CN1240311A - 开关电源 - Google Patents

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Abstract

开关电源包括具有与第一开关器件(S1)串联的初级绕组和与第二开关器件(S2)串联的次级绕组的变压器(5),工作时,初级电流(I1)流过初级绕组的第一时间周期(A)与次级电流(I2)流过次级绕组的第二时间周期(B)交替,次级侧控制单元(7)通过对由变压器提供的能量的一部分在第二时间周期(B)返回变压器(5)的适应,来控制开关电源输出电压(U2)或输出电流。初级侧控制单元(6)把变压器(5)在第一时间周期(A)内在开关电源的输出方向提供的能量控制为可预定的值。

Description

开关电源
本发明涉及一种开关电源，它包括变压器，后者具有与第一开关器件串联的初级绕组和与第二开关器件串联的次级绕组，其中开关电源工作时，初级电流流过初级绕组的第一时间周期与次级电流流过次级绕组的第二时间周期交替，而且其中设有次级侧控制装置，用来通过对在开关电源输出方向上由变压器提供的能量中的一部分在第二时间周期中返回变压器的适应，来控制开关电源的输出电压或输出电流。
这样的开关电源在小和中功率的范围(达几百瓦)内尤其适用于作为交流/直流变换或直流/直流变换用的双向开关调节器(逆向变换器)。
尤其是从美国专利3,986,097(例如，见图1)已知一种开关电源，它起逆向变换器的作用。这里也是变压器的初级电流流过初级绕组的第一时间周期与变压器的次级电流流过次级绕组的第二时间周期交替。在第一时间周期中，初级电流从最小值线性地上升至最大值。在第二时间周期中，初级电流从最大值线性地降低至最小值。在初级电流为正的范围内，能量从初级侧传输给变压器。然后，在第二时间周期的起点，在次级电流是正的时间里，这能量在开关电源的输出方向上由变压器在次级侧传输。次级电流达到零值之后，它便变负，进而降至次级电流的最小值。在这个范围内，由变压器在次级侧提供的能量中，有一部分不是向负载供电所必须的，这部分能量反射回变压器。通过改变次级电流的最小值来调整由次级侧反射回变压器的能量。次级电流的相应的最小值是按照变压器的变压比确定下一个第一时隙的初级电流最小值的辅助因素。初级电流的最小值现决定初级电流为负的范围，因而决定在相应的第一时隙里由变压器在开关电源的输入方向上返回的能量的数量。
在欧洲专利0336725B1中描述了一种开关电源，其中第一开关器件与初级绕组串联，该开关器件受控制电路控制。该控制电路计算降落在变压器初级侧辅助绕组上的辅助电压。第一开关器件这样地受控制电路控制，使得第一开关器件导通，亦即闭合，因而导通的时间周期的长度有固定值。一旦辅助绕组上的电压变正，控制电路就使初级侧开关器件导通，亦即令其闭合，因而处于导通状态。控制电路控制开关器件，使得第一开关器件导通的时间周期的长度具有固定值。这样，第一开关器件便具有固定的导通时间。与变压器次级绕组串联的第二开关器件受控制单元控制。这个单元检测开关电源的输出电压，把检测到的电压与内部基准电压比较，从而根据基准电压可以预定的值控制第二开关器件导通的时间周期的长度，并相应地控制从次级侧返回到变压器和初级侧的能量的数量。随着开关电源输出端负载的增大，反射能量的数量减小。随着负载减小，反射能量的数量增加。于是，控制单元便把开关电源的输出电压控制为恒值。在该开关电源中，不再需要通过直流隔离通路，例如，借助于光耦合器，向初级侧发送描述输出电压偏离设定值的偏差的控制信号。另一方面，只有在初级电流为负的范围内，初级侧开关器件才有可能进行零电压切换，因为这时与开关器件并联的二极管导通。输出功率相当大时，初级电流为负的范围缩小，流过正的初级电流的范围相应延长。尤其是输出功率大时，第一开关器件具有最大的欧姆损耗，这可以导致这样一个事实，即在第一时间周期不再有负的初级电流流过，相应地，就再也无法保证第一开关器件的零电压切换。
