CN1242604A

CN1242604A - 半导体保护器件和功率转换器件

Info

Publication number: CN1242604A
Application number: CN 99110982
Authority: CN
Inventors: 小仓常雄; 星公弘
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1998-06-26
Filing date: 1999-06-25
Publication date: 2000-01-26

Abstract

为了将作为功率转换器件的开关的主IGBT1在50Hz～2kHz关断时产生的浪涌电压抑制在设定值以下,使用半导体缓冲器P1。半导体缓冲器P1有形成与主IGBT1并联的旁路的保护用IGBT10,和在主IGBT1的集电极与保护用IGBT10的栅极之间反方向连接的齐纳二极管ZD11。当浪涌电压超过作为齐纳二极管ZD11击穿电压的设定值,保护IGBT10导通,旁路由浪涌电压的能量产生的电流。

Description

半导体保护器件和功率转换器件

本发明涉及用于保护在电流关断时产生浪涌电压的半导体开关的半导体保护器件和使用它的功率转换器件。

作为电机驱动用的称作功率转换器件的电源电子装置，逆变装置是众所周知的。在这种逆变装置内的开关元件中，近年来广泛使用IGBT(绝缘栅双极晶体管)。在这类逆变装置中，由于在50Hz～2kHz中被接通/关断的IGBT的关断时产生浪涌电压，所以为了保护IGBT，使用保护电路。

作为这种保护电路，一般来说，采用图35所示的箝位型缓冲器电路(充电型RCD缓冲器电路)。这种箝位型缓冲器电路相对于由供给电路电压的滤波电容器Cf、布线电感Lm、作为开关元件的两个IGBT1、2构成的串联电路配设。具体地说，相对于各IGBT1、2，并联连接各自的缓冲电容器C1、C2和缓冲二极管D1、D2的串联电路。把缓冲电阻R1、R2的一端连接在电容器C1、C2和二极管D1、D2之间。而把电阻R1、R2的另一端连接在另一方的IGBT2、1的发射极侧或集电极侧。

就是说，箝位型缓冲器电路有将电容器C1、C2斜交叉地布线，使电容器C1、C2充电至预定电路电压的结构。在关断时，释放储存在布线电感Lm中的能量，当把电路电压以上的瞬间过电压(以下，称为浪涌电压)施加给IGBT1、2时，使电荷积蓄(过充电)在电容器C1、C2中，箝位浪涌电压。在每次关断时都产生这种动作。由于将损耗的能量与电荷的过充电部分对应，所以与完全放电型缓冲器电路相比，这类箝位型缓冲器电路具有损耗能量小的优点。

但是，无论是完全放电型缓冲电路，还是箝位型缓冲器电路，在电容式缓冲电路的浪涌电压抑制功能方面，都存在依据断路电流的大小改变产生的浪涌电压大小的缺点。例如，在图36所示的断路电流为100A的情况下，产生400V的浪涌电压，而在图37所示的断路电流为200A时则产生800V的浪涌电压。这样，依据断路电流的大小改变浪涌电压。

这种情况下，所谓100A的情况相当于该开关元件通常使用的电流区域的100％，而所谓200A的情况为事故电流等的过电流设定值，相当于通常电流的200％。在这种使用方法情况下，该元件的耐压，采用电路电压(1000V)+浪涌电压(800V)+裕量部分(200V)＝2000V。即元件耐压为电路电压的200％左右。

图38中用在元件特性上必要的反偏置安全操作区域(RBSOA：反偏置安全操作区域)表示这种关系。就是说，在电路电压(1000V)时，必须达到最大过电流、最大电压(1800V)时能够安全地进行正常电流的关断。由此图可知，要求在电路电压(1000V)以上的区域中的安全操作。但是，在高耐压区域中，因雪崩破坏容易产生电子和空穴对，所以安全操作骤然变得困难。因此，特别是在开发可在电路电压1000V以上的情况下使用的IGBT时，存在降低使用电流等限制。

此外，由于斜交叉的布线，所以在一支路串联连接两个以上IGBT的电路中不能采用箝位型缓冲器电路。因此，在串联连接多个IGBT的高电压转换器中，没有可使用的低损耗缓冲电路，其结果，存在所谓使用损耗大的非充电型缓冲器的问题。

另一方面，有图39所示的将缓冲电路和过电压保护电路进行组合的电路方式。下面，用图40、图41说明该电路的操作。

首先，如果IGBT1、2关断通常的电流i1(＝最大100A)，那么会产生浪涌电压，但因箝位缓冲器被抑制到V1(＝最大1400V)。在关断通常电流i1的限定中，该V1最大可被抑制在电路电压的150％(＝1500V)以下。但是，如果关断负载短路事故等过电流i_oc(＝最大200A)，那么在箝位缓冲器电路中将产生大的浪涌电压(1800V)。因此，达到过电压保护电平V_Zd(例如，电路电压的170％＝1700V)，按如图41所示的V_Zd进行箝位。

于是，装有图39所示的暂时过电压保护电路情况下的元件耐压变为1700V+裕量部分200V＝1900V。这种情况下，虽然可以使用比图35所示的箝位缓冲器电路的元件耐压2000V耐压小的元件，但几乎没有提高部分。此外，由于在导通状态返回放出在电压抑制期间用斜线示出的电能，所以图41中所示的电流比通常关断时流出的更多。这种情况的RBSOA与图38所示的情况相同，必须能够安全地关断达到最大电压1700V时的正常电流，并没有发现大的改善。

此外，在日本专利2622524号公报和特开平7-288456号公报中披露了与图39所示的众所周知的过电压保护电路不同的过电压保护电路。在这些公报所披露的结构中，在主开关元件上并联FET和IGBT那样的辅助开关元件，在该辅助开关元件上设置过电压传感器。在施加了过电压的情况下，辅助开关元件动作，在过电压下保护主要元件。

但是，对于所有这些保护方法来说，与图40、图41所示的以往结构相同，从元件耐压的利用率的观点看，并没有改善。就是说，相对于电路电压，设定很高的(如前面的实例，例如170％)过电压保护电平，使得不超过该电压。再有，从RBSOA的观点看，同样也没有大的改善。

