CN1240177C - 有直流源的支路阻抗解耦控制的有源电力滤波方法及*** - Google Patents

Abstract

有直流源的支路阻抗解耦控制的有源电力滤波方法及***，属于直流输电领域。其特征在于：该方法是一种利用带通滤波实现频域控制的解耦，又基于相移互差90°的两个移相滤波处理来构成滤波支路电阻和电抗的解耦控制，通过调节滤波支路在需要滤波的纹波频点的总阻抗等于零或者趋近于零，从而滤除该频点纹波的方法。其***的特征在于：滤波支路上的电流经带通滤波、加权求和后，再通过移相滤波、求和、脉宽调制和脉冲驱动，去控制已有的具有直流源供电的有源电力滤波器。该方法无需***补偿便实现了对低频纹波噪声的滤除，同时也解决了采样和数字化延时所造成的相移问题，原理清楚，易于实现。

Description

有直流源的支路阻抗解耦控制的有源电力滤波方法及***

技术领域

本发明涉及一种有直流源的支路阻抗解耦控制的有源电力滤波方法及***，该方法及其***能够实现对滤波支路的阻抗的控制，并通过使滤波支路在关心的纹波频带内的阻抗值为零来抑制和消除低频纹波噪声。本发明属于直流供电技术领域。

背景技术

通过对交流信号整流获得的直流输电电压或者直流电源电压包含大量的低频段的纹波噪声。这些纹波噪声在电力***的直流输电线上将增加设备负担，产生电能损耗，其电磁辐射还将干扰通讯设备。而在直流电源中的纹波噪声会干扰负载设备中的有用信号，严重影响设备的正常运行。传统的抑制和消除纹波噪声的方法是采用由若干电阻、电感和电容等无源器件构成的滤波电路，这被称为无源滤波方法。随着电力电子技术的发展，各种包含电力电子器件的装置被应用于电力滤波，这种滤波方法被称为有源电力滤波。有源电力滤波能够克服传统无源滤波参数不准确、无法适应频率和负载的变化、易与***发生振荡等缺点。并且，有源电力滤波方法能够达到更好的滤波性能。在功率较大的场合，采用有源电力滤波装置还可以减少占地面积，降低滤波成本。

在1998年5月的《电气和电子工程师学会的电力***学报(IEEE Transactions on PowerSystems)》第13卷第2期中发表了一篇题目为《坎提—斯坎高压直流输电***中林道姆换流站所采用的有源直流滤波器的控制原理分析(Analysis on the Control Principle of the Active DCFilter in the Lindome Converter Station of the Konti-Skan HVDC Link)》的文章。在这篇文章中，作者描述了一种能够滤除整流所产生的低频纹波噪声的有源电力滤波装置及其控制方法，其原理框图如附图1所示。在已有的这种有源电力滤波装置及其控制方法中，包含纹波噪声的直流电压接入滤波电路的输入端口后，首先经过串入线路中的平波电抗器到达输出端口，输出端口在平波电抗器和回路电极之间连接着无源滤波装置和与之相串联的耦合变压器的原边，直流电源通过单相电压型逆变电路接入耦合变压器的副边。已有这种有源电力滤波装置的控制方法首先要通过电流互感器测量出输出端口电流i_out，而后滤除i_out中的直流成分和噪声，提取出纹波电流i_l。纹波电流i_l再经过梳状滤波或者槽状滤波得到中间信号i_r。如果需要滤除频率为f_i的纹波成分，所选的梳状滤波或者槽状滤波的传递函数F_a(s)应该具有接近±j2πf_i的两个极点。由此，传递函数F_a(s)的幅频响应在频点f_i处也将趋近于无穷大。然后，中间信号i_r经过***补偿处理得到脉宽调制的参考波信号u_a，参考波信号u_a经过脉宽调制产生控制脉冲，控制脉冲信号被功率放大后用以驱动单相电压型逆变电路。于是，在耦合变压器的原边得到将参考波信号u_a中的低频交流成分幅度放大后的电压信号。如果假设整个滤波装置的输入电压纹波为0，而将参考波信号u_a作为唯一激励源，再将滤波装置在输出端口所获得的电流i_la作为响应，则可以依据电路参数得到这个输入输出***的传递函数G_h。文献中所设计的***补偿部分的传递函数特性需要满足 $F_c=\frac{1}{G_h}.$ 已有的这个有源电力滤波***的传递函数模型为图2所示。图2中的输入信号i_lh是当参考波信号u_a为0，输入端口的纹波电压单独作用时，在滤波装置输出端口的纹波电流。整个滤波控制的传递函数为：

