt(α)-Lt(β1)·Rt(α)      Eqn.84

$h51\left(\mathrm{\α}\right):=\mathrm{if}\left(\right|\frac{\mathrm{anti}5\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti}1\left(\mathrm{\α}\right)+\mathrm{\δ}}|\≥1,|\frac{\mathrm{anti}1\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti}5\left(\mathrm{\α}\right)}|,1)---\mathrm{Eqn}.85$

$h15\left(\mathrm{\α}\right):=\mathrm{if}\left(\right|\frac{\mathrm{anti}1\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti}5\left(\mathrm{\α}\right)+\mathrm{\δ}}|\≥1,|\frac{\mathrm{anti}5\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti}1\left(\mathrm{\α}\right)}|,1)---\mathrm{Eqn}.86$

mag51(α)：＝h51(α)·anti5(α)                   Eqn.87

mag15(α)：＝h15(α)·anti1(α)                   Eqn.88

获得主方向输出β1＝βlb

β6：＝360

β1：＝βlb

β2：＝90

anti6(α)：＝Rt(β6)·Lt(α)-Lt(β6)·Rt(α)      Eqn.89

anti2a(α)：＝(Rt(β2)·Lt(α)-Lt(β2)·Rt(α))   Eqn.90

利用因数k2换算anti2a获得anti2，其中在为β1时，anti2和anti6的幅度相同。

$k2:=\left|\frac{\mathrm{anti}6\left(\mathrm{\β}1\right)}{\mathrm{anti}2a\left(\mathrm{\β}1\right)}\right|$

k2＝0.55

anti2(α)：＝k2·anti2a(α)                       Eqn.92

$h62\left(\mathrm{\α}\right):=\mathrm{if}\left(\right|\frac{\mathrm{anti}6\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti}2\left(\mathrm{\α}\right)+\mathrm{\δ}}|\≥1,|\frac{\mathrm{anti}2\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti}6\left(\mathrm{\α}\right)}|,1)---\mathrm{Eqn}.93$

$h26\left(\mathrm{\α}\right):=\mathrm{if}\left(\right|\frac{\mathrm{anti}2\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti}6\left(\mathrm{\α}\right)+\mathrm{\δ}}|\≥1,|\frac{\mathrm{anti}6\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{anti}2\left(\mathrm{\α}\right)}|,1)---\mathrm{Eqn}.94$

mag62(α)：＝h62(α)·anti6(α)        Eqn.95

mag26(α)：＝h26(α)·anti2(α)        Eqn.96

可以以dB形式表示这6个结果输出。根据在相邻主方向任意选择的各项的极性，在某些情况下，等幅度项同极性，而在其它情况下，则极性相反。如下所述，将dB值归一化为最大值，因此在同样电平出现各主方向：

左前

out2_α：＝mag31(α)-mag13(α)          Eqn.97

$\mathrm{out}{\mathrm{db}2}_{\mathrm{\α}}:=20\·\log \left(\right|\frac{{\mathrm{out}2}_{\mathrm{\α}}}{\max \left(\mathrm{out}2\right)}|+\mathrm{\δ})---\mathrm{Eqn}.98$

中前

out3_α：＝mag42(α)-mag24(α)          Eqn.99

$\mathrm{outdb}{3}_{\mathrm{\α}}:=20\·\log \left(\right|\frac{\mathrm{out}{3}_{\mathrm{\α}}}{\max \left(\mathrm{out}3\right)}|+\mathrm{\δ})---\mathrm{Eqn}.100$

右前

out4_α：＝mag53(α)-mag35(α)          Eqn.101

${\mathrm{outdb}4}_{\mathrm{\α}}:=20\·\log \left(\right|\frac{\mathrm{out}{4}_{\mathrm{\α}}}{\max \left(\mathrm{out}4\right)}|+\mathrm{\δ})---\mathrm{Eqn}.102$

右后

out5_α：＝mag64(α)-mag46(α)          Eqn.103

$\mathrm{outdb}{5}_{\mathrm{\α}}:=20\·\log \left(\right|\frac{\mathrm{out}{5}_{\mathrm{\α}}}{\max \left(\mathrm{out}5\right)}|+\mathrm{\δ})---\mathrm{Eqn}.104$

中后

out6_α：＝mag51(α)+mag15(α)          Eqn.105

$\mathrm{outdb}{6}_{\mathrm{\α}}:=20\·\log \left(\right|\frac{\mathrm{out}{6}_{\mathrm{\α}}}{\max \left(\mathrm{out}6\right)}|+\mathrm{\δ})---\mathrm{Eqn}.106$

左后

out1_α：＝mag62(α)+mag26(α)                  Eqn.107

${\mathrm{outdbl}}_{\mathrm{\α}}:=20\·\log \left(\right|\frac{{\mathrm{outl}}_{\mathrm{\α}}}{\max \left(\mathrm{outl}\right)}|+\mathrm{\δ})---\mathrm{Eqn}.108$

图29示出dB形式的输出与编码源信号角度α的关系曲线图。请注意，调整输出在β1(31.298°)和β2(90°)具有最大值，而相应未调整输出β4和β5没有最大输出，而此时相邻输出等于0(例如：未调整outdb4是在245°时，而不是在outdb5等于0的270°时为峰值)。

