CN1242079A - 带空间抖颤的超声扫描变换 - Google Patents

Abstract

一种超声成象***,该***包括一种扫描变换处理,这种扫描变换处理将超声数据变换成标准的显示格式并且可以在个人计算机上通过给该计算机编制程序将来自极坐标的数据变换成适合在计算机监视器上显示的笛卡尔坐标得以完成。这些数据是由扫描头总成提供的,该扫描头总成内藏一个超声波换能器阵列和与之相连的电路***,该电路***包括在发射模式中使用的脉冲同步电路***和在接收模式中使用的波束成形电路***,前者将用于发射超声脉冲,而后者将动态聚焦从正在成象的感性趣区域返回的超声波回波信号。

Description

带空间抖颤的超声扫描变换

相关的专利申请

这是1996年6月28日申请的国际专利申请PCT/US96/11166的部分继续申请，其中所述国际专利申请PCT/US96/11166是1996年2月12日申请的美国专利申请第08/599,816号的部分继续申请，而这份美国专利申请又是1995年6月29日申请的美国专利申请第08/496,804号和第08/496,805号的部分继续申请，在此通过引证将上述专利申请的全部内容并入本文。

本发明的现有技术

常规的超声成象***通常包括通过电缆与安装在大支架上的控制台处理和显示单元耦合的手持扫描头。该扫描头通常包括超声换能器阵列，该换能器阵列将超声能量发射到正在成象的区域并且接收从该区域返回的超声能量。这些换能器将收到的超声能量转换成低电平的电信号，该电信号通过电缆传送给处理单元。处理单元运用适当的波束成形技术(如动态聚焦)将来自换能器的信号合并，以便产生感性趣区域的图象。

典型的常规超声***包括具有大量的超声换能器例如128个的换能器阵列。每个换能器都与它自己的处理电路***相连，该电路***定位在控制台处理单元中。该处理电路***通常包括驱动电路，该驱动电路在发射模式中将精确定时的驱动脉冲发送给换能器以便启动超声信号的发射。这些定时发射脉冲从控制台处理单元沿着电缆发送到扫描头。在接收模式中，波束成形电路将适当的延迟引入每个来自换能器的低电平电信号，对这些信号进行动态聚焦，以致随后能够产生精确图象。

对于相控阵扫描头或弯曲的线性扫描头，超声信号以其固有的极坐标形式(r，θ)被接收和数字化。就显示而言，这种表示法是不方便的，所以为了进一步处理将它变换成直角坐标表示法(x，y)。这种直角坐标表示法是针对各种显示器和硬拷贝设备的动态范围和亮度进行过数字校正的。还可以储存和恢复这些数据，以便再次显示。在极坐标(r，θ)与直角坐标(x，y)之间进行变换时，必须由(r，θ)值计算(x，y)值，因为在(r，θ)数组中的点与在直角坐标网(x，y)上的点是不一致的。

在早期扫描变换***中，访问(x，y)坐标方格上的每个点并且利用对应于最邻近该点的两个θ值的数值借助线性内插计算该点的数值或利用(r，θ)数组中最邻近的四个点的数值借助二次线性内插计算该点的数值。完成这项工作的方法是利用有限状态机产生(x，y)遍历图，利用双向移位寄存器将(r，θ)数据子样保存在大量的数字逻辑和存储器单元中，以便控制该过程和保证异步接收的正确的(r，θ)数据子样在适合每个(x，y)点的正确时间到达以便内插。这种早期的仪器可能是不灵活的而且是不必要地复杂。尽管有大量的控制硬件，但只可能有一条通过(x，y)数组的路径。

本发明的概述

在本发明的优选实施方案中，在完成波束成形和扫描变换之后将变换成显示格式的扫描数据直接传送给计算机。在优选的实施方案中，扫描变换完全可以利用个人计算机上的软件完成。此外，可以***带附加硬件的电路板，以便提供选定的扫描变换功能或完成全部的扫描变换处理。就许多应用而言，软件***是优选的，因为这样可以将附加硬件最小化，于是个人计算机可以是一个便携式平台，例如膝上计算机或掌上计算机。

扫描变换优先采用空间抖颤处理技术来完成，下面将更详细介绍。空间抖颤将简化对扫描变换的计算要求，同时保持的分辨率和质量。因此，扫描变换不需要更复杂的内插技术就能够在个人计算机上完成，而且仍然能够以适合实时超声成象的帧速完成变换。

扫描变换程序优先包括输入数组、再映射数组和输出数组。再映射数组是一个索引数组即指针数组，该数组是输出图象的尺寸，它用于确定在哪里得到每个来自输入数组的象素。在再映射数组中每个位置上的数字指出将以同一位置进入输出数组的每个象素在输入数组中的提取位置。因此，可以认为再映射数组和输出数组具有相同的几何形状，而输入数组和输出数组具有相同的数据类型，即实际的图象数据。

输入数组具有每帧超声图象的新数据，这意味着它处理这些数据并且将这些数据逐帧放到输出数组中。按照本发明的优选实施方案，大约每1/30秒有一帧新的超声图象。所以，只要用新的输入数据组计算新的输出图象的例行运算能够以每秒大约30帧的帧速完成，再映射数组的数据就可以比较缓慢地生成(但是仍然应在大约1秒以下)。这样将允许使用常规的个人计算机完成生成再映射数组的数据的任务，而不会牺牲综合性能，也不必用附加硬件来完成这项任务。在具有数字信号处理器(DSP)的计算***中，DSP可以完成再映射数组的计算。

此外，某些扫描变换功能可以用硬件来完成，该硬件安装在电路板上并且***在个人计算机中。这种电路板即插件是可以插拔的并且被用作接口，以便将数据以适当的方式传送给PC总线控制器。

附图的简要说明

象在附图中描述的那样，通过下面对本发明的优选实施方案更具体的介绍，将更加明确本发明的上述目标和其它目标以及本发明的特征和优点。在附图中相同的参考符号在不同的附图中始终指的是同一个零部件。这些附图不一定按比例制图，而是将重点放在说明本发明的原则上。