$F_s\left(s\right)=\frac{i_l}{i_{\mathrm{lh}}}=\frac{1}{1+F_a}$

因为F_a(s)的极点是F_s(s)的零点，所以如果梳状滤波或者槽状滤波的传递函数F_a(s)具有接近于±j2πf_i的极点，则|F_s(±j2πf_i)|将趋近于0，即滤波控制***能够抑制频率为f_i的低频纹波。

已有的这种有源电力滤波方法需要获得***的传递函数G_h，并需要依此进行***补偿处理。***补偿处理部分的设计是依赖于电路参数的，特别是当负载发生变化时***补偿处理过程也需要相应改变。这加大了***补偿处理的难度，容易引起控制振荡，而且也会降低纹波抑制的效果。已有的这种有源电力滤波方法中的滤波处理部分采用了梳状滤波或槽状滤波方法，从而使滤波处理的传递函数F_a(s)的极点接近于±j2πf_i。但是，传递函数的极点越接近虚轴，则滤波处理过程本身就越难以稳定实现。而且，由于不能够使F_a(s)的极点完全等于±j2πf_i，所以已有方法无法达到最优的纹波抑制。理论上，依靠输出端口纹波电流作为控制输入量的有源电力滤波方法都无法达到最优的纹波抑制，而只能使输出端口的纹波电压和电流维持在接近于零的较小水平。输出端口纹波电流的测量需要从输出端口电流中滤除占有较大比例的直流成分。特别是当纹波得到一定抑制时，输出端口纹波电流成分将减小，这就要求测量部分具有更高的精度，才能使这种方法达到更好的控制效果。已有的这种有源电力滤波控制方法在数字化实现过程中，测量采样、算法计算以及脉宽调制的过程存在难以补偿的延时，这会对关心频带的纹波造成较大的相移，并严重影响纹波抑制的效果。

发明内容

本发明的目的在于提出一种有直流源的支路阻抗解耦控制的有源电力滤波方法及***，希望能够克服已有的有源电力滤波方法的不足，使控制原理不受负载变化的影响，能够实现最优的纹波抑制，减小在设计过程中对各个功能部分的精度、延时以及相移的限制要求，并且使控制更加稳定，最终获得更好的纹波抑制效果。

本发明提出的有直流源的支路阻抗解耦控制的有源电力滤波方法是一种利用带通滤波实现频域控制的解耦，又基于相移互差90°的两个移相滤波处理来构成滤波支路电阻和电抗的解耦控制，通过调节滤波支路在关心的纹波频点的总阻抗等于零或者趋近于零，从而实现对该频点纹波滤除的方法，该方法依次含有如下步骤：

第1步：测量出并联滤波支路中的电流信号i_APF；

第2步：将测量得到的电流信号i_APF输入一组通带频点分别为f₁、f₂、…、f_m的带通滤波处理，得到一组包含不同频率纹波成分的纹波电流信号i₁、i₂、…、i_m；其中，f₁、f₂、…、f_m是需要滤除的低频纹波的m个组成频率，m是一个正整数，每个带通滤波处理在其通带频点f_i具有最高幅值增益A_i，其中i＝1，2，…，m，而该带通滤波处理对其它纹波频率信号的衰减率大于控制***实现频域解耦的临界阈值；