对要求无源矩阵的反主方向信号进行比例换算

利用一个反主方向信号相对于另一个反主方向信号的固定比例因数，不仅可以确保在输出方向之间的各角度不均匀时，在要求输出角出现输出峰值，而且可以在无源矩阵解码器处于静态或无源矩阵情况下(即：在没有清除控制时，在伺服装置“休息”以致该解码器实质上用作无源矩阵时)，改变矩阵特性。然而，应该注意，对方向峰值应用相对固定比例因数会影响无源矩阵特性，反之亦然。因此，实现此换算过程包括工程设计交替使用过程。在大多数情况下，可以相信，在听觉方面，无源矩阵特性比实现特别精确方向峰值更重要。认为精确方向峰值不重要是因为，实际上，音频再生***、扬声器通常不位于通过其进行反馈的解码器输出的相同方向角。

通过相对于至少一个反主方向信号改变输入反主方向矩阵(图19、20、22以及23所示的矩阵102以及图21所示的矩阵102和102’)，或者通过在其应用于可变增益或衰减功能块或单元之前，改变至少一个反主方向信号的信号幅度，可以获得一个反主方向信号相对于另一个反主方向信号的固定比例因数。

然后说明用于提供要求无源矩阵特性的比例因数，在控制增益或衰减功能块或单元的增益h的值接近单位增益(等效情况是，与单位增益相比，两个增益g均较小)时，与非受控情况相同，输出包括换算反主方向信号之和(或之差)。因此，通过改变比例因数，特别是通过改变相对比例因数，可以改变无源矩阵，即可以改变在控制其幅度并促使它们趋向相等之前，利用对反主方向信号应用的比例因数选择伺服装置“休息”的无源矩阵。

以下是具有主输出左后、左前、中、右、右前以及右后的五输出解码器的左后输出的此比例因数的例子。

现在研究五输出矩阵的左后输出。感兴趣的3个输出方向是βlb和相邻输出。为了前后一致，将它们称作β1、β2和β3，其中β1对应于右后，β2对应于左后，β3对应于左前。假定βlb为31度。则

β1＝360-βlb

β2＝βlb，以及

β3＝90

对于相邻主方向β1和β3，利用比例因数k1和k3：

$\mathrm{antido}\min \mathrm{ant\β}1\left(\mathrm{\α}\right)=k1\·(\sin \left(\frac{\mathrm{\β}1-90}{2}\right)\·\mathrm{Lt}\left(\mathrm{\α}\right)-\cos \left(\frac{\mathrm{\β}1-90}{2}\right)\·\mathrm{Rt}\left(\mathrm{\α}\right))---\mathrm{Eqn}.109$

$\mathrm{antido}\min \mathrm{ant\β}3\left(\mathrm{\α}\right)=k3\·(\sin \left(\frac{\mathrm{\β}3-90}{2}\right)\·\mathrm{Lt}\left(\mathrm{\α}\right)-\cos \left(\frac{\mathrm{\β}3-90}{2}\right)\·\mathrm{Rt}\left(\mathrm{\α}\right))---\mathrm{Eqn}.110$

在等幅度增益等于或接近1时，左后输出的无源矩阵仅为这两个输出之和：

LBpass(α)＝antidominantβ1(α)+antidominantβ3(α) (等式111)

替换反主方向信号后，此等式被表示为：

LBpass(α)＝A·Lt(α)+B·Rt(α)                     (等式112)

其中

$A=k1\·\sin \left(\frac{\mathrm{\β}1-90}{2}\right)+k2\·\sin \left(\frac{\mathrm{\β}3-90}{2}\right)---\mathrm{Eqn}.113$

and

$B=-k1\·\cos \left(\frac{\mathrm{\β}1-90}{2}\right)-k2\·\cos \left(\frac{\mathrm{\β}3-90}{2}\right).---\mathrm{Eqn}.114$

如果无源矩阵给出对应于比值c(12dB时为0.25，5dB时为0.56)的差值：

$\frac{B}{A}=-C$ (等式115)

k的绝对值是任意大小，然而，其比值却很重要。称比值k2/k1＝k，对于c＝0.56：

$k=\frac{-(\cos \left(\frac{\mathrm{\β}1-90}{2}\right)-c\·\sin \left(\frac{\mathrm{\β}1-90}{2}\right))}{\cos \left(\frac{\mathrm{\β}3-90}{2}\right)-c\·\sin \left(\left(\frac{\mathrm{\β}3-90}{2}\right)\right)}---\mathrm{Eqn}.116$

k＝0.977

同样，对于c＝0.25，k＝0.707。

因此，如果不干扰控制过程，可以对要求无源矩阵选择比例因数。

3个输入通道

为了更好地理解本发明并且为了更好地理解本发明的另一个方面(即：具有两个以上输入通道的解码器)，研究另一个由3个输入信号以均匀角间隔获得6个主输出方向：后(B)、左后(LB)、左(L)、中(C)、右(R)、右后(RB)的例子。