此外，在IGBT不是单个，而是并联连接IGBT1、2的情况下，由于各IGBT1、2的特性不同，所以在电流上产生不平衡。此时，因关断大电流的IGBT，在其缓冲器电路中施加有大的浪涌电压。此外，如果将各IGBT1、2串联连接，那么关断时在各IGBT1、2上产生的浪涌电压变得不平衡，在一部分IGBT上会施加过大的浪涌电压。

如上所述，由于以往的缓冲器电路与断路电流的大小成比例地使浪涌电压变大，所以相应于对于过电压破坏的裕量部分，使主IGBT的电压利用率下降。就是说，图36所示的低断路电流时的情况较好，而在图37所示的高断路电流情况下，相对于电路电压1000V，元件耐压为2000V，利用率会下降至50％。相同，在图41所示的情况下，相对于电路电压为1000V，元件耐压为1900V，利用率为52.6％，仅提高了2.6％。

从RBSOA的观点看，相对于电路电压1000V，要求在高出800V或700情况的高电压下安全地关断。此外，由于缓冲器电路的电容器和电阻的外形大，所以如果达到高耐压，那么电容器的外形会变得非常大，再有，难以进行电阻的冷却。

而且，存在没有串联连接用的低损耗的箝位型缓冲器电路的问题。此外，在各个IGBT上非均匀地产生关断串联连接的IGBT电流时产生的浪涌电压，在一部分IGBT上施加过电压，因而存在产生破坏的可能性。

在串并联连接主IGBT的情况下，因主IGBT的特性，开关时的电压和电流会变得不平衡。因此，从消除这种不平衡的观点看，必须使主IGBT的特性一致。这成为使IGBT的成品率下降且价格昂贵的原因。

此外，如果在主IGBT开关时在电压上产生不平衡，那么难以进行主IGBT和其周边电路的标准化。这种情况下，由于在制作每个功率转换器件中必须选择主IGBT和缓冲器电路，因而同样成为价格昂贵的原因。

本发明的目的在于提供可与断路电流的大小无关地使浪涌电压固定，从而保护主半导体开关(或主开关元件)的半导体保护器件。

本发明的另一目的在于提供与以往的缓冲器电路相比具有较小外形的半导体保护器件。

本发明的另一目的在于提供即使在把多个主开关元件进行串并联连接的情况下，也与主开关元件的特性无关地消除开关时电压不平衡的半导体保护器件。

本发明的另一目的在于提供使浪涌电压固定，与电路电压相比，能够使用裕量部分小的主开关元件(即可以提高主开关元件的电压利用率，或相对于电路电压，直至极高电压都不需要RBSOA区域)的半导体保护器件。

本发明的另一目的在于提供使用具有任何一个上述特征的半导体保护器件的半导体功率转换器件。

本发明的核心是使用检测过电压的电路和根据其检测结果控制接通/关断的开关元件，设置备有抑制在每次通常的关断时产生的过电压的过电压箝位部分的保护电路，把该保护电路与主半导体开关(主开关元件)并联连接的结构。

由此，过电压箝位部分将每次关断时的浪涌电压抑制在设定值以下，因此，与主开关元件的特性无关，可以将施加在主开关元件上的浪涌电压的最大值均匀化。

在把浪涌电压的最大值抑制在电路电压的50％以下的情况下，可以把对主开关元件的施加电压的最大值抑制在电路电压的150％以下。因此，可以降低元件耐压，而且可以实现主开关元件的电压利用率的提高。此外，RBSOA可以在相对于电路电压的150％以下的区域中使用，并且可以更安全地使用主开关元件。

此外，由于保护电路构成为可利用开关元件释放过电压能量的结构，所以与以往的使用电容器的缓冲器电路相比，可以使外形小型化。

按照本发明，在主半导体开关的关断时，由布线电感放出的能量产生电路电压以上的跳跃上升的过电压(浪涌电压)的情况下，半导体保护器件把浪涌电压抑制在设定值以下，并且将该被抑制的浪涌电压的浪涌能量产生的电流经旁路流出。因此，可以将施加电压抑制在设定值例如电路电压以下，保护主半导体开关不受过电压的破坏。此外，由于把施加电压抑制在设定值以下，所以即使在把多个主开关元件进行串并联连接的情况下，也可以与主开关元件的特性无关地消除开关时的电压不平衡。

在半导体保护电路的开关元件是通过栅极控制工作在非饱和区域中的MOS栅极型的情况下，与以往的使用电容器的缓冲器电路相比，可以使外形小型化。如果把浪涌电压的设定值设定为电源电压的100～150％，那么与电路电压相比，可以使用裕量部分小的低耐压的主开关元件，可以提高主开关元件的电压利用率。