第3步：将滤波得到的纹波电流信号i₁、i₂、…、i_m分别乘以频域解耦加权系数a₁、a₂、…、a_m，然后求和得到第一个加权求和电流信号i_sum1，即i_sum1＝a₁·i₁+a₂·i₂+…+a_m·i_m；同时，将滤波得到的纹波电流信号i₁、i₂、…、i_m分别乘以频域解耦加权系数b₁、b₂、…、b_m，然后求和得到第二个加权求和电流信号i_sum2，即i_sum2＝b₁·i₁+b₂·i₂+…+b_m·i_m；上述的频域解耦加权系数的计算步骤如下：

第3-1步：测量出并联滤波支路两端的电压信号u_APF和并联滤波支路中的电流信号i_APF；

第3-2步：由测量得到的电压信号u_APF和电流信号i_APF计算出滤波支路分别在频点f₁、f₂、…、f_m的阻抗R₁+jX₁、R₂+jX₂、…、R_m+jX_m；其中，R₁、R₂、…、R_m是支路阻抗的电阻部分，X₁、X₂、…、X_m是支路阻抗的电抗部分；

第3-3步：依据滤波支路的阻抗，经过参数的调节控制得到一组电阻控制参数p₁、p₂、…、p_m和一组电抗控制参数q₁、q₂、…、q_m；

第3-4步：将获得的电阻控制参数p_i和电抗控制参数q_i按照如下公式进行解耦处理，并得到频域解耦加权系数a_i和b_i：

$\left(\begin{array}{c}{a}_i\\ b_i\end{array}\right)=\frac{A_{\mathrm{\Δ}}}{A_i{\·A}_H\·n\·U_d}\·\left(\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}_i& \sin {\mathrm{\θ}}_i\\ -\sin {\mathrm{\θ}}_i& \cos {\mathrm{\θ}}_i\end{array}\right)\·\left(\begin{array}{c}{p}_i\\ q_i\end{array}\right);$

其中，i＝1，2，…，m，A_Δ是脉宽调制处理采用的调制信号幅值，A_i是前述第2步中通带频点为f_i的带通滤波处理的最高幅值增益，n是耦合变压器的变比，U_d是为单相电压型逆变电路供电的直流电源的输出电压，θ_i是从电流信号i_APF的测量过程，经过带通滤波处理、加权求和、第一个移相滤波处理、求和、脉宽调制、脉冲驱动、电压逆变和变压器耦合的一系列处理，到获得耦合变压器原边受控电压的整个过程在f_i频点的总相移；

第4步：将上述第3步获得的第一个加权求和电流信号i_sum1经过第一个移相滤波处理后，得到第一个移相滤波信号i_hb1；同时，将上述第3步获得的第二个加权求和电流信号i_sum2经过第二个移相滤波处理后，得到第二个移相滤波信号i_hb2；如果第一和第二个移相滤波处理的传递函数分别用H_H1(s)和H_H2(s)表示，则在需要滤波的纹波频带内，这两个移相滤波处理的传递函数特性满足如下关系：

$\left\{\begin{array}{c}\left|H_{H1}\left(j2\mathrm{\πf}\right)\right|=\left|H_{H2}\left(j2\mathrm{\πf}\right)\right|=A_H\\ \frac{H_{H2}\left(j2\mathrm{\πf}\right)}{H_{H1}\left(j2\mathrm{\πf}\right)}=j\end{array}\right.$

其中，f是需要滤波的纹波频带内的频率，而且f＞0；A_H是任意正常数。上述传递函数特性的误差小于依据控制精度要求所设定的误差阈值；

第5步：将上述第一和第二个移相滤波信号i_hb1和i_hb2求和得到脉宽调制用的参考波信号

i_ref，即i_ref＝i_hb1+i_hb2；

钆第6步：将参考信号i_ref进行脉宽调制处理后获得一组方波脉冲信号；方波脉冲信号的路数等于单相电压型逆变电路中受控的电力电子器件数目，脉宽调制处理的脉冲发生频率大于需要滤波的纹波频带上限的2倍，由这组方波脉冲信号控制的单相电压型逆变电路所输出的电压脉冲的占空比满足下式：