本发明的一个目的是提供一种开关电源的变型，其中根本无须利用直流隔离向初级侧发送控制信号，并且保证第一开关器件的零电压切换，而且不管输出负载大小，都能将反射回来的能量保持在可能的最小值。
达到这个目的的方法是，设置初级侧控制装置，用来把变压器在第一时间周期里在开关电源的输入方向上提供的能量控制为可以预定的数值。
现在不管输出功率大小，在第一时间周期里流回初级侧的能量数量都被控制为可以预定的数值。即使输出功率大，也确保第一时间周期中第一开关装置可以进行零电压切换的范围足够长。这样，即使在最大输出功率下，也能保证第一开关装置的零电压切换。由于能量从次级侧反射回变压器和来自变压器的在开关电源输入方向上的相应的能量流，因此，无须通过直流隔离通路把控制信号从次级侧传输到初级侧，因为输出电压/电流的控制是由次级侧控制单元实现的。
在负载变化的情况下，待控制的输出电压(或作为另一方案，待控制的输出电流)偏离设定值的偏差影响反射能量的值，因而影响下一个第一时间周期起点初级电流的最小值。但是，因为初级侧控制器力图把这个值保持在与可以预先确定的固定值一样，所以该控制装置便控制初级侧开关器件，以抵销这个偏差。若在开关周期过程中出现反射，则在下一个开关周期从初级侧传输到次级侧的能量较少。
为了调整在第一时间周期在开关电源的输入方向上由变压器提供的能量数量，提出了两个实施例。一方面，每次在第一时隙起点出现的可以预先确定的初级电流值可以用作初级侧控制单元据以进行控制的设定值。例如，可以用一个容易产生的基准电压作为设定值，把该基准电压与正比于检测到的初级电流的电压比较。另一方面，提出一个实施例，其中把第一时间周期起点和初级电流的相应的下一个过零点之间的可以预先确定的时间间隔用作设定值，后者形成初级侧控制装置的控制基础。这样的实施例对于一种其中的时间间隔容易用时钟信号处理的集成电路尤有意义，。
为了通过初级侧控制单元适应第一开关器件的截止时刻，一方面建议在第一时间周期结束时通过适应取决于开关电源的输出功率的初级电流值，来实现这一点。这可以容易地实现，方法是把与在第一时间周期起点检测到的初级电流与这些时刻的初级电流的设定值之间的差对应的基准电压与正比于检测到的初级电流的电压比较。当正比于检测到的初级电流的电压达到基准电压值时，令第一开关器件截止。另外一种可能性是，初级侧控制单元用来通过适应取决于开关电源输出功率的第一时间周期的长度，来适应第一开关器件的截止时刻。这个实施例再一次是有利的，更具体地说，因为，对于集成电路的实现而言，这个时间长度用时钟信号很容易处理。
在另一个实施例中建议，次级侧控制单元包括用来根据开关电源的输出电压/电流和输出电压/电流的设定值之间的差形成第一基准值的装置，并且提供用来形成由次级电流的值推算的第二基准值的装置，以及第二开关器件在第二基准值达到第一基准值的值时截止。由次级侧控制单元确定第二开关器件截止时刻的另一方案包括设置一种装置，用来形成由第二时隙内次级电流过零点之后所经过的时间来推算的第二基准值，可以容易地把它转变成集成电路。
本发明还涉及一种电路安排，更具体地说，涉及一种上述开关电源用的具有初级侧控制单元和/或次级侧控制单元的集成电路。
将参考下文中描述的实施例来阐明本发明的这些和其它方面，由此将明白本发明的这些和其它方面。
附图中：
图1表示按照本发明的开关电源；
图2表示初级和次级电流以及初级和次级侧两个开关的控制信号的定时图；
图3表示初级侧控制单元的方框图；
图4表示次级侧控制单元的方框图；