半导体缓冲器的电压设定元件可以使用齐纳二极管或场致元件。在场致元件的情况下，由于不使用基于雪崩现象的伴随负电阻的局部电流导通，所以可以使噪音产生少。

图1表示本发明第一实施例的半导体功率转换器件的局部结构图。

图2表示同一实施例的保护电路的结构图。

图3表示说明同一实施例动作的波形图。

图4表示同一实施例的变形例的结构图。

图5表示从封装内侧观察的同一实施例的压接型半导体器件的阴极的平面图。

图6表示同一实施例的另一半导体器件的封装结构的模式图。

图7表示同一实施例的变形例的结构图。

图8表示本发明第二实施例的半导体功率转换器件的局部结构图。

图9表示同一实施例器件的电路图。

图10表示说明同一实施例的安全工作区域的图。

图11是表示在一个基片上形成同一实施例的保护电路情况下的结构的剖面图。

图12表示说明同一实施例动作的波形图。

图13表示本发明第三实施例的保护电路的电路图。

图14A、图14B分别表示在一个基片上形成同一实施例的保护电路情况的结构和其变形例结构的剖面图。

图15表示本发明第四实施例的半导体功率转换器件的局部结构图。

图16表示同一实施例的保护电路的结构图。

图17表示同一实施例的变形例的结构图。

图18表示同一实施例的变形例的结构图。

图19表示本发明第五实施例的保护电路的电路图。

图20是表示在一个基片上形成同一实施例的保护电路情况下的结构的剖面图。

图21表示本发明第六实施例的保护电路的电路图。

图22是表示在一个基片上形成同一实施例的保护电路情况下的结构的剖面图。

图23表示本发明第七实施例的半导体功率转换器件的局部电路图。

图24是表示本发明第八实施例的半导体功率转换器件的局部示意斜视图。

图25表示同一实施例的变形例结构图。

图26表示本发明第九实施例的半导体功率转换器件的局部电路图。

图27表示本发明第十实施例的半导体功率转换器件的局部电路图。

图28表示本发明第十一实施例的半导体功率转换器件的局部电路图。

图29表示本发明第十二实施例的半导体功率转换器件的局部电路图。

图30表示同一实施例的变形例电路图。

图31表示本发明第十三实施例的半导体功率转换器件的局部电路图。

图32表示同一实施例的变形例电路图。

图33表示本发明第十四实施例的半导体功率转换器件的局部电路图。

图34表示同一实施例的变形例电路图。

图35表示以往的箝位型缓冲器电路的电路图。

图36是表示说明以往的箝位型缓冲器电路动作的波形图。

图37是表示说明以往的箝位型缓冲器电路动作的波形图。

图38表示说明以往的箝位型缓冲器电路的安全工作区域的图。

图39表示以往的组合缓冲器电路和过电压保护电路结构的电路图。

图40是表示说明以往的组合保护电路动作的波形图。

图41是表示说明以往的组合保护电路动作的波形图。

下面，参照附图说明本发明的实施例。再有，在本说明书中，对于有大致同一功能和结构的构成要素附以同一符号，仅在必要情况下进行重复说明。

(第一实施例)

图1是表示本发明第一实施例的半导体功率转换器件的局部结构图，图2是其保护电路的结构图。

在图1中，示出了供给电路电压的滤波电容器Cf、布线电感Lm、作为主开关元件的IGBT。保护电路P被连接在器件的阳极端子A和阴极端子K之间，以便与IGBT1构成并联。如图2所示，保护电路P有在阳极端子A和阴极端子K之间连接的过电压箝位部分P1。

下面，说明这种半导体器件的动作。

在导通状态下，主电流流过IGBT1，但在过电压箝位部分P1中不流过电流。如图3所示，在IGBT1关断时，由于从布线电感Lm放出的能量，从所施加的电压达到电路电压以上的时刻开始，主电流的一部分分流，作为保护电路电流流过电压箝位部分P1。此外，剩余的主电流继续流过IGBT1。由此，作为整个半导体装置，由于在每次关断时所施加的电压被箝位，所以可以提高关断动作的安全性。

IGBT1导通时，因从布线电感Lm放出的能量产生电路电压以上的跳跃上升过电压(浪涌电压)。此时，通过使过电压箝位部分P1变为导通状态，可以流过旁路电流。因此，把对IGBT1施加的电压抑制在设定值例如电路电压以下，保护主开关元件的IGBT(以下称为IGBT)不受过电压的破坏。由于把所施加的电压抑制在设定值以下，所以即使在将主开关元件的IGBT串并联连接的情况下，也可与主IGBT特性无关地消除开关时的电压不平衡。

按照实施例，作为过电压箝位部分P1，由于实现了带有阳极端子A和阴极端子K的两个端子的保护电路P，所以可以非常容易地将主开关元件的IGBT集成化。例如，如图1所示，可以将保护电路P1直接并联连接于主IGBT1。此外，如图4所示，通过将多个主IGBT1～n并联连接，可以保护所有的主IGBT1～n。而且，如图7所示，可以将图4所示的结构相互串联连接。

经封装可以实现备有保护电路P和主IGBT1～n的半导体器件。例如，图5是从封装内侧观察的被封装的压接型半导体器件的阴极的平面图。阴极1x被容纳栅极端子2x的绝缘性外壳3x包围。在其内部，有这样配置的多个弹簧管脚4x，以便分别加压接触阳极(图中未示出)上的各半导体芯片(至少一个保护电路P的芯片和n个主IGBT1～n的芯片)的栅极焊盘。再有，与保护电路芯片对应的弹簧管脚4x可预先装配。通过带有栅极电阻5x的多个引线6x并联连接各弹簧管脚4x和栅极端子2x。由此，将各IGBT1～n芯片和保护电路芯片P相互排列在同一平面上，装入封装本体中，可以实现模块型的半导体器件。

图6是表示另一模块型的半导体器件的封装结构的模式图。在该结构中，把在外壳的内侧或半导体芯片装配部分，带有开口的树脂或陶瓷等构成的绝缘基板7x装配在阳极板8x上。通过金属线键合来连接在绝缘基板7x上薄薄地镀敷的栅极布线9x和各IGBT1～n的栅极焊盘。通过金属线键合来连接在绝缘基板7x上镀敷的阴极布线10x和各IGBT1～n及保护电路芯片P的阴极。

(第二实施例)

图8是表示本发明第二实施例的半导体功率转换器件的局部结构图。

本实施例把过电压箝位部分P1的结构具体化。如图8所示，半导体器件UA有主IGBT1和过电压箝位部分P1。过电压箝位部分P1有过电压箝位开关元件IGBT10，在保护电路P的阳极端子A和阴极端子K之间及IGBT10的栅极上连接的电压设定电路11y。

电压设定电路11y有在主IGBT1的耐压以下的范围内判定施加电压大小的功能。例如，如图9所示，电压设定电路11y可以是在主IGBT1的集电极和用于保护的IGBT10的栅极之间反方向连接的齐纳二极管ZD11。这种情况下，电压设定电路11y以齐纳电压作为基准判定施加电压的大小，在反向施加比齐纳电压高的电压时产生击穿。按主IGBT1的耐压的75％左右设定齐纳电压，按主IGBT1的约60％左右使用作为电路电压的滤波电容器Cf的电压。

下面，说明按75％设定齐纳电压的理由。

在以往的电容器式缓冲器电路的情况下，与断路电流的大小成比例，浪涌电压增大。例如，设主IGBT1的耐压为4.5kV，最大断路电流为3kA，主电路电感Lm为1μH，缓冲器电容器C1为3μF。这种情况下，关断最大断路电流时的浪涌电压ΔV根据下式变为1.73kV。因此，对IGBT1的施加电压变为(2.25Kv+1.73kA)＝3.98kV(耐压的约88.5％)。