图1是在超声成象***中使用的常规的成象阵列的方框图。

图2A是依据本发明说明线性的超声换能器阵列和矩形扫描区之间的关系的示意图。

图2B是依据本发明说明弯曲的线性超声换能器阵列和弯曲的扫描区之间的关系的示意图。

图2C是依据本发明说明线性的超声换能器阵列和梯形扫描区之间的关系的示意图。

图2D是说明相控阵扫描区的示意图。

图3是本发明的超声成象***优选实施方案的示意图。

图4A是本发明的超声成象***优选实施方案的功能方框图。

图4B是本发明的超声成象***另一个优选实施方案的功能方框图。

图5A是依据本发明的波束成形和滤波电路的示意图。

图5B是依据本发明的波束成形和滤波电路的另一个优选实施方案的示意图。

图5C是依据本发明的波束成形和滤波电路的又一个优选实施方案的示意图。

图5D是依据本发明的低通滤波器的示意图。

图5E是依据本发明的接口电路板的一个实例。

图5F是依据本发明的波束成形集成电路的优选实施方案。

图6是依据本发明的滤波器的通频带的图解说明。

图7A是覆盖在显示上的输入点的示意图。

图7B是具有变换成象素的输入数据的图7A所示显示的示意图。

图8是通用的图象再映射体系结构的优选实施方案示意图。

图9A和图9B是依据本发明说明再映射数组计算技术的流程图。

图10是输出帧计算引擎的流程图。

图11A和图11B是在本发明的超声成象***中使用的两种可由用户选择的显示表达式格式的示意图。

图12是优选的用户图形界面的功能方框图。

图13说明用于超声成象控制的对话框。

图14A至图14D说明输入***信息的显示框。

图15A至图15C说明输入探头或视场数据的附加对话框。

图15D至图15J说明用于本发明的优选实施方案的附加的显示和对话框。

图16说明本发明优选实施方案的成象和显示操作。

图17A至图17C说明依据本发明的集成探头***的优选实施方案。

图18说明用于超声***的发射/接收电路的64信道的集成控制器。

图19说明发射和接收电路的另一种优选实施方案。

图20说明依据本发明多普勒声纳***。

图21说明以依据本发明的快速傅里叶变换脉冲多普勒处理***为基础的彩色流谱。

图22说明依据本发明的波形生成处理***。

图23是用于依据本发明产生彩色流谱的***。

图24是用于依据本发明计算彩色流谱的处理流程图。

图25是采用交叉相关法产生彩色流谱的处理流程图。

本发明的详细描述

在超声成象***中使用的N个压电式超声换能器18(1)-18(N)组成的成象阵列18的示意方框图示于图1。这个压电换能器元件阵列18(1)-18(N)产生以窄波束180在成象目标(通常是人体组织的某个区域)或传播媒质中传播的声脉冲。这些脉冲是作为球形波185以大致恒定的速度传播的。来自成象点Ip(即反射体)的回声以返回信号形式被同一换能器元件阵列18或另一个接收阵列检测并且能够以一种指示反射结构位置的方式显示出来。

在传播媒质中来自成象点Ip的回声在不同的传播时间之后到达接收阵列的每个换能器元件18(1)-18(N)。到达每个换能器元件的传播时间是不同的，该传播时间取决于每个换能器元件和成象点Ip之间的距离。这对于典型的超声传播媒质即软体组织是正确的，在这种场合声速至少是比较恒定的。此后，收到的信息将以某种指示反射结构位置的方式显示出来。

在二维的B-模式扫描中，这些脉冲可以沿着大量的视线发射出去，如图1所示。如果对回声进行采样并将它们的幅度作为亮度进行编码，那么可以在阴极射线管(CRT)或监视器上将灰度图象显示出来。一帧图象通常包含128条以0.75°角距形成90°扇形图象的这种扫描线。因为水中的声速是1.54×10⁵cm/sec，对于16cm的深度往返一次的时间将是208μs。因此，沿着128条视线(一帧图象)获得数据的总时间是26.6ms。如果***中其它的信号处理器的速度足以保持这样的数据获取率，那么可以以相当于标准电视图象的速率产生二维图象。例如，如果将超声波成象仪用于通过一对肋骨之间的胸壁观察反射的或背散射的声波，那么心脏的搏动能够实时成象。

就垂直方向图固定而水平方向图主要由延迟转向控制的转向阵列而言，超声波发射器通常是一个压电换能器18(1)-18(N)的线性阵列(通常隔开半个波长)。常规阵列的波束辐射(方位)图主要是通过这样的方式给每个换能器元件18(1)-18(N)施加延迟发射脉冲予以控制，以致来自所有发射器的能量在成象点Ip加到一起产生需要的波束形状。所以，需要一个延时电路与每个换能器元件18(1)-18(N)相连，以便沿预定方向产生所需的发射辐射图。

如上所述，同一换能器元件18(1)-18(N)阵列18可以用于接收返回信号。源于成象点的反射(即回波)波束能量的波形在延时之后到达每个换能器元件，其中所述延时等于从成象点到换能器元件的距离除以假定在媒质中恒定的声波传播速度。与发射模式类似，对每个换能器元件这个延时是不同的。应当在每个接收换能器元件处对路径长度的这些差别进行补偿，其方法是对每个接收器收到的来自任何给定深度的具体成象点的反射能量进行调焦。每个接收元件的延迟都是从该元件至阵列中心的实测距离和垂直于该阵列实测的视线张角方向的函数。

波束成形操作和聚焦操作都涉及形成被所有的换能器观察到的散射波形的和，但是，在进行这种叠加时，这些波形必须被差分延迟以使它们全都按相位抵达并且必须在叠加时加权。因此，需要能将不同的延迟加到每个信道上并能随时改变那个延迟的波束成形电路。在回波沿着给定方向从较深的组织返回时，接收阵列将随着深度变化连续改变它的焦点。这种方法被称为动态聚焦。

在形成接收波束之后，以常规方式将它数字化。收到的每个脉冲的数字表达式都是一个时间序列，这个时间序列与作为距离函数以波束形成的方位角从场测量点返回的超声能量的背散射横截面相对应。连续脉冲指向不同的方向，覆盖从-45°到+45°的视场。在某些***中，用计算在同一点获得的连续观察数据的时间平均值(称之为持久性加权)来改进图象质量。

图2A至图2D是说明在本发明中使用的各种换能器阵列配置与它们相应的扫描成象区域之间的关系的示意图。图2A说明产生矩形扫描成象区180A的线性阵列18A。一个这样的阵列通常包括128个换能器。

图2B是说明弯曲的线性换能器阵列18B与所得到的截面弯曲的扫描成象区180B之间的关系的示意图。阵列18B通常也包括128个换能器。

图2C表示线性换能器阵列18C与梯形扫描成象区180C之间的关系。在这个实施方案中阵列18C通常是由192个(而不是128个)毗邻的换能器构成的。这个线性阵列被用于产生梯形扫描区180C，其方法是将图2A所示的线性扫描与相控阵扫描结合起来。在一个实施方案中，在阵列18C对置端上的64个换能器被用在相控阵配置中，以便形成180C区边缘处的弧边三角形部分。中间的64个换能器在线性扫描模式中使用，以便完成180C区的矩形部分。因此，梯形区180C是利用小开度扫描法(sub-aperture scaning approach)实现的，在这种方法中任何时候都只有64个换能器是有效的。在一个实施方案中，交替激活由64个换能器组成的毗邻换能器组。这就是说，首先将1至64号换能器激活。接下来，将64至128号换能器激活。下一步，将2至65号换能器激活，然后激活65至129号换能器。这个方案继续进行，直至128至192号换能器被激活为止。接下来，一次又一次地从1至64号换能器开始下一轮扫描过程。

图2D说明换能器的线性短阵18D，按照本发明该线性短阵将用于完成相控阵成象。为了产生扇形区180D线性阵列18D是经波束转向处理使用的。

图3是本发明的超声成象***10的示意图。该***包括与便携式数据处理和显示单元14耦联的手持扫描头12，其中便携式数据处理和显示单元可以是便携式计算机。此外，数据处理和显示单元14可以包括个人计算机或其它与适合显示超声图象的CRT对接的计算机。数据处理器显示单元14还可以是小巧轻便的单片单元，该单元小到足以允许用户手持或佩戴在身上。虽然图3展示的是外置式扫描头，但是本发明的扫描头也可以是适合通过体腔***身体在人体内部成象的内置扫描头。例如，该扫描头可以是用于心脏成象的食道探头。