图5表示初级侧控制单元另一个实施例的方框图；而
图6表示次级侧控制单元另一个实施例的方框图。
图1所示的双向逆向变换器型开关电源在其输入端有两个输入端子1和2，在它们之间施加了输入电压U1。电位比输入端子2正的输入端子1连接到变压器5的具有n1圈的初级绕组。初级绕组的另一个接头连接到与二极管D1并联的开关器件S1。开关器件S1是，例如，MOS(金属-氧化物-半导体)场效应晶体管。在这种情况下，场效应晶体管的所谓体二极管可以用作二极管D1。二极管D1的阴极连接到变压器5的初级绕组，二极管D1的阳极连接到输入端子2，使得由开关器件S1和二极管D1构成的并联组合处在变压器5初级绕组和输入端子2之间。开关器件S1的开关位置由控制单元6通过施加控制信号UG，S1确定。对于把开关器件S1安排为MOS场效应晶体管的情况，控制信号UG，S1对应于场效应晶体管的栅极电压。为了调整开关器件S1的开关位置，控制单元6一方面借助于把初级电流检测器信号I1d加到控制单元6的电流测量装置(未示出)检测初级电流I1。另外，取出出现在二极管D1上的以相反的方向降落在二极管D1上的电压UD1，并加在控制单元6上。
在开关电源的输出端上在两个输出端子3和4之间有输出电压U2。电位比输出端子4更正的输出端子3连接到变压器5的具有n2圈的次级绕组。次级绕组的另一个端子连接到与二极管D2并联的开关器件S2。二极管D2的阴极接次级绕组，该二极管D2的阳极接输出端子4。于是由开关器件S2和二极管D2构成的并联组合处在变压器5的次级绕组和输出端子4之间。开关器件S2和二极管D2(正如初级侧的开关器件S1和二极管D1)最好安排为MOS场效应晶体管及其体二极管。次级侧的控制单元7用控制信号UG，S2控制开关器件S2，在用MOS场效应晶体管作为开关器件S2的本实施例中，该信号是加于该晶体管上的栅极电压。另外，在开关电源的次级侧也有电流测量装置，在这里用来测量次级电流I2，并由此推算出次级电流检测器信号I2d，后者加到控制单元7上。另外，在二极管D2上取出以反方向上降落的电压UD2。此外，对于把输出电压U2控制为恒值的情况，这个电压也加到控制单元7上。另外，尤其是与充电机配合时，在开关电路输出端上产生的输出电流可能被控制为恒值，此时向控制单元7提供的不是输出电压U2而是输出电流的检测信号，但它在图1中未示出。此外，设置平滑电容C，它的两个端子连接到输出端子3和4，因此，该电容与开关电源输出端并联。在实际的实施例中，往往采用复杂的输出滤波器来代替平滑电容，但它对本发明并不重要。
现将借助于图2对作为图1所示的开关电源的基础的控制原理加以说明。图2示出加在开关器件S1上的控制信号UG，S1、初级电流I1、用来控制开关器件S2的控制信号UG，S2以及次级电流I2的定时图。在本实施例中控制信号UG，S1和UG，S2代表安排为MOS场效应晶体管的开关器件S1和S2的栅极电压。在栅极电压UG，S1具有零值的情况下，开关器件关断，就是说开路和阻断。若该电压假定为某个正值，则开关器件S1接通，就是说，闭合和导通。对栅极电压UG，S2和开关器件S2亦是类似。
时刻t0之前不久，开关器件S1关断，而开关器件S2导通。相应地，没有初级电流I1流动，次级电流为负，并线性地减小。在时刻t0，开关器件S2截止，它导致这样一个事实，即次级电流突然下降为零。因为现在流动着负的次级电流，储存在变压器内的能量使得负的初级电流开始流动。这负的初级电流I1在时刻t0和t2之间线性地上升，在时刻t0从最小值I1min开始，该最小值与圈数比n1/n2成反比，并与次级电流的最小值I2min成正比，次级电流下降直至时刻t0。当负的初级电流I1流动时，在时刻t0和t1之间储存在变压器中的能量在开关电源输入的方向上传输。然后，二极管D1导通，使得在时刻t0和t1之间的时间周期期间，开关器件S1可能发生零电压切换。作为一个例子，图2中示出导通时刻TON，S1。时刻TON，S1放置在离时刻t0最近的地方，以减小欧姆损耗，因为闭合的开关器件S1的电阻小于二极管D1正向的电阻。线性上升的初级电流I1的过零点处于时刻t1，然后该初级电流在时刻t2之前上升到它的最大值I1max。在时刻t1和t2之间的时间周期期间，从初级侧传输能量，并储存在变压器5中。