对于角度α的单路源信号，可以将定向编码为以下3个输入信号Lt、Rt和Bt：

$\mathrm{Lt}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)=\mathrm{if}(0<\mathrm{\&alpha;}<240,\sin (\frac{3}{4}\&CenterDot;\mathrm{\&alpha;}),0)---\mathrm{Eqn}.117$

$\mathrm{Rt}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)=\mathrm{if}[120<\mathrm{\&alpha;}<360,\sin [\frac{3}{4}\&CenterDot;(\mathrm{\&alpha;}-120)],0]---\mathrm{Eqn}.118$

$\mathrm{Bt}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)=\mathrm{if}[240<\mathrm{\&alpha;}<360,\sin [\frac{3}{4}\&CenterDot;(\mathrm{\&alpha;}-240)],\mathrm{if}(0\&le;\mathrm{\&alpha;}<120,\cos (\frac{3}{4}\&CenterDot;\mathrm{\&alpha;}),0)]---\mathrm{Eqn}.119$

根据输入“总”信号的上述定义，从3个信号与编码源信号角度α的关系曲线图中可以看出没有出现反极性，如图30所示。

以0度时的后(B)开始，以60度增量定义输出主方向。现在研究LB。相邻主方向是分别位于0度和120度的B和L。因此，要求将在单路源信号的编码方向与输出B和输出L的角度相同时等于0的输入总信号组合。从图30中可以看到，在0至120度范围内，Rt等于0，因此预期所获得的LB仅包括Lt和Bt。对于两个输入通道情况，可以预期包括x·Lt-y·Bt的适当组合，其中x和y是在要求为0的方向分别对Bt和Lt采用的系数。因此，

antiLB1(α)＝Bt(0)·Lt(α)-Lt(0)·Bt(α)         (等式120)

antiLB2(α)＝Bt(120)·Lt(α)-Lt(120)·Bt(α)     (等式121)

图31示出antiLB1(α)和antiLB2(α)的绝对值与编码源信号角度α的关系曲线图。要求利用控制增益或衰减功能块或单元对这两个反主方向信号进行处理以产生两个等幅度信号，如上所述。这可以通过产生使幅度趋向相等的增益实现：

$\mathrm{glb}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right):=\mathrm{if}\left(\right|\frac{\mathrm{antiLB}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}{\mathrm{antiLB}2\left(\mathrm{\&alpha;}\right)+\mathrm{\&delta;}}|>1,|\frac{\mathrm{antiLB}2\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}{\mathrm{antiLB}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}|,1)---\mathrm{Eqn}.122$

$\mathrm{glb}2\left(\mathrm{\&alpha;}\right):=\mathrm{if}\left(\right|\frac{\mathrm{antiLB}2\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}{\mathrm{antiLB}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right)+\mathrm{\&delta;}}|>1,|\frac{\mathrm{antiLB}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}{\mathrm{antiLB}2\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}|,1)---\mathrm{Eqn}.123$

因此，具有同等幅度的两项是：

$\mathrm{LB}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right):=\frac{\mathrm{glb}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right)\&CenterDot;\mathrm{antiLB}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}{\sqrt{2}}---\mathrm{Eqn}.124$

$\mathrm{LB}2\left(\mathrm{\&alpha;}\right):=\frac{\mathrm{glb}2\left(\mathrm{\&alpha;}\right)\&CenterDot;\mathrm{antiLB}2\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}{\sqrt{2}}---\mathrm{Eqn}.125$

图32示出LB1(α)和LB2(α)与编码源信号角度α的关系曲线图。除数2的平方根仅用于实现最终最大单位幅度。LB输出

LBout(α)＝LB1(α)-LB2(α)                       (等式126)是图33所示的与编码源信号角度α的关系曲线图。

现在研究L(120度)输出。与L相邻的输出为LB(60°)和C(180°)。L包含在所有3个输入信号内。然而，一个相邻方向输出LB仅包含在Lt和Bt内，而另一个相邻输出方向C仅包含在Lt和Rt内。因此，为了删除某些内容，要求使用所有3个输入信号Lt、Rt以及Bt的组合。例如(还可能存在满足要求的其它系数)：

$\mathrm{antiL}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right):=\frac{\mathrm{Lt}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)-\mathrm{Bt}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)+\mathrm{Rt}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}{2},\mathrm{and}---\mathrm{Eqn}.127$

$\mathrm{antiL}2\left(\mathrm{\&alpha;}\right):=\frac{\mathrm{Lt}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)-\mathrm{Rt}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)+\mathrm{Bt}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}{2}---\mathrm{Eqn}.128$

图34示出为了获得L输出要求的两个反主方向信号antiL1(α)和antiL2(α)与编码源信号角度α的关系曲线图。

实现等幅度要求增益为：

$\mathrm{gl}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right):=\mathrm{if}\left(\right|\frac{\mathrm{antiL}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}{\mathrm{antiL}2\left(\mathrm{\&alpha;}\right)+\mathrm{\&delta;}}|>1,|\frac{\mathrm{antiL}2\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}{\mathrm{antiL}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}|,1),\mathrm{and}---\mathrm{Eqn}.129$