扫描头12通过电缆16与数据处理器14相连。在替代实施方案中，***10包括一个在扫描头12和数据处理和显示单元14之间起耦合作用的接口单元13(用虚线表示)。接口单元13优选包含控制器和包括数字信号处理器(DSP)的处理电路***。接口单元13能够完成需要的信号处理任务并且能够将信号输出提供给数据处理单元14和/或扫描头12。对于用掌上计算机的用户，接口单元13优选内部的卡或芯片组。在使用台式计算机或膝上计算机时，接口单元13可以当作外部设备。

手持壳体12包括换能器部分15A和手柄部分15B。换能器部分15A保持在低于41℃的温度下，以致与患者皮肤接触的外壳部分的温度不超过这个温度。手柄部分15B的温度不超过第二个较高的温度，优选50℃。

图4A是本发明的超声成象***10的一个实施方案的功能方框图。如图所示，扫描头12包括超声换能器阵列18，该阵列将超声信号发射到感性趣区域即成象靶11(如人体组织中某个区域)中并且接收从成象靶返回的反射超声信号。扫描头12还包括换能器驱动电路***20和脉冲同步电路***22。脉冲同步电路22将一系列精确的定时脉冲和延迟脉冲发送给高压驱动电路20。当驱动电路20收到每个脉冲时，该高压驱动电路被激活，将高压驱动信号发送给换能器阵列18中的每个换能器，激活该换能器将超声信号发射到成象靶11中。

成象靶11反射的超声回波由阵列18中的超声换能器探测。每个换能器将收到的超声信号变换成有代表性的电信号，该电信号被发送到前置放大电路24和随时间变化的增益控制(TGC)电路***25。前置放大电路***24将来自换能器阵列18的电信号的电平设置在适合后处理的电平上，而TGC电路***25用于补偿声脉冲在穿过人体组织时的衰减，该电路***还驱动产生行式映象的波束成形电路26(下面将予以介绍)。经过调节的电信号被发送到波束成形电路***26，该电路***将适当的辨差延迟引入收到的每个信号，对这些信号进行动态调焦，以致能够产生精确的图象。在并入的国际专利申请PCT/US96/11166中更详细地介绍了将辨差延迟引入收到的信号和由脉冲同步电路***22产生的脉冲信号时所用的波束成形电路***26和诸延迟电路。

在一个优选的实施方案中，经过动态聚焦和加和的信号被送到A/D转换器27，该A/D转换器将经过加和的信号数字化。然后，将数字化的信号数据从A/D转换器27经电缆16送到彩色多普勒处理电路36。应当注意，在借助电缆16直接传送经过加和的模拟信号的替代实施方案中，不使用A/D转换器27。在数据处理和显示单元14中，数字信号在解调电路28中经过解调后，被送到数据处理和显示单元14中的扫描变换电路37。

如图所示，扫描头的存储器29储存来自控制电路21和数据处理及显示单元14的数据。扫描头存储器29将储存数据提供给脉冲同步电路***22、TGC 25和波束成形电路***26。

扫描变换电路***37将来自波束成形电路***26的数字化的信号数据从极坐标(r，θ)变换成直角坐标(x，y)。在变换之后，可以将直角坐标数据送到非必选的信号后处理平台30，在那里将它格式化，以便在显示器32上显示或在视频压缩电路34中压缩。后处理30也可以利用下面介绍的扫描变换软件来完成。

在数据处理单元14中的脉冲多普勒处理器或连续多普勒处理器36接收来自A/D变换器27的数字信号数据。脉冲多普勒处理器或连续多普勒处理器36产生移动目标组织11(如流动的血液)成象所用的数据。在优选的实施方案中，用脉冲多普勒处理产生流谱。脉冲多普勒处理器36将经它处理的数据传送给扫描变换电路***28，在那里将数据的极坐标转译成适合显示或视频压缩的直角坐标。

控制电路[优选个人计算机(如台式机、膝上机或掌上机)内部的微处理器38形式]控制超声成象***10的高级操作。微处理器38或DSP将延迟和扫描变换存储器初始化。控制电路38借助扫描头存储器27控制引入脉冲同步电路***22和波束成形电路***26的辨差延迟。

微处理器38还控制存储器40，该存储器储存扫描变换电路***28使用的数据。应当理解，存储器40可以是单一的存储器也可以是多存储器电路。微处理器38还有与信号后处理电路***30和视频压缩电路***34相连的界面，以便控制它们各自的功能。视频压缩电路***34将数据压缩，以便将图象数据经传输信道传输到远程站以供显示和分析。传输信道可以是调制解调的或无线的蜂窝通信信道或其它已知的通信方法。

本发明的便携式超声成象***10优选电池44供电。电池44输出的原电池电压驱动稳压电源46，该稳压电源将经过调整的功率提供给成象***10的各个子***，包括在扫描头12中的那些子***。因此，供给扫描头的功率可以由数据处理和显示单元14经电缆16提供。

图4B是本发明的超声成象***的另一个优选实施方案的功能方框图。在改进的扫描头12’中，解调电路***被软件取代，该软件将由改进的数据处理和显示单元14’中的微处理器38执行。具体地说，来自A/D转换器27的数字化的数据流将由FIFO存储器37分配缓冲区。微处理器执行软件指令以便完成解调、扫描变换、彩色多普勒处理、信号后处理和视频压缩。因此图4A中的许多硬件功能都可以由储存在图4B的存储器40中的软件取代，从而降低了对***10’的硬件尺寸和重量的要求。

图5A、5B和5C描述超声***的波束成形电路***的补充优选实施方案。其中每个实施方案都要求将采集的模拟数据从中频(IF)降频到基带频率或变频。降频或变频是借助下述方法完成的：首先将采样数据乘以一个复值(用输入乘法器的复值指数表示)，然后经过滤波从数据中滤除已经变频到邻近频率的图象。这种处理的输出适用于最低的输出采样率并且适用于随后的显示或多普勒处理。

在图5A中，用一组采样电路56捕捉数据54，该数据子样在制作在集成电路50上的基于CCD的处理电路中用一组电荷代表。数据被放进一条或多条延迟线并且在适当的时候利用储存和控制电路***62和可编程的延迟电路58输出到非必选的插值滤波器60。插值滤波器可以用于对声波的往返时间提供精确的判断并借此对来自敏感元件阵列的返回信号提供较好的聚焦。图5A只描绘出处理器阵列中的两个处理信道52。来自插值滤波器的输出在模拟数据加和结点66处合并，以便提供来自该处理器阵列的经过波束成形的输出数据。

利用超声换能器获得的数据类似于用换能器中心频率调制的带宽适度的信号输出。换能器的中心频率即特征频率与IF是等价的。在模拟信号采样***中(例如利用CCDs)，Ω＝2πf_I/f_S，其中f_I是中频，f_S是采样频率。数值n对应于子样序号(即n＝0，1，2，3，4，…)。乘法器68的输出被称为同相子样(I)或正交子样(Q)。一般的说，I和Q两者的值将不是零。但是，选择IF等于f_S/4时乘法器的输出将按重复顺序I、Q、-I、-Q、I、Q、-I、…仅仅产生I的值或Q的值。事实上，输入数据仅仅借助1和-1进行换算。因此，如果输入数据是按顺序采样的，即a[0]、a[1]、a[2]、a[3]、a[4]、…a[n]，那么输出数据是a[0]、j^*a[1]、-a[2]、-j^*a[3]、a[4]、…、a[n]，输出数据是a[0]、j^*a[1]、-a[2]、-j^*[3]、a[4]、…。