ΔV＝3kA·(Lm/C1)^1/2

＝3kA·(1μH/3μF)^1/2＝1.73kV

但是，以往的电容器式缓冲器电路估计裕量部分，使电路电压达到主IGBT1耐压的约50％左右，使通常的断路电流在1.5kA以下。关断该1.5kA的断路电流时的浪涌电压ΔV根据下式变为0.87kV。因此，变成对主IGBT1的施加电压＝3.12kV(耐压的约69％)。

ΔV＝1.5kA·(1μH/3μF)^1/2＝0.87kV

如果估计电路电压的电压变动10％，那么对主IGBT1的施加电压为(2.25kV×1.1+0.87kV)＝3.345Kv(耐压的74.3％)，达到主IGBT1耐压的约75％。就是说，以往设定为每次关断时包括浪涌电压的施加电压为耐压的75％以下。

因此，在以往，相对于故障等暂时过电压，设定超过耐压的75％的任意抑制值。此外，用电容器方式的缓冲器电路抑制通常运转的每次关断的浪涌电压。因此，成为与主IGBT1的耐压相比，使用低于50％比率的电路电压的设定。

另一方面，把暂时过电压的抑制值(齐纳电压值)设定在耐压的75％以下，同时按该设定还抑制通常的每次关断的浪涌电压。在这点上，本发明与以往的技术明显不同。

再有，在以上根据元件耐压的说明中，论述了与主IGBT1的耐压相比的设定值(抑制值)的大小。换句话说，如果将它与电路电压相比，那么在电路电压达到耐压的50％时，作为耐压的75％的设定值与电路电压的150％(＝75％/50％)相当。同样，例如电路电压达到耐压的60％时，设定值变为电路电压的125％(＝75％/60％)。

或者，可以把电路电压设定至耐压的80％，把设定值设定至耐压的90％，这种情况下，设定值变为电路电压的112.5％。即设定值在电路电压的150％以下，尽管越接近100％，缓冲器的负担变得越大，但元件的电压利用率提高。

此外，如果在电路电压的150％以上可以进行抑制以致电压不上升，那么可以在关断时的RBSOA为电路电压的150％以下的区域中，使用开关元件。在可以防止开关元件破坏这点上，这成为大优点。换句话说，在以往技术中，如图38所示，相对于电路电压1000V，作为必要的正常电流关断的最大电压为1800V，而在本实施例中，如图10所示，相对于电路电压1000V，作为必要的正常电流关断的最大电压为1500V。因此，可以使用带有适合该最大电压的RBSOA的开关元件。

图11是表示在一片芯片上形成图9所示的保护电路情况下的结构的剖视图。

在该保护电路的过电压箝位部分P1中，在n基极层30的一个表面上形成p发射层31和阳极32。此外，在n基极层30的另一个表面上有选择地形成多个p基极层10a和p层11a。在p基极层10a表面上有选择地形成n层10b。

在夹在相邻的n层10b中的p基极层10a和n基极层30的表面上，通过绝缘层10c，形成IGBT10的栅极10d。栅极10d与在齐纳二极管ZD11的p层11a上形成的阴极11b电连接。此外，形成IGBT10的发射极10e，其连接p基极层10a和n层10b并夹持绝缘层10c。将发射极10e连接到保护电路P的阴极端子K。

下面，说明这种半导体器件的动作。

在主IGBT1处于导通状态时，由于未连接栅极电路，所以不动作。如果主IGBT1关断，那么因布线电感Lm产生浪涌电压。如图12所示，如果浪涌电压达到齐纳电压VZ，那么齐纳二极管ZD11被击穿，在用于保护的IGBT10的栅极10d上施加有电压，使用于保护的IGBT10移动至非饱和区域。

这里，把随着漏电压增加漏电流而增加的区域称为非饱和区域。其结果，如图12所示，用于保护的IGBT10一边维持由齐纳电压VZ规定的电压，一边流过电流。

其结果，主IGBT1中产生的浪涌电压与齐纳电压VZ对应，被箝位至固定的电压。该箝位动作不是异常时的暂时性动作，在正常运转的每次关断时相对于过电压都实施该动作。就是说，把在50Hz～2kHz下进行导通/关断的主IGBT1的关断时的过电压抑制在与断路电流的大小无关的设定值以下。

再有，在以往的缓冲器电路中，与断路电流的大小成比例，浪涌电压增大。因此，从把对应于断路电流最大值的浪涌电压降低到比主IGBT1的耐压低的观点看，与主IGBT1的耐压相比，必须把电路电压(滤波电容器Cf的电压)选定在例如不足50％的低值上。这种设定使主IGBT1的电压利用率降低。

对此，在本实施例中，如上所述，可以与断路电流的大小无关地把浪涌电压抑制在设定值以下。例如，如果把齐纳电压设定至主IGBT1耐压的75％左右，那么可把浪涌电压和电路电压构成的所有施加电压抑制在主IGBT1耐压的75％左右。因此，与主IGBT1的耐压相比，可以在75％的高值中选定电路电压。就是说，可以提高主IGBT1的电压利用率，可以使用低耐压的主IGBT1和用于保护的IGBT10。

按照本实施例，如图8所示，通过将IGBT10和齐纳二极管ZD11组合构成保护电路P，可以容易并确实发挥第一实施例的效果。由于利用作为开关元件的IGBT10释放过电压的能量，所以与以往的使用电容器的缓冲器电路相比，可以使外形小型化。此外，如图11所示，可以在半导体器件的一个芯片上形成本实施例的保护电路。因此，适用于需要多个串并联电路的元件的大功率转换器。

由于即使断路电流的大小变化，过电压箝位部分P1也可以把浪涌电压抑制在设定值以下，同时可以在设计阶段选择其设定值，所以可以减少元件设计的工时。此外，由于过电压箝位部分P1在通常的操作状态下箝位过电压，所以元件的耐压和RBSOA的设计比以往的过电压保护方式容易，可以使用低耐压元件。一般来说，由于元件在低耐压条件下具有良好的特性，所以可以大幅度地改善在预定电路中使用的元件特性。而且，由于过电压箝位部分P1仅流过关断等电压箝位时的电流，所以用于保护的IGBT10的温度上升极少。