$\mathrm{gl}2\left(\mathrm{\&alpha;}\right):=\mathrm{if}\left(\right|\frac{\mathrm{antiL}2\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}{\mathrm{antiL}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right)+\mathrm{\&delta;}}|>1,|\frac{\mathrm{antiL}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}{\mathrm{antiL}2\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}|,1)---\mathrm{Eqn}.130$

同等幅度项为：

L1(α)＝gl1(α)·antiL1(α)                (等式131)

L2(α)＝gl2(α)·antiL2(α)                (等式132)

给出左输出的组合为：

Lout(α)＝L1(α)+L2(α)                    (等式133)

图35示出L1(α)和L2(α)与编码源信号角度α的关系曲线图。图36示出Lout(α)与编码源信号角度α的关系曲线图。

同样，对于B输出：

$\mathrm{antiB}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right):=\frac{\mathrm{Bt}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)-\mathrm{Rt}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)+\mathrm{Lt}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}{2}---\mathrm{Eqn}.134$

$\mathrm{antiB}2\left(\mathrm{\&alpha;}\right):=\frac{\mathrm{Bt}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)+\mathrm{Rt}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)-\mathrm{Lt}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}{2}---\mathrm{Eqn}.135$

$\mathrm{gb}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right):=\mathrm{if}\left(\right|\frac{\mathrm{antiB}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}{\mathrm{antiB}2\left(\mathrm{\&alpha;}\right)+\mathrm{\&delta;}}|>1,|\frac{\mathrm{antiB}2\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}{\mathrm{antiB}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}|,1)---\mathrm{Eqn}.136$

$\mathrm{gb}2\left(\mathrm{\&alpha;}\right):=\mathrm{if}\left(\right|\frac{\mathrm{antiB}2\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}{\mathrm{antiB}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right)+\mathrm{\&delta;}}|>1,|\frac{\mathrm{antiB}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}{\mathrm{antiB}2\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}|,1)---\mathrm{Eqn}.137$

B1(α)：＝gb1(α)·antiB1(α)              Eqn.138

B2(α)：＝gb2(α)·antiB2(α)              Eqn.139

Bout(α)：＝B1(α)+B2(α)                  Eqn.140

图37示出B1(α)和B2(α)与编码源信号角度α的关系曲线图。图38示出Bout(α)与编码源信号角度α的关系曲线图。

同样，对于C输出：

$\mathrm{antiCl}\left(\mathrm{\&alpha;}\right):=\frac{\mathrm{Rt}\left(120\right)\&CenterDot;\mathrm{Lt}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)-\mathrm{Lt}\left(120\right)\&CenterDot;\mathrm{Rt}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}{\sqrt{2}}---\mathrm{Eqn}.141$

$\mathrm{antiC}2\left(\mathrm{\&alpha;}\right):=\frac{\mathrm{Rt}\left(240\right)\&CenterDot;\mathrm{Lt}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)-\mathrm{Lt}\left(240\right)\&CenterDot;\mathrm{Rt}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}{\sqrt{2}}---\mathrm{Eqn}.142$

$\mathrm{gcl}\left(\mathrm{\&alpha;}\right):=\mathrm{if}\left(\right|\frac{\mathrm{antiCl}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}{\mathrm{antiC}2\left(\mathrm{\&alpha;}\right)+\mathrm{\&delta;}}|>1,|\frac{\mathrm{antiC}2\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}{\mathrm{antiC}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}|,1)---\mathrm{Eqn}.143$

$\mathrm{gc}2\left(\mathrm{\&alpha;}\right):=\mathrm{if}\left(\right|\frac{\mathrm{antiC}2\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}{\mathrm{antiC}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right)+\mathrm{\&delta;}}|>1,|\frac{\mathrm{antiC}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}{\mathrm{antiC}2\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}|,1)---\mathrm{Eqn}.144$

C1(α)：＝gc1(α)·antiC1(α)              Eqn.145

C2(α)：＝gc2(α)·antiC2(α)              Eqn.146

Cout(α)：＝C2(α)-C1(α)                  Eqn.147

图39示出C1(α)和C2(α)与编码源信号角度α的关系曲线图。图40示出Cout(α)与编码源信号角度α的关系曲线图。

可以对其余两个输出(R和RB)进行同样计算。图41示出在变换为dB后，上述计算的4个输出与编码源信号角度α的关系曲线图。

计算反主方向信号的系数

反主方向信号出现0值的次数

如果将音频信号源方向表示为角度α，则送到解码器的输入信号内的归一化函数编码方向是循环的。例如，30°和30°+360°表示同一个方向。

现在，研究两个输入信号的情况，其中利用归一化函数的相对幅度和相对极性来传送方向。只是一个方向要求在一个函数为0时另一个函数具有有限个非零值(例如：对于左前方向，Lt＝1，Rt＝0)，并且此时，有限函数的极性与方向无关(例如，还是对于左前方向，无论Lt是+1还是-1，没有区别)。显然，利用函数的半个周期就可以传送方向，因为两个函数具有相反极性，并因此具有相同相对极性，所以另半个周期仅重复所有定向编码。换句话说，对于两个输入信号情况，函数为α/2，等式1和等式2说明了一种通用选择。由于整个周期一定通过两次0，所以在通过整个圆摇移源方向时，每个函数的半个周期仅通过一次0。因此，诸如反主方向信号的输入信号的线性组合也仅通过一次0，如图2所示。