I和Q的输出74、76每个都经过低通滤波70、72，以便去除混入基带的信号图象。低通滤波器的系数可以利用最小均方判据(LMS或L2-norm判据)或切比雪夫判据(L-infinity norm判据)进行设计。在实践中，符合需要的是尽量减少获得预定的滤波器特性所必需的系数的数目。

用CCD提供的低通滤波器的实例用图5D予以说明。器件90由13态的抽头延迟线组成，由5个固定加权乘法器94落实滤波系数。象在图6的说明中所能看到的那样，通频带中的波动在0.5dB以下，而抑制带的衰减小于全标度的-30dB。

然后，至少借助因子2为低通滤波器的输出分样。大于2的分样可以证明超声信号的带宽是否是限带宽的，是否被限制到远远小于采样频率的一半的程度。对于大多数超声信号，往往采用大于2的分样因子，因为与采样频率相比超声信号的带宽是比较窄的。

为了降低低通滤波器的时钟频率，可以交换分样和低通滤波(器)的次序。通过使用滤波器组，可以选择I和Q的低通滤波系数，以致每个滤波器仅仅每隔一个接受一个在其输入端的数据。在选择分样率为2时，这种“备选时钟”模式允许放宽设计限制。如果分样因子大于2(即信号带宽≤≤f_S/2时)这些限制可以进一步放宽。

经过降频的输出数据继续进行进一步的处理，这些处理可以包括信号包络线的检测或多普勒处理。为了显示，信号包络线(也被称为信号幅度)作为I和Q输出的平方和的平方根被计算出来。对于IF＝f_S/4时的情况(即或者I＝0或者Q＝0的情况)，包络线的检测变得无足轻重。I和Q的数据往往是多普勒处理的输入，多普勒处理也使用信号包络线以便在信号的正和/或负边频带中提取信息。在图5A中，在超声信号波束成形之后只需要一个降频级。

在图5B中，降频级被放在采样电路56后面的每个处理信道52中。如前所述，在这种情况下可以精确地完成I和Q数据86、88的生成，而且***速度要快得多。这种方法的主要优点是基于超声信号的带宽以及选择低通滤波和分样因子可以将每条处理信道中的数据率降低到最低。在这个执行过程中，所有的处理信道52在滤波级中都将使用相同的复值乘数和一致的系数和分样因子。象上述的执行过程那样，为了提供波束成形的输出，对复值数据进行延迟处理和插值处理。

在图5C中描绘的超声波的前期处理与图5B所描绘的几乎一致。差别在于插值级85、87已被取消，而是用复值乘数选择独特的值来代替，以便更精确地计算处理信道的延迟。这种方法的不足是乘法器的输出将总是呈现非零的I值和Q值。这是在复平面图中围绕着乘法器输入的单位圆改变采样率的结果。因此，这种方法可以对每条信道中的采样延迟进行更精确地计算，但是要以在每条处理信道的输出端都产生复值数据为代价。这种改进与上述的执行过程相比可能需要更多的后处理来完成包络线和多普勒检测。

在波束成形电路或滤波电路的输出端与计算机之间提供接口的***的优选实施方案应当为计算机提供插件(PCMCIA)。

图5E所示的电路板700说明一种实施方案，在这个实施方案中，差分接收器702在电缆上接收来自扫描头并经过波束成形处理的16位的数字数据。时钟信号也与经过变换的差分数据一起在寄存器704处被接收。第一门电路阵列708以一半数据率将16位变换成32位。32位数据经时钟选通进入FIFO 712，该FIFO栈输出追加数据(add-on data)716。第二门电路阵列710具有全部控制信号的存取口和至PCI总线控制器的输出端714。这个具体的实例利用16位的数据，但是这种设计也适用于32位或更多位的数据。

此外，还可以使用适合插在个人计算机、膝上计算机或掌上计算机的槽或口中的插件。在这个实施方案中，差分接收器将数据输入寄存器，该寄存器将数据传送给FIFO、然后再传送给插件上的总线控制器。来自总线控制器的输出直接与计算机的PCI总线相连。使用差分驱动器和接收器使扫描头与接口板(即插件)互连的替代方法是利用被称为“firewire”的IEEE 1394标准电缆。

集成的波束成形电路740的优选实施方案的实例用图5F予以说明。电路740包括定时电路742和附着在加和电路754每侧的5个延迟电路760。每个电路760包括采样电路746、CCD延迟线752、控制和存储电路750、解码器748和时钟驱动电路744。该电路***被接触片756包围着，以便提供通往该微型电路***的入口。象在前面通过引证并入的专利申请所陈述的各种实施方案中介绍那样，该集成电路优选面积小于20mm²且能够安装在扫描头中的单板上。利用类似的结构可以实现16、32或64条延迟线的集成电路。

图7A是叠加在显示上的输入点的示意图。如图所示，从超声波束180收到的输入点Ip不与在常规显示器32上呈矩形排列的象素点P精确对齐。因为显示器32只显示象素化的数据，所以输入点Ip必须变换成直角坐标格式。

图7B是图6的显示的示意图，其输入数据已经变换成象素。如图所示，为了形成图象，每个成象点Ip都在显示器32上分配到一个相应的象素点P。

扫描变换的一个目的是完成坐标的空间变换，在使用不平的线性扫描头(如相控阵扫描头、梯形扫描头或弯曲的线性扫描头)时需要这种变换。为了进行这种变换，必须按一种顺序读数据，而按另一种顺序写输出数据。许多现有的***必须在运行中产生变换顺序，这样将降低灵活性并且使梯形扫描图案变得更困难。

因为扫描变换要为数据重新排序，所以也可以对数据进行旋转、面位显示(pan)和图象放大(zoom)处理。为了观看扫描头在图象的顶部、左侧、右侧或底部或者成任意角度描绘的图象，旋转是有用的。图象放大(zooming)和面位显示(panning)通常用于更靠近地研究图象的各个部分。

除了深入目标某个区域的图象放大之外，能够在荧屏的不同区域同时看到多个画面也是有用的。在荧屏上往往显示完整的图象，但某些区域用推摄取景(zoomed-in-view)的图象代替。这种特征通常被称为“画中画(window-in-a window)”。当前的高级***提供一个具有这种能力的窗口，但是优选的是成象***提供任意数量的图象放大区，其中每个区域都具有任意的尺寸和形状。

使用不规则的扫描图案可以简化***设计并允许更充分地利用扫描头。具体地说，这允许减少或隐藏与深部区域成象相关的停滞时间。在深部区域成象的情况下，波束被发射出去，但是要在某个较迟的时刻才能被接收，在此之前该波束必须有时间行进到最大深度然后返回。如果在这个停滞时间内照射并重建其它区域，就可以更有效的利用该***并且能够获得更高的帧速或更多的横向采样。这可能使扫描图案变得不规则(虽然是固定的且显然是能够计算的)。下面介绍的灵活的扫描变换将针对这种情况自动进行校正。

图8是通用的图象重建技术的优选实施方案的示意图。按照本发明的优选实施方案，优选的是在波束成形之后直接将数据送到PC机中，用软件完成其余的操作。这样一来，附加硬件被减少到最低限度，于是计算机可以是小型的便携式平台，如膝上计算机或掌上计算机。