本实施例在作为半导体开关使用IGBT1的功率转换器件中，在提高半导体开关的电压利用率上特别有效。但是，把每次关断产生的浪涌电压抑制在设定值的效果并不限于半导体开关，例如还可用于机械开关、真空管开关和气动开关等，在脉冲功率等领域也有效果。

(第三实施例)

图13是表示本发明第三实施例的保护电路的电路图，表示图9所示的过电压箝位部分P1的局部变形例。

该变形例的过电压箝位部分P1用场致元件ED13代替齐纳二极管ZD11。场致元件ED13通过电阻R12连接在保护电路P的阳极端子A和IGBT10的栅极之间。场致元件ED13检测比电路电压高的电压，使阳极端子A通过电阻12对IGBT10的栅极导通。

图14A是表示在一个基片上形成本实施例的保护电路情况下的结构的剖面图。

在过电压箝位部分P1中，代替齐纳二极管ZD11对应的p层11a，在n基极层30的表面上有选择地形成与场致元件ED13对应的至少两个p基极层13a。在各p基极层13a的表面上，有选择地形成n源极层13b。在被各p基极层13a夹置的n基极层13b的表面上形成p屏蔽层13c。

p屏蔽层13c和其两侧的p基极层13a通过绝缘层13d与栅极13e连接。栅极13e通过电阻R12与IGBT10的栅极10d连接。绝缘层13d两侧的n基极层13b和p基极层13a通过形成在上部的源极13f与电阻R12和IGBT10的栅极10d连接。

下面，说明该半导体器件的动作。

如果主IGBT1的施加电压由于浪涌电压增加至超过预定值，那么保护电路P内(n基极层30内)的电场上升。这种情况下，场致元件ED13内的电场上升，消减p屏蔽层13c，在场致元件ED13的阳极32和栅极13e之间产生电容。

就是说，在场致元件ED13中，因电场上升，在连接p屏蔽层13c的n基极层30内存在的耗尽层延伸，p屏蔽层13c被消减，到达绝缘膜13d。因此，通过耗尽层和绝缘膜13d的电容，阳极32和栅极13e之间被连接。其结果，栅极13e的栅极电压急剧上升，该栅极电压与源极13f的电压极性相反。

由于该栅极电压变为正电压，而在源极13f上施加负电压，所以在夹置于n源极层13b和n基极层30之间的p基极层13a的表面上形成n沟道层。因此，电子流仅流入n基极层30中，场致元件ED13的MOSFET导通，变为导通状态。利用MOSFET的导通，通过场致元件ED13从阳极32向IGBT10的栅极10d流动电流，使IGBT10的栅极电压上升。其结果，IGBT10导通，使保护电路电流流动，在过电压下保护主开关元件的IGBT。

按照本实施例，使用场致元件ED13代替齐纳二极管ZD11。因此，除第二实施例的效果外，由于不使用伴随雪崩现象产生的负电阻的局部电流，所以可以使噪音产生变小。

图14B是表示本实施例的保护电路变形例的结构的剖面图。

在该变形例中，在栅极13e和源极13f之间，连接电阻R13与可变电源VC。如果利用可变电源VC变更施加在栅极13e和源极13f之间的偏置电压，那么可不设置图14A中的p屏蔽层13c，但实际的电场阈值改变。因此，通过改变来自对于场致元件ED13的可变电源VC的偏置电压，可以变更浪涌电压的设定值。再有，从功率转换器件的试验和维护的观点看，最好可以简单地从容纳半导体开关和保护电路的封装之外，进行变更可变电源VC电压的操作。

(第四实施例)

图15是表示本发明第四实施例的半导体功率转换器件的局部的结构图。图16是在该器件中采用的保护电路的结构图，表示第一实施例的变形例。

除过电压箝位部分P1外，该半导体器件的保护电路P有实现过电流保护的过电流保护部分P2。过电流保护部分P2在阳极端子A和阴极端子K之间与过电压箝位部分P1并联连接，并且还与栅极端子G连接。

下面，说明这种半导体器件的动作。但是，对于过电压箝位部分来说，由于与上述说明相同，所以省略说明。

在导通状态下，主电流在IGBT1中流动，同时检测过电流的小电流在过电流保护部分P2中流动。当检测过电流的小电流超过一定值时，过电流保护部分P2检测出过电流，将IGBT1的栅极端子G的电位短路为阴极端子K的电位，使IGBT1变为截止状态。因此，在过电流产生时，可以使整个半导体器件安全地关断。

就是说，如果流动超过开关元件通常使用电流的过电流，那么过电流保护部分检测出该过电流，控制主IGBT的栅极端子G的电位。由此，同时关断并联连接的所有主IGBT，保护主IGBT免于过电流产生的破坏。

按照本实施例，将过电压箝位部分P1和过电流保护部分P2集成化，实现带有称为阳极端子A、阴极端子K和栅极端子G三个端子的保护电路P。因此，可以非常容易地集成化在主开关元件的IGBT上。

例如，如图15所示，在主IGBT1上可以直接并联连接保护电路P。此外，如图17所示，通过相对于多个主IGBT1～n的并联连接，可以保护所有的主IGBT1～n。而且，如图18所示，可以相互串联连接图17所示的结构。再有，在图5和图6所示结构中通过附加至保护电路P的栅极布线，经封装可以实现备有保护电路P和主IGBT1～n的半导体器件。

(第五实施例)

图19是表示本发明第五实施例的保护电路的电路图。

本实施例将过电流保护部分P2具体化。如图19所示，过电流保护部分P2有作为过电流保护开关元件的IGBT20。在IGBT20的发射极和保护电路P2的阴极端子K之间连接电阻R21。而且，过电流保护部分P2有作为过电流检测开关元件的MOSFET22。在IGBT20的发射极和电阻R21之间连接MOSFET22的栅极，漏极连接IGBT20的栅极，而源极连接阴极端子K。

图20是表示在一个基片上形成本实施例的保护电路情况下的结构的剖面图。

在过电流保护部分P2中，与过电压箝位部分P1一样，在n基极层30的一个表面上形成p发射极层31和阳极32。在n基极层30的另一个表面上有选择地形成多个p基极层20a和p阱层22a。在p基极层20a和p阱层22a上有选择地形成n层20b、22b。在一个n层20b的表面上有选择地形成的两个p基极层20A与IGBT20对应。在两个n层22b的表面上有选择地形成的一个p阱层22a与MOSFET对应。