在时刻t2，开关器件S1截止，使得初级电流I1突然降低到0。在时刻t2之前由正电流I1储存在变压器5的能量，现在引起次级电流I2从时刻t2开始流动。这次级电流I2从其最大值I2max开始，然后由此线性地降低。最大值I2max与变压器5的变压比n1/m2及初级电流的最大值I1max成正比。在正电流I2流动的时间里，二极管D2处于导通状态。在时刻t3次级电流I2过零点并从此时刻开始这次级电流I2变负，从时刻t2起直至时刻t3开关器件S2可以出现零电流切换。示出开关器件S2的导通瞬间tON，S2作为一个实例。在时刻t2和t3之间，在时刻t1和t2之间储存在变压器5中的能量在开关电源输出的方向上传输，以便向负载提供功率。在时刻t3，变压器5提供其中所储存的全部能量。但从时刻t3开始现在在平滑电容C上提供逐渐降低的电压，使次级电流I2继续流过其时一直导通的开关器件S2。在时刻t3次级电流I2继续流动，并以同一斜率进入负区。然后次级电流I2一直降低到时刻t4的最小值I2min。在时刻t4开关器件S2截止。
从时刻t4开始，定时图重复开关电源从时刻t0到t4所呈现和说明的瞬态。因此时刻t0到t4之间的时间周期对应于开关电源的开关周期。这样，开关周期可以细分成第一时间周期A和第二时间周期B。每一个第一时间周期A有其间流过负的初级电流的周期A1和其间流过正的初级电流的周期A2。每一个第二时间周期B有其间次级电流为正的周期B1和其间次级电流为负的周期B2。
图3表示初级侧控制单元6的电路方框图。功能块8描绘用于处理二极管D1上由控制单元6检测的电压UD1的开关装置。若功能块8检测到二极管D1导通，则它在可以预定的安全余量范围内，如这里t0和tON，S1之间的差产生一个信号，后者加在驱动电路9的通(ON)输入端。提供这个信号，使得驱动电路9借助控制信号UG，S1令开关器件S1导通。作为估算降落在二极管上的电压UD1的另一个方案，也可以利用检测到的电流I1来检测二极管D1的状态。
功能块10用来计算描述初级电流I1的检测器信号I1d。借助于功能块10确定各个开关周期相应的初级电流I1的最小值I1min。借助误差放大器11将这值与基准值Ref1比较。基准值Ref1代表初级电流I1的最小值I1min的所需要的可以预定的基准值。误差放大器11产生与由功能块10确定的实际值I1min与基准值Ref1之间的差成正比的信号k*(|I1min|-Ref1)，其中k是取决于误差放大器11结构的常数。在这种情况下，误差放大器11被安排为比例控制器。如果合适，其它类型的控制器也可以用于误差放大器11。
现在借助比较器电路12将误差放大器11输出端产生的值与描述实际初级电流I1的检测信号I1d比较。对于I1d的值达到数值k*(I1min|-Refl)的情况，比较器电路12向驱动器电路9的断(OFF)输入端提供信号，使驱动器电路9把截止信号UG，S1加在开关器件S1的控制输入端上。