优选的是，有一个输入数组142、一个再映射数组144和一个输出数组146。再映射数组144是一个索引数组或指针数组，该数组是输出图象的尺寸，它被用于确定在哪里得到来自输入数组142的每个象素。在再映射数组144中每个位置上的数字指出将以相同位置进入输出数组146的每个象素在输入数组的提取位置。因此，可以认为再映射数组144和输出数组146具有相同的几何关系，而输入数组142和输出数组146具有相同的数据类型，即实际的图象数据。

输入数组142具有适合每帧超声图象的新数据，这意味着它处理这些数据并且将它们逐帧放到输出数组146中。按照本发明，新的超声图象帧以每秒至少20帧的速度形成，优选的是每帧大约1/30秒。但是，再映射数组144仅仅在更新扫描头的类型或取景参数(即图象放大和面位显示)时才被更新。因此，只要从一组新的输入数据计算新的输出图象的例行操作能够以每秒大约30帧的帧速完成，再映射数组144的数据可以比较缓慢地生成，(但是仍然在大约一秒以下，否则它可能变得麻烦)。这意味着在不损害总体性能的情况下可以用通用的个人计算机来完成再映射数组144的数据的计算任务，而且不必将附加硬件用于这项任务。在具有数字信号处理器(DSP)的计算***中，DSP可以完成再映射数组144的计算。

在本发明的优选实施方案中，用于输入数组142的输入存储器可以是两组静态随机存取存储器(SRAM)或一组视频随机存取存储器(VRAM)，其中输入是串行存取而输出是随机存取。但是，VRAM组可能速度太慢而且刷新成本太高。虽然随机存取的SRAM也将运行，但用于再映射数组144的再映射存储器优选的是体现在VRAM中的顺序存取存储器或动态随机存储器(DRAM)。用于输出数组146的输出存储器可以是帧缓冲器或先进先出(FIFO)缓冲器。在运行中扫描变换基本上是一经请求即执行的。扫描变换优先选择借助软件在PC机上完成。但是，如果用硬件进行扫描变换，那么PC机仅仅储存数据，因此降低了***的复杂性。因此，按照本发明体系结构优选的是只有两个随机存取的输入缓冲器、一个顺序存取的再映射缓冲器和顶替输出缓冲器供流水线技术使用的小型FIFO(如果有)或位。这意味着帧输出缓冲器在PC机的存储器中。

按照本发明的优选实施方案，在超声扫描变换中使用采用误差扩散的空间抖颤技术。典型的抖颤是在象素亮度域中进行的。但是，按照本发明抖颤用在超声扫描变换中，以便在空间域方面而不是在象素亮度域方面逼近象素。空间抖颤用于逼近落在两个输入数据点之间的值。发生这种情况仅仅是因为采样半径是不连续的而显示屏上的象素可能落在两个半径之间需要经过滤波。为了在纵向采样点之间插值必须使用空间抖颤。

请回忆一下，再映射数组144储存着每个输出点对输入点的映射。输入数据点通常是在极坐标系中，而输出点则在直角坐标系中。虽然再映射数组144仅仅包含进入输入数组142的索引，但是可以把它们看作包含半径值(r)和角度值(θ)。在想象中，这些数值具有任意精度而且不必与实际采样点对应。现在考虑必须将这些任意精度的数字变换成整数值。整数半径值对应于离散子样，这些子样已被取出而且受***的半径采样密度限制。整数角度值对应于离散的半径线，这些半径线是被扫描的并因此受扫描角度限制。如果应用空间抖颤，这些浮点值可以变换成固定的整数值而没有非自然信号，这种信号是在进行没有误差扩散的离散圆整时出现的。

图9A至图9B是流程图，说明按照本发明再映射数组的计算技术。在步骤205，检查扫描头看看是否已有改变。如果扫描头已经改变，那么继续执行步骤210，在这个步骤中给出新扫描头的类型配置。在完成步骤210之后，或者扫描头配置没有改变(步骤205)，那么继续执行步骤215。在步骤215，检查显示窗看看是否有图象放大、面位显示或新的画中画特征。如果有，继续执行步骤220，在这个步骤用户输入新的取景参数。在完成步骤220之后，或者在步骤215中显示窗没有改变，继续执行步骤225，在这个步骤中清除再映射数组，以便指出输入数组与输出数组之间的新关系。

在步骤230，该程序选择待处理的窗口W。在步骤235，将所有的行误差值L_E和所有的采样误差值S_E都初始化到零。在步骤240，点计数器P被初始化到窗口W左上角的象素点。

在步骤245，应用程序计算视野V中每个点的浮点行号L_FP和采样偏置S_FP。对于相控阵，这将是半径r和角度θ。在步骤250，前期的延伸误差项L_E、S_E(下面予以讨论)被加到点P的浮点值L_FP、S_FP上，在步骤255被圆整到最接近的整数L_R、S_R，这对整数对应于实际采样点。在步骤260，应用程序计算圆整误差：

L_RE＝L_FP-L_R

S_RE＝S_FP-S_R。

            延    伸   误   差

L_E(右)     ＝    L_E(右)+L_RE ^*7/16

L_E(下左)   ＝    L_E(下左)+L_RE ^*3/16

L_E(下)     ＝    L_E(下)+L_RE ^*5/16

L_E(下右)   ＝    L_E(下右)+L_RE ^*1/16

S_E(右)     ＝    S_E(右)+S_RE ^*7/16

S_E(下左)   ＝    S_E(下左)+S_RE ^*3/16

S_E(下)     ＝    S_E(下)+S_RE ^*5/16

S_E(下右)   ＝    S_E(下右)+S_RE ^*1/16

在步骤265，误差朝当前点P的右、左下、下和右下方的象素点延伸。

在步骤270，应用程序在扫描数据排序索引的基础上计算数据索引：

REMAP(P)＝INDEX(L_R，S_R)。

在步骤275，检查执行情况，看看在该窗口内是否有更多的点。如果有更多的点待处理，在步骤280将指针P加1，到下一个点。然后返回到步骤245。一旦窗口内所有的点都已经过处理，继续执行步骤285。

在步骤285，检查执行情况，看看是否有更多的窗口待处理。如果有，返回到步骤230。否则，继续往下进行。

因为抖颤将一个源(one source)变换成每个输出象素，所以同样的再映射体系结构可以用于使实时的扫描变换用软件完成成为可能，即使在便携式计算机上也是如此。因此，复杂的抖颤操作只是在初始化期间或者在取景参数发生变化的时候才被执行。但是抖颤的好处却出现在所有的图象中。

图10是输出帧计算引擎的流程图。在步骤305，经过波束成形和解调处理的输入数据被读入存储器。在步骤310，输出象素索引P被初始化。在步骤315，按照下式设置输出数组，使它等于经过再映射的输入数组，

OUTPUT(P)＝INPUT[REMAP(P)]。

在步骤320，输出象素索引P加1。在步骤325，检查象素索引P，看看该图象是否已经形成。如果没有形成，返回步骤315。一旦图象中所有象素都已经过计算，继续执行步骤330，在这个步骤中输出图象进行非必选的平滑处理。最后，在步骤335显示输出图象。

虽然抖颤确实清除了那些伴随子样圆整发生的非自然信号(机器条纹(mach-banding)和网纹图案)，但是抖颤可能引入高频噪声。正是这种高频噪声的平均值可提供平滑过渡效果。对于未经过训练的眼睛，这些非自然信号远不如用简单圆整或最近点法获得的那些非自然信号那么令人讨厌的，但是对于超声技术专业人员可能是要不得的。