在存在两个以上输入信号时，方向函数出现多个0。例如，对于等式117至等式119表示的对称情况下的3个输入信号，每个函数的半个周期仅没有占据可能方向的整个圆，而是仅占据其三分之二。换句话说，该函数为3/2·α/2或者3α/4，半个周期内不超过两个0。因此，由周期输入信号的线性组合获得的周期反主方向信号也不超过有两个0。

总之，如果利用选择的周期函数，N个输入信号表示方向，以致不产生歧义(以致特定相对幅度和相对极性组仅传送一个方向)，则由它们产生的反主方向信号是以Nα/4为周期的，并且不超过有P个0，其中在N是奇数时，P是四舍五入后的N/2。

促使趋向相同幅度信号的0值

伺服装置的每个输入均等于一个输入信号乘以一个正数，该正数通常在0与1之间。因此，有两个原因可以使输出出现0值。

a)伺服装置的输入，即反主方向信号本身为0。总之，在反主方向信号过0时，它就改变极性(请参考图2、图7和图10)。在这种情况下，由于伺服装置的输出必须与其输入的极性相同，所以在它过0时，输出也必须改变极性。例如，参考图4。在30°时，magβ1过0，并由正变为负。同样，在150°时，magβ3过0，并由正变为负。将这种情况称为I型0。

b)另一方面，因为伺服装置(VCA、乘法器等)的增益等于0(或接近0)，所以伺服装置的输出等于0。在这种情况下，相应伺服装置的输入不为0，因此输入信号和输出信号的极性不发生变化。此外，如图4所示，在30°时，magβ3等于0，但是始终为正(它不通过横轴)，而在150°时，magβ1等于0，保持为负。将这种情况称为II型0。

反主方向信号的0值

正如在别处说明的那样，如果两个促使趋向具有相同幅度信号的组合要通过方向弧形产生有限输出，并且基本上不通过圆的其余部分，它们必须使一个相对极性通过要求段弧形，而相反相对极性在其外部。如图4所示，对于具有两个输入信号的***，在每个信号内存在两个0，一个0是由相应反主方向信号内的0产生的(如上所述的a)内)，而另一个0是由另一个反主方向信号内的0产生的(如上所述的b)内给出0乘数)。因此，在绕着整个圆摇移时，相对极性仅变化两次，或者换句话说，圆包括包括两段弧形，一段弧形具有一种相对极性，另一段弧形具有另一种相对极性。组合后，仅有一段弧形具有有限输出，另一段弧形实质上没有输出。

然而，对于两个以上输出，组合为输出的一对信号所具有的每种类型0不止一个，并且组合为非零的弧形段不止一段。

将图8与图11进行比较，可以看出，对仅有一段为非零输出的要求意味着，待组合的每个信号必须具有一个其接近0但是又不穿过横轴的方向，如上II型0所述。

在图8中，L2等于0时，有两次(60°和240°)不穿过横轴，L1等于0时，有两次(0°(360°)和180°)不穿过横轴。因此，相加会在60°与180°之间以及在240°与360°之间产生有限输出。(同样，相减会在0°与60°之间以及在180°与240°之间产生有限输出)。

与图11进行比较，L1和L2分别具有一个并且只有一个其函数接近0但是又不穿过横轴并且不改变极性的角度。在L1和L2接近0的所有其它角度，它们穿过横轴并且均改变极性，因此它们的相对极性不变。因此，除了位于L1和L2不穿过横轴的角度之间的一段弧形之外，在相反极性情况下进行相加，或者在相同极性情况下进行相减实质上不产生输出。

在产生有限输出的弧形段的边缘，被组合的一个信号接近0，但是不改变极性，而另一个信号穿过0，并因此改变了极性，所以它们的相对极性发生了变化，因此在边缘的一端，它们被基本上抵销(很小甚或没有输出)，而在另一端，它们组合在一起产生要求有限输出。换句话说，在两个边缘，一个信号必须具有I型0，而另一个信号必须具有II型0。所有其它0必须是I型的并且一致，因此相对极性不发生变化并且继续抵销。

由于伺服装置输出中的所有I型0与相应反主方向信号的0一致，所以对于一个有限弧形段，除了位于边缘角度(相邻方向，其中一个输出具有I型0，而另一个输出具有II型0)的0之外，反主方向信号的所以0必须一致。

换句话说，每个反主方向信号(伺服装置的输入)将在几个位置过0，并且改变极性。一个位置是在边缘(相邻方向)，但是在另一个边缘，反主方向信号一定不是0(伺服装置的输出将具有II型0)。所有其它0必须与该对反主方向信号的另一个反主方向信号的0一致。

换句话说，如果只有一段弧形产生输出，则在该弧形段内，反主方向信号具有一种相对极性，而在该弧形段之外，具有相反相对极性。

反主方向信号的系数

将利用系数A1、A2、...AN，由N个输入信号S1(α)、S2(α)、...SN(α)产生的反主方向信号表示为：

$\mathrm{Anti}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{An}\&CenterDot;\mathrm{Sn}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)$ (等式148)