在IGBT20中，在夹在相邻n层20b之间的p基极层20a和n基极层30的表面上，通过绝缘层20c形成IGBT20的栅极20d。栅极20d与保护电路的栅极端子G和MOSFET22的漏极对应的n层22b连接。按夹置绝缘层20c的方式形成IGBT20的发射极20e，邻接p基极层20a和n层20b。

在MOSFET22中，在夹在两n层22b之间的p阱层22a上，通过绝缘层22c形成栅极22d。在两n层22b内，与漏极对应的n层22b通过形成在上部的漏极22e与保护电路P的栅极端子G和IGBT20的栅极20d连接。与源极对应的n层22b通过形成在上部的源极22f与保护电路P的阴极端子K连接。

在n基极层30上，通过绝缘层21a，利用多晶硅等形成与电阻R21对应的电阻器21b。电阻器21b的一端通过电极21c与IGBT20的发射极20e和MOSFET22的栅极22d电连接。电阻器21b的另一端通过阴极21d与保护电路P的阴极端子K和MOSFET22的源极22f连接。

下面，说明该半导体器件的动作。但是，对于过电压箝位部分来说，由于与上述说明相同，所以省略说明。

在过电流保护部分P2中，当过电流检测用的小电流超过一定值时，MOSFET22导通。因此，使用于保护的IGBT20和主开关元件的IGBT1～n的所有IGBT20、IGBT1～n的栅极与阴极端子K短路。因此，所有的主IGBT1～n关断，在过电流下被保护。

按照本实施例，如图19所示，通过IGBT20和MOSFET22的组合构成过电流保护部分P2，可以容易并确实发挥第四实施例的效果。如图20所示，可以在半导体器件的一个芯片上形成本实施例的保护电路。因此，适用于需要串并联电路的元件数多的大功率转换器。

(第六实施例)

图21是表示本发明第六实施例的保护电路的电路图，表示图19的变形例。

本实施例的保护器件P的过电流保护部分P2有在IGBT20的发射极和MOSFET22的栅极之间正向连接的多个二极管D23。此外，代替电阻21，有在MOSFET22的栅极和保护电路P的阴极端子K之间反向连接的齐纳二极管ZD24。

图22是表示在一个基片上形成本实施例的保护电路情况下的结构的剖面图。

在过电流保护部分P2中，代替与电阻R21对应的电阻器21b，由多晶硅等形成与各二极管D23对应的pn接合部分23a。pn接合部分23a的p部分23b与IGBT20的发射极20c连接。pn接合部分23a的n部分23c与MOSFET22的栅极22d连接。在MOSFET22的栅极22d和保护电路P的阴极端子K之间反向连接齐纳二极管ZD24。

下面，说明该半导体器件的动作。

在过电流保护部分P2中，通过各二极管D23和齐纳二极管ZD24，在MOSFET22的栅极上施加与过电流检测用的小电流对应的电压。当过电流检测用的小电流超过一定值时，齐纳二极管ZD24被击穿，同时MOSFET22导通。由此，所有过电流检测用和主开关元件的IGBT20、IGBT1～n的栅极与阴极端子K短路，使主开关元件的IGBT1～n关断。

因此，按照本实施例，可以获得与第五实施例相同的效果。第五和第六实施例可以把各个过电压箝位部分P1和过电流保护部分P2的组合任意地变形。例如，也可以将第六实施例的过电压箝位部分P1和第二实施例的过电流保护部分P2进行组合。此外，也可以将第六实施例的过电流保护部分P2与第二实施例的过电压箝位部分P1进行组合。

此外，由于第五和第六实施例中的过电压箝位部分P1和过电流保护部分P2分别实施独立的保护动作，所以不必同时设置两个，例如可以构成仅设置任意一个的结构。这种情况下，尽管失去了与省略部分对应的电压保护功能或电流保护功能，但对于设置部分的保护功能来说，可以取得必要的效果。

(第七实施例)

图23是表示本发明第七实施例的半导体功率转换器件的局部的电路图，表示图9所示结构的变形例。

在本实施例中，除设定上述齐纳二极管的过电压保护功能外，还附加避免关断时dv/dt破坏的保护功能。再有，代替主IGBT1，由GTO作为主开关元件。具体地说，为了获得避免dv/dt破坏的保护功能，使用在GTO的阳极和阴极之间串联连接正向的二极管D1和电容器C1，并且在二极管D1上并联连接电阻R1的保护电路。

该保护电路在导通时使电容器C1放电，而在关断时按照电路电感Lm和电容器C1的时间常数使电容器C1充电。因此，可以抑制电压上升率dv/dt，保护GTO不受dv/dt的破坏。

按照本实施例，除避免过电压破坏的保护外，由于还附加避免关断时dv/dt破坏的保护功能，所以可以避免过电压破坏和dv/dt破坏的两个破坏从而保护主开关元件。但是，由于是用于抑制dv/dt而不是用于过电压保护，故电容器的容量为小容量即可。

再有，本实施例的避免dv/dt破坏的保护电路可以变形为省略图23所示的二极管D1和电阻R1，将电容器C1直接与GTO并联连接的结构。

(第八实施例)

图24是表示本发明第八实施例的半导体功率转换器件的局部的示意斜视图。

在本实施例中，相对于图9所示的结构，附加冷却功能。具体地说，如图24所示，主IGBT1、齐纳二极管ZD11和用于保护的IGBT10可设置在作为同一冷却器件的散热片42上，并且被装配在同一封装43内。再有，可以在相同的芯片内形成主IGBT1和用于保护的IGBT10，也可以用其它芯片装配在同一封装中。

利用该结构，除有第二实施例的效果外，还可以冷却因主IGBT1的关断、导通和通电时产生的损耗造成的发热。此外，在非饱和区域使用的齐纳二极管ZD11和用于保护的IGBT10中，也可以冷却因施加电压同时伴随着电流流动的损耗产生的发热。由于把主IGBT1和保护电路装配在使用同一散热片42的同一封装43中，所以可以紧凑地实现。因此，利用这些器件，可以使功率转换器件等小型化。