在再映射处理之后借助低通空间滤波使图象平滑可以将这些非自然信号将大大减少，甚至可能消除。这种滤波器可以是一种能够与需要的输入分辨率特性匹配的箱式滤波器或者非对称滤波器。这类滤波器可以在与特殊位置的点坐标的方向或角度匹配的直线域中应用。

基本上，具有一个匹配的滤波器是符合要求的，该滤波器的滤波范围相当于或正比于正在抖颤的点之间的距离。因此，高放大率优选有相当大的平滑滤波器陪伴，反之，在采样半径r或角度θ的间隔都相当小(在一个象素的数量级上)的场合，可能就不需要滤波。

因为再映射操作基本上是两次加载和一次储存，所以它可以用标准的个人计算机完成。用汇编语言编码时再映射算法业已证明在基于166Mhz Pentium芯片的PC机上运行将获得非常接近实时操作的结果。此外，用汇编语言编写的解调程序已经在PC机上完成了解调，而且接近实时操作。文本和图标受下述操作影响：将一些固定数值即颜色储存在输入缓冲器的始端，然后映射到即将使用这些颜色的那些地方。如果生效，各种形状即文本被绘制在再映射数组中，该数组将被打开并且无需计算就能自动地叠加在所有的图象上。

图11A和图11B是在本发明的显示器32上可能出现的显示格式的示意图。本发明的***具有可由用户选择的多窗显示格式，而不是象早期的超声成象***那样只显示一个数据窗。图11A表示可选择的多窗显示，其中三个信息窗同时显示在显示器上。窗口A显示标准的B-扫描图象，而窗口B显示二维的多普勒彩色流谱的M-扫描图象。窗口C是用户信息窗，它将命令选择传递给用户并且便于用户手控选择。图11B是非必选的单窗显示，其中整个显示屏仅仅用于提交B-扫描图象。这种显示可以非必选地同时展示B模式扫描图象和彩色多普勒扫描图象，其方法是将两种显示重叠起来或者利用荧屏分割特征并排显示。

图12是优选的用户图形界面的功能方框图。虚拟控制400包括超声图象控制显示410、探头型号性能显示420和探头特殊性能显示500。虚拟控制显示400优先作为在窗口环境中的对话框被编码。

图13说明用于超声图象控制410的对话框。通过超声图象控制显示410，用户可以对探头类型412、分区显示414、解调滤波器416和算法选项418进行选择。还可以通过这个对话框完成超声扫描初始化。

探头型号性能显示420包括型号425、安全信息430、图象的综合脉冲幅度(IPA)数据435、多普勒IPA数据440、彩色IPA数据445、探头的几何形状450、图象区数据455、多普勒区数据460、彩色区数据465、图象切趾法470、多普勒切趾法475和彩色切趾法480。这些型号性能优先作为对话框被编译成代码。通过型号性能对话框425用户可以输入探头型号的一般调整。

图14A说明用于输入取景探头型号性能的对话框。输入的参数将下载给超声探头。

图14B说明用于输入和查看安全信息430的对话框。如图所示，用户可以输入一般调整432和每种控制标准的波束宽度数据表434。

图14C说明用于输入和查看图象IPA数据435的对话框。这个对话框显示波束成形的输出值，作为图象显示区的功能针对不同的驱动电压列出，单位是伏特。类似的对话框用于输入多普勒IPA数据440和彩色IPA数据445。

图14D说明用于影响图象切趾功能470的对话框。如图所示，用户可以输入和查看一般调整472和矢量信息474。用户可以选择用于打开数组窗(即切趾法)的有效单元。

探头特殊性能显示500包括用于输入探头特殊性能的对话框510、图象视场(FOV)数据520、多普勒FOV数据530和彩色FOV数据540。通过探头特性对话框510用户可以输入一般调整512、成象静态信息514、多普勒静态信息516和FOV调整518。

图15A说明用于输入和查看探头特殊信息的对话框。可以支持任意数量的探头。

图15B至图15C说明用于输入图象FOV数据的对话框。如图所示，用户可以输入一般调整522、断点PGC数据524、分区边界526和分区持续时间528。用于显示多普勒和彩色FOV数据的对话框530、540是类似的而且两者都是一般调整532和542、断点TGC数据534和544、以及PRF数据536和546的入口。

图15D至图15J说明依据本发明的补充窗口和用于控制超声成象***的控制面板。图15D展示感性趣区域的观察窗和与扫描图象并排的控制面板。图15E展示对多普勒视场和其它可选择设定的各种控制。图15F展示彩色视场控制。图15G展示探头的性能。图15H展示探头的彩色IPA数据。图15I展示用于线性阵列的探头几何学设定。图15J展示用于多普勒切趾法的调整。

图16说明依据本发明成象***的优选实施方案的图象放大特征。在这个具体的图示说明中，幻象的详细特征(即显示在荧屏32上的患者体内的解剖学特征600)可以在显示窗内或显示窗上进行选择和放大。在这个具体实例中，用户选择区域602并且将它在窗口609中放大。可以有一大批这样的区域同时被放大并且以分开的或重叠的窗口同时显示在荧屏32上。如果同时使用两个扫描头，不同的视野可以同时显示，或者将以前录制的图象从存储器中调出并显示在实时提交的图象的旁边。

为了提供小尺寸、低功耗和最大限度的扫描灵活性，设计了集成的前端探头法的体系结构，包括：1)发射时分区聚焦；2)驱动各种探头(诸如线性的/弯曲型线性的，线性的/梯形的)和扇区扫描的能力；3)  提供B-模式显示、M-模式显示、彩色流谱(color flow map)显示和多普勒声纳图(Doppler Sonogram)显示的能力；4)多种供选择的脉冲形状和频率；以及5)不同的发射顺序。用于前端集成***700的各种实施方案展示在图17A、17B和17C中。本发明独有的模块是分别与波束成形芯片702、发射/接收芯片704、前置放大器/TGC芯片706对应的部件。

标明“前端探头”(前端控制器)的部件借助产生提供给模块702、704、706和存储器单元708的时钟信号和控制信号直接控制超声扫描头的例行操作。这些信号用于保证连续的数据输出和指出出现在存储器单元输出端的数据预定供哪个模块使用。扫描头710的高级控制以及初始化、数据处理功能和显示功能是由通用主机(诸如台式PC机、膝上机和掌上机)720提供的。因此，前端控制器还与主机接口(例如借助PCT总线或FireWire714)，以便允许主机将控制数据写入扫描头的存储器单元并接收返回数据。这是在初始化时以及在用户选择不同的扫描方案、需要改变参数(诸如分区的数量和/或位置、或扫描头类型)时完成的。为了在来自波束成形器的数据必须借助限制带宽的链路传送给主机时防止数据丢失，前端控制器还提供缓冲功能和数据流控制功能。

所述***允许实现两种不同的功能，彩色流谱(CFM)功能和多普勒声纳图(DS)功能。图17A展示基于硬件的配置722，其中专用的多普勒处理芯片安装在后端插件724上并被用作主机720的协处理器，以便完成CFM计算和DS计算。图17B展示软件配置，其中CFM计算和DS计算是由主机完成的。

图17C展示另一种集成***，其中换能器阵列和各前端处理单元未被集成到一个壳体中，而是借助同轴电缆连接起来。如图所示，前端单元包括前端控制器、存储器和三个模块704(发射/接收芯片)、706(前置放大器/TGC芯片)和702(波束成形芯片)。