如上所述，对于特定α，反主方向信号必须等于0。如果在要求弧形段内，反主方向信号对之和或之差是有限的，而在其它位置为0，则在该弧形段的一端以及在另一端之外这对反主方向信号的另一个反主方向信号等于0的所有其它点，每个反主方向信号事实上均必须等于0。要求反主方向信号等于0的角度不超过P个。将这些角度称为：

γ1、γ2、…γP

在其中每个角度，反主方向信号为0，即：

Anti(λ1)＝0，Anti(γ2)＝0，等

因此，可以获得P个同时等式：

$\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{An}\&CenterDot;\mathrm{Sn}\left(\mathrm{\&lambda;}1\right)=0,---\mathrm{Eqn}.149$

$\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{An}\&CenterDot;\mathrm{Sn}\left(\mathrm{\&lambda;}2\right)=0,---\mathrm{Eqn}.150$

直到

$\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{An}\&CenterDot;\mathrm{Sn}\left(\mathrm{\&lambda;P}\right)=0---\mathrm{Eqn}.151$

如果已知各γ角的值(例如：如果利用对称性推算出它们的值)，则这P个等式含有N个未知系数A。由于系数A的绝对值是任意的(我们仅关心其相对值)，所以可以将任意值设置为1，因此只有N-1个独立系数。

显然，如果不能获得其它信息，N＝2和N＝3个等式足以求解各系数。然而，事实上，真实***具有对称性(例如：对于前/后轴对称)，因此通过观察发现，某些系数具有相同数值，因此可以减少变量数，并求解该等式。

如果不知道γ角的值，则可以写出所有感兴趣反主方向信号的等效等式，***已知的“变量”(对于每个反主方向信号，事先知道该实际方向的γ)，并利用对称性推算出等效角度γ和系数，从而减少了未知数的数量。

结论

显然，还可以对本发明进行其它变换和调整，并且本技术领域内的熟练技术人员明白本发明的各方面，本发明并不局限于在此说明的这些特定实施例。因此，本发明试图包括属于在此披露的基本原理以及权利要求所述本发明实质范围内的所有任何调整、变换或其等效物。

本技术领域内的普通技术人员明白硬件实现过程与软件实现过程的一般等效性以及模拟实现过程和数字实现过程的一般等效性。因此，可以利用模拟硬件、数字硬件、模拟/数字混合硬件和/或数字信号处理过程实现本发明。可以根据软件和/或固件功能实现硬件单元。因此，在此说明的实施例中的所有各种单元或功能块(例如：矩阵、整流器、比较器、组合器、可变放大器或衰减器等)均可以在模拟范围或数字范围内以硬件或软件形式实现。

Claims (16)

1.一种由两个输入音频信号S1(α)和S2(α)获得多个输出音频信号之一的方法，该输出音频信号与主方向β2有关，利用方向α的源音频信号对所述输入音频信号进行编码，该方法包括：

产生两个如下形式的反主方向音频信号：

antidominantβ1(α)＝AS1β1·S1(α)+AS2β1·S2(α)

antidominantβ3(α)＝AS1β3·S1(α)+AS2β3·S2(α)

其中，在一个反主方向信号中，角度β1是与输出音频信号的主方向β2相邻的两个主方向之一的角度，在另一个反主方向信号中，角度β3是与输出音频信号的主方向β2相邻的两个主方向中的另一个的角度，并且其中，以这样的方式选择系数AS1β1和AS2β1，以致在α为β1时，一个反主方向信号实质上为0，并且以这样的方式选择系数AS1β3和AS2β3，以致在α为β3时，另一个反主方向信号实质上为0，

对这两个反主方向信号进行幅度控制以产生一对幅度实质上相同的信号，以及

利用加法或减法，将所述幅度受控的反主方向音频信号组合以产生输出音频信号。

2.一种由两个或更多个输入音频信号(S1(α)、...Sn(α))获得多个输出音频信号之一的方法，该输出音频信号与主方向β2有关，利用方向α的源音频信号对所述输入音频信号进行编码，该方法包括：

产生两个如下形式的反主方向音频信号：

$\mathrm{anti\&beta;}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{ASn\&beta;}1\&CenterDot;\mathrm{Sn}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)$

$\mathrm{anti\&beta;}3\left(\mathrm{\&alpha;}\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{ASn\&beta;}3\&CenterDot;\mathrm{Sn}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)$

其中，N是输入音频信号的数量，β1是与输出音频信号的主方向β2相邻的两个主方向之一的角度，β3是与输出音频信号的主方向β2相邻的两个主方向中另一个的角度，以这样的方式选择系数ASnβ1和ASnβ3，以致所述反主方向信号在α位于β1与β3之间时具有一个相对极性，而对于α的所有其它值则具有另一个相对极性，

对这两个反主方向信号的相对幅度进行控制，以促使它们的幅度趋向相等，以及

利用加法或减法，将所述幅度受控的反主方向音频信号组合以产生输出音频信号。

3.一种由两个输入音频信号S1(α)和S2(α)获得多个输出音频信号之一的方法，该输出音频信号与主方向β2有关，利用方向α的源音频信号对所述输入音频信号进行编码，该方法包括：