再有，本实施例并不限于单芯片的主IGBT1和用于保护的IGBT10。如图25所示，也可以将多芯片的主IGBT1、2和用于保护的IGBT10₁、10₂装配在同一散热片42、同一封装43内。

(第九实施例)

图26是表示本发明第九实施例的半导体功率转换器件的局部的电路图。

本实施例是图24所示结构的变形例。具体地说，代替同一散热片42，有冷却主IGBT1的第一散热片42₁和冷却用于保护的IGBT10的第二散热片42₂。这样，通过设置各自的散热片42₁、42₂，可以增大冷却能力。因此，除第八实施例的效果外，还可以增大主IGBT1的主电流(或断路电流)。此外，使用这些器件，可以实现大电容的功率转换器件等。

而且，根据主IGBT1和用于保护的IGBT10的相互作用不同而发热量不同这一点，由于可以预备与各自发热量对应的散热器，所以可以实现高效率的冷却。此外，由于可以进一步提高冷却能力，所以可以实现高频开关。

(第十实施例)

图27是表示本发明第十实施例的半导体功率转换器件的局部的电路图。

本实施例是图8(图9)所示结构的变形例。从实现大电流化的观点看，如图27所示，有把图8(图9)所示的半导体器件UA相互并联连接的半导体器件UB。

在以往的缓冲器电路中，在并联连接主IGBT1的情况下，电流会变得不平衡。因此，在一部分主IGBT1中，关断电流集中的大电流的结果，存在产生大浪涌电压，引起过电压破坏的问题。

对此，按照本发明的保护电路，与主IGBT1的特性和断路电流的大小无关，可以固定地抑制浪涌电压。因此，即使产生因并联连接造成的电流不平衡，也不必担心过电压破坏。

按照本实施例，如图27所示，除第二实施例的效果外，因并联连接，可以容易地实现大电流的功率转换器件等。此外，即使在主开关元件的特性上有偏差，由于把串联连接时和并联连接时的浪涌电压均匀化，所以可以提高串联连接电路和并联连接电路中使用的主开关元件的成品率，可以降低成本。而且，可以进行组合主开关元件和保护电路的单一开关电路与串并联连接这些单一开关电路的开关电路部件的标准化。因此，可以降低由标准部件构成的逆变器等功率转换器件的价格。

(第十一实施例)

图28是表示本发明第十一实施例的半导体功率转换器件的局部的电路图。

本实施例是图8(图9)所示结构的变形例。从实现高电压化的观点看，如图28所示，有相互串联连接图8(图9)所示的半导体器件UA的半导体器件UC。

在以往的缓冲器电路中，在串联连接主开关元件的主IGBT1～n的情况下，在关断时，因各个主开关元件的特性不同，所以一部分主开关元件的关断比其它主开关元件的关断开始得早。但是，在关断开始早的主开关元件中，由于在关断时施加全部电路电压，所以会引起过电压破坏。考虑到这种情况，从使各个主开关元件的关断时序一致的观点看，以往采取使各个主开关元件的特性相互一致。这成为主开关元件的成品率下降导致成本高的原因。

对此，按照本发明，即使一部分主开关元件早开始关断，由于利用保护电路，可以把对该主开关元件的施加电压抑制在设定值以下，所以仍可以阻止过电压破坏。

按照本发明，除第二实施例的效果外，还可以与主开关元件的特性无关地，保证对串联连接的主开关元件的浪涌电压均匀。因此，可以提高主开关元件的成品率，可以降低成本。因此，可以获得高电压的开关，可以容易并低价地实现高电压的功率转换器件等。此外，该保护电路与以往的充放电缓冲器电路不同，由于仅实现过电压的抑制功能，没有dv/dt抑制的电容器，所以没有因电容器造成的损耗增大。因此，可以实现串联连接的低损耗保护电路。

(第十二实施例)

图29是表示本发明第十二实施例的半导体功率转换器件的局部的电路图。

本实施例是图28所示结构的变形例，特别是串联连接数多的情况下的变形例，附加了dv/dt的抑制功能。具体地说，在主IGBT1、2的集电极和发射极之间并联连接电容器C11、C12。在串联连接主开关元件的主IGBT1、2的情况下，可以固定地抑制关断时的过电压，但一部分保护电路的负担变大，产生的损耗变大，一部分保护电路的冷却负担变大。在本实施例中，考虑到这些情况，为了消除保护电路负担的不平衡，如图29所示，在主IGBT1、2上并联连接电容器C11、C12。

就是说，本实施例利用电容器C11、C12抑制关断时主IGBT1、2的dv/dt，以便在关断开始早的主开关元件上不施加急剧的电路电压。因此，除第十一实施例的效果外，能够缩短电压不平衡的期间，同时还可以缩短使主开关元件的施加电压一定的箝位期间。因此，可以缓和保护电路产生损耗的不均等，此外，还可以缓和冷却的不均匀。

再有，本实施例的电容器C11、C12与图23所示的防止dv/dt破坏的电容器C1的作用不同。因此，由于电容器C11、C12的电容比图35所示的以往的缓冲器电容器C1、C2的电容小，所以电容器损耗变小。在本实施例中，如图30所示，代替各个主IGBT1、2的各自电容器C11、C12，可以构成在主开关元件串的集电极和发射极之间汇总连接一个电容器C10结构的变形例。

(第十三实施例)

图31是表示本发明第十三实施例的半导体功率转换器件的局部的电路图。

本实施例是图9所示结构的变形例。从高耐压化的观点看，多个串联地配置主IGBT1、2，同时多个串联地配置齐纳二极管ZD11₁、11₂。就是说，把串联连接的多个主IGBT1、2看成一个大的主IGBT，从而设置保护电路的情况。

这样，与第二实施例相同，可以把关断时的浪涌电压抑制在设定值以下。此外，与在串联连接的主IGBT1、2上分别设置保护电路的第十二实施例相比，本实施例可以减少保护电路的数量。因此，可以分别使高电压开关和高电压功率转换器件小型化。

再有，利用本实施例的保护电路，即使把关断时的大部分浪涌电压抑制在设定值以下，但仍存在因各个主IGBT1、2附近存在的布线电感Lm产生的浪涌电压达到不能忽略程度的情况。这种情况下，如图32所示，在各个主IGBT1、2附近，可以附加简易的小电容的以往的缓冲器电路，或本发明的保护电路。