“FireWire”指的是在串行链路上提供高速数据传输的IESE标准1394。这允许将体积大成本低的市售零件用于接口。该标准支持异步的数据传输模式。这种模式可以用于向探头存储器发送指令和***配置数据。它还可以用于查询扫描头的状态并获得关于诸如扫描头上的按钮或其它输入设备被激活之类的补充信息。此外，异步数据传输模式可以用于检测所用探头的类型。等时传输模式可以用于将从波束成形器返回的数据传输给主机。如果多普勒处理器放在探头内，那么经多普勒处理的数据可以用FireWie传送。另外，可以借助主机中的软件或硬件对数据进行多普勒处理。FireWire标准也有无线版本，它允许借助光学链路进行无绳通信。在利用无线的FireWire将探头连接到主机上时，这可以用于提供更大的自由。

前置放大器/TGC芯片在实现时是由32个并行的低噪声低功率的前置放大器/TGC单元构成的集成电路。每个单元具有60dB的可编程增益、低于1.5nVI

的噪声电压和低于每个接收器信道11mW的耗散。

如图18所示，多信道发射/接收芯片由全局计数器、全局存储器和双信道并行发射/接收控制器组成。在每个控制器740内有局部存储器745、延迟比较器、频率计数器&比较器、脉冲计数器&比较器、相位选择器、发射/接收多路选择开关(T/R开关)和电平倒相器单元。

全局计数器742将主时钟和位值同时传送给每个信道处理器740。全局存储器744控制发射频率、脉冲数、脉冲顺序和发射/接收选择。局部延迟比较器746将延迟选择提供给每条信道。例如，采用60MHz的时钟和10位的全局计数器，可以将不超过17μs的延迟提供给每条信道。局部频率计数器748提供可编程的发射频率。一个带比较器的4位计数器最多可以提供16种不同的频率选择。例如，采用60MHz主时钟，一个4位的计数器经过编程可以提供不同的发射频率，如60/2＝30MHz、60/3＝20MHz、60/4＝15MHz、60/5＝12MHz、60/6＝10MHz等。局部脉冲计数器750提供不同的脉冲顺序。例如，一个带比较器的6位计数器能够提供可编程的发射脉冲宽度，从一个脉冲至64个脉冲。局部相位选择器提供子时钟延迟分辨率。

尽管通常由发射芯片的时钟周期确定延迟分辨率，但是一种被称为可编程的子时钟延迟分辨的技术允许延迟分辨率比时钟周期更精确。采用可编程的子时钟延迟分辨技术，用基于每条信道编程的时钟相位选通频率计数器的输出。在最简单的形式中，采用二相时钟，而频率计数器的输出是用断言时钟(assenedclock)选通或是用非断言时钟(deasserted clock)选通。另一种办法是采用多个斜移时钟(skewed clocks)。可以选择每条信道一个，并且用它选通来自频率计数器的不精确的定时信号。例如，对于60Mhz的主时钟，二比一的相位选择器提供8ns的延迟分辨率而四比一的相位选择器提供4ns的延迟分辨率。

用于发射脉冲的集成的发射/接收选择开关754、T/R开关和高电平倒相器750也被展示出来。可以采用一片能够处理64信道驱动器和32信道接收器的发射/接收芯片，每条信道具有一个图18所示的控制器。

在另一种配置中(如图19所示)，T/R多路选择开关和高压倒相器在另外的芯片上与其它的元器件分开，以便允许采用高压半导体技术(如击穿电压高的硅CMOS/JFET或GaAs技术)生产这些元器件。

脉冲多普勒超声成象的基本方法用图20予以说明。波形由包含N个脉冲770的脉冲串组成。在每个脉冲之后按需要采集不同距离(深度)的子样。在该距离波门内材料中的速度分布按时间展开作为二维的声纳图772被显示出来，其中水平轴代表时间而垂直轴代表速度(该速度是借助多普勒频移估算的)。借助移动距离波门和改变其大小可以对不同的区域提出质疑。如图20所示，采用一个距离波门的多普勒处理就能够产生多普勒声纳图。将N个超声脉冲的序列以脉冲重复频率f_prf沿着给定的视线张角发射出去。返回的回波经距离波门选通后，只使用来自一个距离区间的回波，这意味着为了提取多普勒信息只处理与选定距离的区域(例如从深度d至d+δd)对应的沿着选定的视线张角从换能器阵列返回的信号。借助计算收到的来自散射体的回波的多普勒频移，可以获得选定区域内散射体的速度分布。这就是说，对收到的时域信号进行傅里叶变换776将提供频率信息，包括所需的多普勒频移f_d。在感性趣的区域内散射体的速度分布可以从下述关系式获得：

         f_d＝2(v/c)f_c

其中c是传输介质中的声速，f_c是换能器的中心频率。例如，如果N＝16、f_prf＝1kHz，使用上式将产生显示16ms多普勒数据的声纳图772。如果每N/f_prf秒重复一次该过程，那么连续的多普勒声纳图可以产生。

另一个实施方案涉及适合彩色流谱应用的脉冲多普勒处理。符合临床要求的是能够实时地显示大范围的流速和流谱。适合用超声波处理这项任务的方法被称为色流映射(CFM)。色流映射技术是上述单一选通***的延伸。在CFM中，速度评估不仅沿着一个方向或线段进行，而且在许多覆盖感性趣区域的方向(多条扫描线)上进行。速度信息通常是彩色编码的(例如红色表示朝换能器流动，bulc away)并且重叠在显示底层组织的B-模式图象上。

基于脉冲多普勒处理的彩色流谱780示于图21。借助在不同深度采样并将子样保存在用于附加处理的存储空间中可以将图20所示的单一距离区间基本***推广，以便对大量的距离波门进行测量。注意，这并不增加探测时间，因为数据是从同一条RF线采集的。让波束扫过某个区域就有可能在感性趣的二维区域中组合成速度图象。在操作时，并行处理沿着一个方向来自J个距离区间782的数据。在处理完N个脉冲回波之后，输出表示一个J×N对数据的距离对多普勒的分布，该分布可以依次用于产生一个J×N对数据的速度分布轮廓。每个深度d_k(k＝1，2，…J)的平均速度用于在彩色流谱上产生一个点即一个方格；在每个方格中，标准偏差用于评估湍流度。如果该程序每N/f_prf秒对每J个距离区间(例如，间隔开J/2个距离区间)和对感性趣区域中的每条扫描线重复一次，那么可以产生二维的彩色流谱图。

值得注意的是，正象Jorgen A.Jensen在出版物“Estimation ofBlood Velocities Using Ultrasound”(University Press 1996)中介绍的那样，交叉相关技术可以代替基于FFT的计算用于产生类似的彩色流谱，在此通过引证将该文内容并入。