产生两个如下形式的反主方向音频信号：

antidominantβ1(α)＝AS1β1·S1(α)+AS2β1·S2(α)

antidominantβ3(α)＝AS1β3·S1(α)+AS2β3·S2(α)

其中，在一个反主方向信号中，角度β1是与输出音频信号的主方向β2相邻的两个主方向之一的角度，在另一个反主方向信号中，角度β3是与输出音频信号的主方向β2相邻的两个主方向中的另一个的角度，并且其中，以这样的方式选择系数AS1β1和AS2β1，以致在α为β1时，一个反主方向信号实质上为0，并且以这样的方式选择系数AS1β3和AS2β3，以致在α为β3时，另一个反主方向信号实质上为0，

对这两个反主方向信号进行幅度控制以产生第一对幅度实质上相同的信号，这对信号的形式为：

antidominantβ(α)·(1-g)，

其中g是一个幅度控制单元或功能块的增益或衰减，并产生第二对信号，其形式为：

antidominantβ(α)·g，

产生主方向β2的无源矩阵分量，以及

利用加法或减法，将第二对信号与主输出方向β2的无源矩阵分量组合以产生输出音频信号。

4.一种由两个或更多个输入音频信号(S1(α)、...Sn(α))获得多个输出音频信号之一的方法，该输出音频信号与主方向β2有关，利用方向α的源音频信号对所述输入音频信号进行编码，该方法包括：

产生两个如下形式的反主方向音频信号：

$\mathrm{anti\&beta;}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{ASn\&beta;}1\&CenterDot;\mathrm{Sn}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)$

$\mathrm{anti\&beta;}3\left(\mathrm{\&alpha;}\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{ASn\&beta;}3\&CenterDot;\mathrm{Sn}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)$

其中，N是输入音频信号的数量，β1是与输出音频信号的主方向β2相邻的两个主方向之一的角度，β3是与输出音频信号的主方向β2相邻的两个主方向中另一个的角度，以这样的方式选择系数ASnβ1和ASnβ3，以致所述反主方向信号在α位于β1与β3之间时具有一个相对极性，而对于α的所有其它值则具有另一个相对极性，

对这两个反主方向信号进行幅度控制以产生第一对幅度实质上相同的信号，这对信号的形式为：

antidominantβ(α)·(1-g)，

其中g是一个幅度控制单元或功能块的增益或衰减，并产生第二对信号，其形式为：

antidominantβ(α)·g，

产生主方向β2的无源矩阵分量，以及

利用加法或减法，将第二对信号与主输出方向β2的无源矩阵分量组合以产生输出音频信号。

5.根据上述权利要求1至4之任一所述的方法，该方法还包括

利用实质上固定的常数，换算第一反主方向信号相对于第二反主方向信号的相对幅度。

6.根据上述权利要求1至4之任一所述的方法，该方法还包括

相对于编码为输入音频信号的源音频信号的方向α，可变比例变换第一反主方向信号和第二反主方向信号。

7.根据权利要求1或2所述的方法，其中，组合所述幅度受控的反主方向信号是为了在相邻主方向β1和β2之间的两个圆弧中较小的一个圆弧内设置输出信号方向的极性。

8.根据权利要求3或4所述的方法，其中，将第二对信号与无源矩阵分量组合是为了在相邻主方向β1和β2之间的两个圆弧中较小的一个圆弧内设置输出信号方向的极性。

9.一种由两个输入音频信号S1(α)和S2(α)获得多个输出音频信号之一的装置，该输出音频信号与主方向β2有关，利用方向α的源音频信号对所述输入音频信号进行编码，该装置包括：

反主方向矩阵，用于接收所述两个输入音频信号，该矩阵产生两个如下形式的反主方向音频信号：

antidominantβ1(α)＝AS1β1·S1(α)+AS2β1·S2(α)

antidominantβ3(α)＝AS1β3·S1(α)+AS2β3·S2(α)

其中，在一个反主方向信号中，角度β1是与输出音频信号的主方向β2相邻的两个主方向之一的角度，在另一个反主方向信号中，角度β3是与输出音频信号的主方向β2相邻的两个主方向中的另一个的角度，并且其中，以这样的方式选择系数AS1β1和AS2β1，以致在α为β1时，一个反主方向信号实质上为0，并且以这样的方式选择系数AS1β3和AS2β3，以致在α为β3时，另一个反主方向信号实质上为0，

伺服装置，包括一对可变放大器或衰减器，用于接收所述两个反主方向信号并产生一对具有实质上相同幅度的信号，以及

组合器，利用加法或减法，将所述幅度受控的反主方向音频信号组合以产生输出音频信号。

10.一种由两个或更多个输入音频信号(S1(α)、...Sn(α))获得多个输出音频信号之一的装置，该输出音频信号与主方向β2有关，利用方向α的源音频信号对所述输入音频信号进行编码，该装置包括：

反主方向矩阵，用于接收所述两个输入信号，该矩阵产生两个如下形式的反主方向音频信号：

$\mathrm{anti\&beta;}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{ASn\&beta;}1\&CenterDot;\mathrm{Sn}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)$