(第十四实施例)

图33是表示本发明第十四实施例的半导体功率转换器件的局部的电路图。

本实施例是图27所示结构的变形例。具体地说，经串并联连接作为图27所示的连接开关(大电流开关)的半导体器件UB，构成并联大电流转换器件。利用这种结构，除第十实施例的效果外，还可以实现不担心浪涌电压的高电压且大电流转换器件。此外，如图34所示，本实施例可以变形为把图28所示的作为连接开关(高电压开关)的半导体器件UC进行串并联连接的串联高电压转换器件。

(其它实施例)

上述各实施例对于作为开关元件使用IGBT或GTO的情况进行了说明，但并不限于此，代替IGBT，可以把MOSFET、可控硅整流器、SIT、MESFET、SIThy、IEGT等任意功率开关元件用作主开关元件和保护电路的开关元件。此外，本发明可以适用于平面结构、沟槽结构、台面结构、倒台面结构等各种主开关元件。此外，主开关元件的结构可以是纵向型或横向型。

Claims

1.一种半导体保护器件，该半导体保护器件把带有第一和第二主电极及控制电极的主半导体开关的每次关断时产生的浪涌电压抑制在设定值以下，其特征在于，包括：

开关元件，与所述主半导体开关并联，并且形成依据所述浪涌电压的所述设定值被开断的旁路，和

电压设定元件，设定所述浪涌电压的所述设定值，同时与所述控制端子连接，

所述开关元件有分别与所述第一和第二主电极连接的第一和第二端子，和控制该第一和第二端子之间导通的控制端子，

在所述浪涌电压超过所述设定值时，所述电压设定元件将所述浪涌电压能量产生的电压提供给所述控制端子，使电流从所述第一和所述第二端子之间通过，由此把所述浪涌电压的能量产生的电流流向所述旁路。

2.如权利要求1所述的半导体保护器件，其特征在于，所述开关元件有MOS结构，该MOS结构包括作为所述控制端子使用的栅极，利用通过所述栅极的控制，在非饱和区域中使用。

3.如权利要求2所述的半导体保护器件，其特征在于，所述开关元件备有IGBT，所述第一、第二及控制端子构成与所述IGBT的集电极、发射极和栅极对应的结构。

4.如权利要求1所述的半导体保护器件，其特征在于，所述电压设定元件备有在所述第一主电极和所述控制端子之间反方向连接的齐纳二极管，所述齐纳二极管有与所述设定值对应的击穿电压。

5.如权利要求1所述的半导体保护器件，其特征在于，所述电压设定元件备有连接在所述第一主电极和所述控制端子之间的场致元件，所述场致元件构成为在所述浪涌电压超过所述设定值时，可利用由所述浪涌电压产生的电场，使所述第一主电极和所述控制端子之间导通。

6.如权利要求5所述的半导体保护器件，其特征在于，所述电压设定元件还备有与所述场致元件连接的可变电源，所述可变电源构成为可通过变更与所述场致元件对应的偏置电压，改变所述设定值。

7.如权利要求1所述的半导体保护器件，其特征在于，所述电压设定元件可变更所述设定值。

8.如权利要求1所述的半导体保护器件，其特征在于，所述电压设定元件把所述设定值设定为在所述第一和第二主电极之间供给的电路电压的100～150％。

9.如权利要求1所述的半导体保护器件，其特征在于，所述主半导体开关构成为可在50Hz～2kHz下进行导通/关断。

10.如权利要求1所述的半导体保护器件，其特征在于，还备有分别与所述主半导体开关和所述开关元件并联连接的过电流保护部分，所述过电流保护部分备有在所述主半导体开关中流动的电流超过电流阈值时，关断所述主半导体开关的开关元件。

11.如权利要求10所述的半导体保护器件，其特征在于，所述过电流保护部分的开关元件构成为在所述主半导体开关中流动的电流超过电流阈值时，为了关断所述主半导体开关，使所述第二主电极与所述控制电极短路。

12.一种功率转换器件，该功率转换器件备有并联或串联连接的多个开关电路，其特征在于，

所述各开关电路备有带有第一和第二主电极和控制电极的主半导体开关，和把该主半导体开关每次关断时产生的浪涌电压抑制在预定值以下的半导体保护器件，

所述半导体保护器件有与所述主半导体开关并联并且依据所述浪涌电压的所述设定值形成开闭旁路的开关元件，和设定所述浪涌电压的所述设定值同时与所述控制端子连接的电压设定元件，

在所述浪涌电压超过所述设定值时，所述电压设定元件将所述浪涌电压能量产生的电压提供给所述控制端子，通过使电流从所述第一和所述第二端子之间穿过，使所述浪涌电压能量产生的电流流入所述旁路。

13.如权利要求12所述的功率转换器件，其特征在于，还备有分别与所述主半导体开关和所述开关元件并联连接的过电压上升率保护部分，所述过电压上升率保护部分备有根据所述主半导体开关的导通/关断而放电/充电的电容器。

14.如权利要求13所述的功率转换器件，其特征在于，所述过电压上升率保护部分还备有在所述第一主电极和所述电容器之间连接的并且相互并联连接的整流元件和电阻。

15.如权利要求12所述的功率转换器件，其特征在于，所述主半导体开关备有可控硅整流器。

16.如权利要求12所述的功率转换器件，其特征在于，各开关电路的所述主半导体开关和所述半导体保护器件装入可冷却的共用封装中。

17.如权利要求12所述的功率转换器件，其特征在于，各开关电路的所述主半导体开关和所述半导体保护器件装入可冷却的不同封装中。

18.如权利要求12所述的功率转换器件，其特征在于，所述主半导体开关备有相互并联连接的多个主开关元件。

19.如权利要求12所述的功率转换器件，其特征在于，所述主半导体开关备有相互串联连接的多个主开关元件。

20.如权利要求19所述的功率转换器件，其特征在于，还备有与各个所述主开关元件并联连接的电容器。

21.如权利要求19所述的功率转换器件，其特征在于，还备有与所述多个主开关元件并联连接的共用电容器。

22.如权利要求12所述的功率转换器件，其特征在于，所述主半导体开关构成为可在50Hz～2kHz下进行导通/关断。