图4中示出次级侧控制单元7的说明性的电路方框图。功能块13用来计算在二极管D2上减小的电压UD2。若功能块13检测到二极管D2的导通状态，则它相应地产生初级侧控制单元6的功能块8的操作，通过驱动器电路9(与图3所示驱动器电路同一类型)施加相应的控制电压UG，S2来使开关器件S2导通。开关器件S2导通瞬间标为tON，S2，并比开关器件S1截止的瞬间(时刻t2)滞后一个可以预定的安全余量时间。图2举例表示这一情况。更具体地说。可以令时刻tON，S2尽可能地靠近时刻t2，以便把欧姆损耗保持在可能的最小值，因为闭合状态下开关器件S2的电阻小于二极管D2的正向电阻。作为另一方案，也可以利用检测到的电流I2来检测二极管D2的状态，使得以后不再需要测量电压UD2。
为了使开关器件S2截止(时刻t4)，一方面，检测输出电压U2(和/或作为另一个实施例(未示出))检测输出电流，而另一方面，处理次级电流I2。借助起比例控制器作用的误差放大器14将检测到输出电压U2与代表输出电压U2的设定值的基准值Ref2比较，误差放大器14在其输出端产生与输出电压值U2和基准值Ref2之间的差成正比的第一基准值1*(U2|-Ref2)。误差放大器14还可以用其它类型的控制器来实现。将误差放大器14所产生的值与描述次级电流I2的次级电流检测器信号I2d(第二基准值)比较。当I2d的值达到误差放大器14产生的值时，计算这个差值的比较器电路15产生一个准备送到驱动器电路9的断(OFF)输入端的信号，后者引起驱动器电路响应控制信号UG，S2而使开关器件S2截止。
当加在开关电源输出端上的负载增大时，下列控制机制启动，以便使输出电压U2保持恒定。首先，由于负载输出端上能量消耗增大，在切换期间从次级侧反射回变压器的能量将减小，由于图4所示的控制单元7，这将导致这样一个事实，亦即次级电流I2下降到较小的值I2min。这是通过使开关器件S2的截止时刻向次级电流I2的前一个过零点推进来实现的。开关器件S2的截止时刻推进的值不仅取决于负载变化的量值，而且取决于误差放大器14的控制或实现的结构。基于次级电流I2最小值I2min的减小，下一个切换周期中初级电流I1的最小值I1min也相应减小。这将导致以下事实，亦即在这个切换周期的起点(t0)和初级电流I1过零点(t1)之间在开关电源输入方向上产生的能量减小。借助于初级侧的控制单元6，在这个切换周期中计算初级电流I1的最小值I1min的减小，并将开关器件S1截止的时刻推移，使得前一个初级电流I1过零点和开关器件S1截止时刻之间的时间周期延长。因为能量从初级侧流入变压器，并在这两时刻之间储存起来，所以产生输入电压U1的电源分别根据开关电源输出端上负载的变化，或根据控制器的或误差放大器11的结构增大能量流。结果最大值I1max增大，它又与次级电流的最大值I2max的增大相联系。这本身引起来自变压器的在开关电源输出方向上的能量流的增大，使得开关电源与增大了的负载相适应。
在前一个切换周期中，两个控制单元6和7以这样一种方式合作，使得在开关电源的稳态中，沿着开关电源输入方向传送的能量被控制在时刻t0和t1之间可以预定的值上，后者相当于某个数值I1min或最小值I1min和下一个过零点之间的某个时间间隔(t0和t1之间的时间间隔)。这保证了即使在最大输出负载下，也能保证第一开关器件的非零切换。
图5表示初级侧控制单元6的另一个实施例。它包含两种可能的修改。一方面，控制单元6不再决定初级电流I1的最小值I1min，而是借助于功能单元20确定最小值I1min的出现和下一个初级电流i1过零点之间的时刻(这里是t1-t0之间的差)，后者本身由误差放大器11用修改过的基准值Ref1’处理。另一方面，由误差放大器11产生的值此后由功能单元21计算，功能单元21不是确定初级电流达到某个最大值I1ax时的下一个截止时刻，而是在时间t2-t1的某个时间间隔处在初级电流I1的过零点和开关器件S1的导通时刻t2之间的范围内确定截止时刻t2。也可以单独利用控制单元6实施例的两种可能性。基于时间间隔的控制特别有利，并可以容易地转变成集成的时钟电路。