$\mathrm{anti\&beta;}3\left(\mathrm{\&alpha;}\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{ASn\&beta;}3\&CenterDot;\mathrm{Sn}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)$

其中，N是输入音频信号的数量，β1是与输出音频信号的主方向β2相邻的两个主方向之一的角度，β3是与输出音频信号的主方向β2相邻的两个主方向中另一个的角度，以这样的方式选择系数ASnβ1和ASnβ3，以致所述反主方向信号在α位于β1与β3之间时具有一个相对极性，而对于α的所有其它值则具有另一个相对极性，

伺服装置，包括一对可变放大器或衰减器，用于接收两个反主方向信号并产生一对具有实质上相同幅度的信号，以及

组合器，利用加法或减法，将所述幅度受控的反主方向音频信号组合以产生输出音频信号。

11.一种由两个输入音频信号S1(α)和S2(α)获得多个输出音频信号之一的装置，该输出音频信号与主方向β2有关，利用方向α的源音频信号对所述输入音频信号进行编码，该装置包括：

反主方向矩阵，用于接收所述两个输入信号，该矩阵产生两个如下形式的反主方向音频信号：

antidominantβ1(α)＝AS1β1·S1(α)+AS2β1·S2(α)

antidominantβ3(α)＝AS1β3·S1(α)+AS2β3·S2(α)

其中，在一个反主方向信号中，角度β1是与输出音频信号的主方向β2相邻的两个主方向之一的角度，在另一个反主方向信号中，角度β3是与输出音频信号的主方向β2相邻的两个主方向中的另一个的角度，并且其中，以这样的方式选择系数AS1β1和AS2β1，以致在α为β1时，一个反主方向信号实质上为0，并且以这样的方式选择系数AS1β3和AS2β3，以致在α为β3时，另一个反主方向信号实质上为0，

伺服装置，包括一对可变放大器或衰减器，用于接收所述两个反主方向信号并产生第一对幅度实质上相同的信号，这对信号的形式为：

antidominantβ(α)·(1-g)，

其中g是一个幅度控制单元或功能块的增益或衰减，并产生第二对信号，其形式为：

antidominantβ(α)·g，

以及，

无源矩阵，用于接收所述两个输入音频信号，该矩阵产生主方向β2的无源矩阵分量，以及

组合器，利用加法或减法，将第二对信号与主输出方向β2的无源矩阵分量组合以产生输出音频信号。

12.一种由两个或更多个输入音频信号(S1(α)、...Sn(α))获得多个输出音频信号之一的装置，该输出音频信号与主方向β2有关，利用方向α的源音频信号对所述输入音频信号进行编码，该装置包括：

反主方向矩阵，用于接收所述两个输入信号，该矩阵产生两个如下形式的反主方向音频信号：

$\mathrm{anti\&beta;}1\left(\mathrm{\&alpha;}\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{ASn\&beta;}1\&CenterDot;\mathrm{Sn}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)$

$\mathrm{anti\&beta;}3\left(\mathrm{\&alpha;}\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{ASn\&beta;}3\&CenterDot;\mathrm{Sn}\left(\mathrm{\&alpha;}\right)$

其中，N是输入音频信号的数量，β1是与输出音频信号的主方向β2相邻的两个主方向之一的角度，β3是与输出音频信号的主方向β2相邻的两个主方向中另一个的角度，以这样的方式选择系数ASnβ1和ASnβ3，以致所述反主方向信号在α位于β1与β3之间时具有一个相对极性，而具有另一个相对极性对应于α的所有其它值，

伺服装置，包括一对可变放大器或衰减器，用于接收所述两个反主方向信号并产生第一对幅度实质上相同的信号，这对信号的形式为：

antidominantβ(α)·(1-g)，

其中g是一个幅度控制单元或功能块的增益或衰减，并产生第二对信号，其形式为：

antidominantβ(α)·g，

以及，

无源矩阵，用于接收所述两个输入信号，该矩阵产生主方向β2的无源矩阵分量，以及

组合器，利用加法或减法，将第二对信号与主输出方向β2的无源矩阵分量组合以产生输出音频信号。

13.根据权利要求9至12之任一所述的装置，该装置还包括

放大器或衰减器，用于接收第一和/或第二反主方向信号，以利用实质上固定的常数，换算第一反主方向信号相对于第二反主方向信号的相对幅度。

14.根据权利要求9至12之任一所述的装置，该装置还包括

可变放大器或衰减器，用于接收第一反主方向信号和第二反主方向信号，以相对于编码为输入音频信号的源音频信号的方向α，比例变换第一反主方向信号和第二反主方向信号。

15.根据权利要求9或10所述的装置，其中，所述组合器将所述幅度受控的反主方向信号组合，以在相邻主方向β1和β2之间的两个圆弧中较小的一个圆弧内设置输出信号方向的极性。

16.根据权利要求11或12所述的装置，其中，所述组合器将第二对信号与无源矩阵分量组合，以在相邻主方向β1和β2之间的两个圆弧中较小的一个圆弧内设置输出信号方向的极性。

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