距离波门的大小和位置可以由用户确定。这种选择确定发射的脉冲宽度和脉冲重复频率。距离波门的大小是由脉冲宽度确定的。脉冲的持续时间为：

       T_p＝2I_g/C＝M_fc

其中I_g是波门宽度，M是正弦周期数。波门的深度确定能以多快的速度获得脉冲回波线。最大速度是：

       f_prf＝c/2d₀其中d₀是至波门的距离。

用于脉冲多普勒超声成象的同属波形用图22表示，其中波形包括N个脉冲的脉冲串800。在脉冲串中的每个脉冲之后依据需要采集与距离一样多的深度子样。图22还展示适合这种成象技术的常规信号处理器的方框图810，其中每个换能器接收的返回回波在同相和正交解调前进行采样并且相干地加和起来。将降频/基带回波变换成数字表达式，然后储存在缓冲存储器中，直至包括相干间隔的全部脉冲回波都被接收为止。然后，从存储器中读出对每个深度采集的N个脉冲回波，施加加权序列v(n)，以便控制多普勒旁瓣，然后再计算N-point FFT。在来自一个相干间隔的深度子样通过多普勒滤波器进行处理期间，来自下一个相干间隔的回波正在通过滤波器进行处理，来自下一个相干间隔的回波抵达并储存在第二输入存储器中。FFT818的输出被转到显示单元，或为了随后的显示计算多普勒子样的时间平均值。

在此介绍的CDP器件将完成在图22的虚线框中指出的全部功能，A/D变换功能除外，该功能是不必要的，因为CDP器件提供模拟采样数据的功能。这个CDP脉冲多普勒处理器(PDP)器件具有计算矩阵乘矩阵的能力，所以它所具有的能力比实现虚线框内所示功能所需要的能力大得多。

PDP器件计算两个实数值矩阵的乘积，其方法是将由第一矩阵的列与第二矩阵相应的行形成的外积加和起来。

为了介绍PDP在多普勒滤波问题中的应用，我们首先将多普勒滤波方程变成实值矩阵运算的和。完成多普勒滤波的方法是对每个感性趣的深度计算经过加权处理的脉冲回波的离散傅里叶变换(DFT)。如果我们用g(kj)表示深度-多普勒子样，其中k是多普勒指数，0≤k≤N-1，而j是深度索引，于是 $g(k,j)=\underset{n=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}v\left(n\right)f(n,j)\exp (-j2\mathrm{\πkn}/N)$

加权函数可以与DFT的核合并，以便获得元素由下式给定的多普勒滤波变换系数矩阵：

   W(k，n)＝W_k，n＝ν(n)exp(-j2πkn/N)。经多普勒滤波后信号的实分量和虚分量现在可以写成： $g_{r,\mathrm{kj}}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(W_{r,\mathrm{kn}}{f}_{r,\mathrm{nj}}-W_{i,\mathrm{kn}}{f}_{i,\mathrm{nj}})$ $g_{r,\mathrm{kj}}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(W_{r,\mathrm{kn}}{f}_{r,\mathrm{nj}}+W_{i,\mathrm{kn}}{f}_{i,\mathrm{nj}})$

在上式中，加双脚标的变量全可以看作是矩阵的指数。所以，在矩阵表达式中，多普勒滤波可以表示成矩阵的乘积运算。人们可以看到PDP器件可以用于完成每个矩阵乘法运算，借此实现多普勒滤波操作。

在本发明中介绍的PDP器件的方框图示于图22。该器件包括J级CCD抽头延迟线、J个CCD倍增D/A转换器(MDACs)、J×K个累加器、J×K个多普勒子样缓冲器和并行输入串行输出(PISO)的输出移位寄存器。MDACs共享公用的8位数字输入设备，来自系数矩阵的元素也在该输入设备上传输。抽头延迟线完成采样和保存功能，将在时间上连续的模拟输入信号变换成经过采样的模拟信号。

在超声成象***中用于色流映射的双PDP部件840示于图23。在这个部件中，在一个脉冲返回期间，顶部的PDP元件计算W_kf_r和W_if_k形式的项(如上方所示)，而底部PDP元件计算-W_ifi和W_kf_i形式的项。然后将每个元件的输出加和，以便交替地获得g_r和g_i。

多普勒和彩色流谱处理涉及相当繁重的计算量。这种处理可以利用通用微处理器用软件完成。有优化矩阵-矩阵运算的指令(诸如Inter MMX功能部件组)可以大大改进综合性能。以FFT计算算法为基础计算彩色流谱的软件流程图用图24予以说明。在初始化900之后，获得降频数据902并且使指针P位于扫描线的起点904，计算该数据的平均值并储存906，施加加权函数908，计算FFT910，针对每个频率计算数值z(k)912，然后计算第一和第二要素914以及用颜色显示它们916。指针加1并且按照要求处理每条扫描线。

以交叉相关计算为基础计算彩色流谱的软件流程图用图25予以说明。

在初始化940之后，获得扫描线数据942，然后获得距离区间数据944。交叉相关计算946和求平均948，然后计算速度分布950。获得第一和第二要素952并且显示它们954。增加距离区间数据956，然后重复该过程。

尽管已经具体地展示了本发明并且参照本发明的优选实施方案做了介绍，但是熟悉这项技术的人应当理解在不脱离本发明的权利要求书所定义的精神和范围可以在形式和细节上做各种各样的变化。

Claims (20)

1.一种将超声扫描数据变换成显示格式的方法，该方法包括下述步骤：

a)提供一个由来自超声器件的输入数据组成的输入数组；以及

b)对输入数据进行空间抖颤处理，以便将该输入数据变换成由输出数据组成的输出数组。

2.根据权利要求1的方法，其中空间抖颤步骤包括圆整位置数据，从任意精度的数值圆整成带余数值的整数值。

3.根据权利要求2的方法，其中空间抖颤步骤进一步包括通过输出数据传播余数值。

4.根据权利要求1的方法，其中空间抖颤步骤包括：

由输入数组中的第一数值计算输出数组中的第一位置；以及

利用第一位置计算输出数组中的第二位置。

5.根据权利要求4的方法，其中第一和第二位置代表毗邻显示的象素位置。

6.根据权利要求1的方法，其中空间抖颤步骤是在通用计算机上完成的。

7.根据权利要求6的方法，其中通用计算机是一种便携式计算机。

8.根据权利要求1的方法，其中提供输入数组的步骤进一步包括按极坐标接收来自超声器件的输入数据。

9.根据权利要求1的方法，该方法进一步包括将输出数组变换成输入数组。

10.根据权利要求9方法，其中所述变换步骤包括根据变化将再映射数组初始化到显示格式。

11.根据权利要求1方法，该方法进一步包括提供扫描变换电路，该电路对输入数据进行空间抖颤处理。

12.一种将超声波扫描数据变换成显示格式的方法，该方法包括：

提供由输入超声数据组成的输入数组；

提供个人计算机，该计算机经过编程完成输入超声数据的变换；以及将由输入超声数据组成的输入数组变换成具有显示格式的输出数组。

13.根据权利要求12的方法，该方法进一步包括以至少每秒20帧的速度对大量的输入超声数据帧进行变换。

14.根据权利要求13的方法，该方法进一步包括以大约每秒30帧或更高的速度进行变换。

15.一种超声成象***，该***包括：

一个发射和接收超声信号的换能器阵列；

一个与换能器阵列电连接的波束成形电路，该电路形成待成象目标的电子表象；

一个可编程的数据处理***，该***接收所述电子表象，给计算机编制完成电子表象扫描变换的程序，以便将所述电子表象变换到显示格式。

16.根据权利要求15的***，其中可编程的数据处理***是个人计算机。

17.根据权利要求15的***，其中可编程的数据处理***是具有键盘和液晶显示器的便携式计算机。

18.根据权利要求15的***，其中可编程的数据处理***是掌上计算机。

19.根据权利要求15的***，该***进一步包括接口电路。

20.根据权利要求15的***，该***进一步包括手持机壳，该手持机壳包括换能器阵列和波束成形电路。

Images