图6表示次级侧控制单元7的实施例。这里利用功能单元22来代替比较器电路15，其功能单元22根据误差放大器14的输出信号(第一基准值)确定开关器件S2的相应的截止时刻t4，以便预先确定次级电流I2的过零点和开关器件S2的截止时刻之间的一定的时间间隔(第二基准值)。这个实施例也可以非常容易地转换成集成电路。
初级侧控制单元6和次级侧控制单元7最好都以集成电路的形式来实现。然后可以把这两个控制单元6和7转换成单独的芯片上的开关电路和一个公共芯片上的开关电路。

Claims (8)

1.一种开关电源，它包括变压器(5)，后者具有与第一开关器件(S1)串联的初级绕组和与第二开关器件(S2)串联的次级绕组，其中所述开关电源工作时，初级电流(I1)流过初级绕组的第一时间周期(A)与次级电流(I2)流过次级绕组的第二时间周期(B)交替，而且其中设有次级侧控制单元(7)，用来通过对在开关电源输出方向上由变压器提供的能量中的一部分在第二时间周期(B)中返回变压器(5)的适应，来控制开关电源的输出电压(U2)或输出电流，
其特征在于：设置初级侧控制单元(6)，用以把变压器(5)在第一时间周期(A)中在开关电源的输入方向上提供的能量控制在可以预先确定的数值上。
2.权利要求1所要求的开关电源，其特征在于：用作初级侧控制单元(6)控制基础的设定值是在第一时隙开始时出现的可以预先确定的初级电流值(I1min)。
3.权利要求1所要求的开关电源，其特征在于：用作初级侧控制单元(6)基础的设定值是在第一时隙的起点(t0)和初级电流下一个过零点(t1)之间的可以预先确定的时间周期。
4.权利要求1至3中的一个所要求的开关电源，其特征在于：所述初级侧控制单元(6)用来通过适应取决于第一时间周期(A)结束时(t2)开关电源输出功率的初级电流值(I1max)，来适应第一开关器件(S1)的截止时刻(t2)。
5.权利要求1至3中的一个所要求的开关电源，其特征在于：所述初级侧控制单元(6)用来通过适应取决于开关电源输出功率的第一时间周期(A)的长度，来适应第一开关器件(S2)的截止时刻(t2)。
6.权利要求1至5中的一个所要求的开关电源，其特征在于：所述次级侧控制单元(7)包括用来从所述开关电源的所述输出电压/电流(U2)与所述输出电压/电流(U2)的设定值(Ref2)之间的差形成第一基准值(1*(|U2|-Ref2))的装置(14)，
设置用来形成由所述次级电流的值推算的第二基准值(I2d)的装置，以及
所述第二开关器件(S2)在所述第二基准值(I2d)达到所述第一基准值(1*(|U2|-Ref2))时截止。
7.权利要求1至5中的一个所要求的开关电源，其特征在于：所述次级侧控制单元(7)包括用来从所述开关电源的所述输出电压/电流(U2)与所述输出电压/电流(U2)设定值(Ref2)之间的差形成第一基准值(1*(|U2|-Ref2))的装置，
设置形成由第二时隙(B)内所述次级电流(I2)过零点(t3)后所经过的时间值推算的第二基准值的装置(22)，以及所述第二开关器件(S2)在所述第二基准值达到第一基准值(1*(|U2|-Ref2))时截止。
8.一种电路配置，更具体地说，一种如权利要求1至7中的一个所要求的开关电源用的带有所述初级侧控制单元(6)和/或所述次级侧控制单元(7)的集成电路。
CN99108526A 1998-06-24 1999-06-21 开关电源 Expired - Fee Related CN1132300C (zh)

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