其中的A_Δ是脉宽调制处理采用的调制信号幅值，取任意正数值；

第7步：将上述第6步获得的方波脉冲信号进行功率放大后去驱动单相电压型逆变电路中的电力电子器件，用以改变具有直流电源供电的单相电压型逆变电路输出的电压脉冲的占空比，并且使该电压脉冲的占空比满足第6步的要求；

第8步：将上述电压脉冲加载到耦合变压器副边，并通过耦合变压器原边作用于和无源滤波装置串联所构成的滤波支路，用以在与该滤波支路相并联的电路输出端口得到低频纹波被滤波后的电压和电流输出信号。

根据前述的有直流源的支路阻抗解耦控制的有源电力滤波方法而提出的有源电力滤波***的组成为：

有源电力滤波电路，它含有：串接在包含纹波噪声的直流电压输入信号的入端线路上的平波电抗器；由用以承担直流电压的无源滤波装置和耦合变压器的原边串联所构成的并联在输出端口的平波电抗器和回路电极之间的滤波支路：输出接入到耦合变压器副边的单相电压型逆变电路：输出接入到单相电压型逆变电路输入端的直流电源：

安装在滤波支路上的电流互感器；

安装在滤波支路两端之间的电压互感器；

依次与电流互感器的测量输出端串接的一组带通滤波器、由乘法器和加法器构成的加权求和电路、第一和第二个移相滤波器、加法器以及脉宽调制电路；

频域解耦加权系数计算电路，包括：以电压互感器和电流互感器测量获得的滤波支路电压和电流信号作为输入的一组分别对应f₁、f₂、…、f_m频点的支路电阻计算电路和支路电抗计算电路，以及参数的调节控制电路和解耦处理电路；

脉冲驱动电路，其输入端与上述脉宽调制部分输出的脉冲信号相连接，而其输出端则与单相电压型逆变电路的触发控制端相连接；

在上述的有源电力滤波***中，耦合变压器的变比n和直流电源输出电压U_d满足n×U_d大于耦合变压器副边短路时输出端口在需要滤波的纹波频带内的纹波电压的最大幅值，

其中，n＞0，U_d＞0。

下面进一步对本发明方法的工作原理加以说明。不妨设实际的滤波支路电流在f_k(k＝1，2，…，m)频点的纹波分量为

其中I_wk和_k分别是该频率纹波分量的有效值和初始相位，t是时间。如果测量过程在f_k频点的相移为θ_k1，于是测量获得的滤波支路电流i_APF中所包含的f_k频点的信号为

如果每个带通滤波处理对其通带频点之外的纹波频率信号的衰减率足够大，则各个带通滤波处理在f_k频点的输出分别是：

其中，θ_k2是通带频点为f_k的带通滤波器在f_k频点的相位移。于是，i_i(i＝1，2，…，m)与系数a_i(i＝1，2，…，m)和b_i(i＝1，2，…，m)分别进行加权求和的输出结果为：

其中，θ_k3是加权求和处理过程对f_k频率信号的相移。如果第一个移相滤波处理对f_k频率信号的相移为θ_k4，因为 $\frac{H_{H2}\left(j2\mathrm{\πf}\right)}{H_{H1}\left(j2\mathrm{\πf}\right)}=j,$ 所以第二个移相滤波处理对f_k频率信号的相移为θ_k4+90°。于是，加权求和结果i_sum1和i_sum2在分别经过第一和第二个移相滤波处理后，得到：

i_sum1和i_sum2求和过程对f_k频率信号的相移如果设为θ_k5，则脉宽调制用的参考波信号为：

参考波信号i_ref经过脉宽调制、脉冲驱动后，控制单相电压型逆变电路产生逆变电压，该电压通过耦合变压器作用于滤波支路。如果该过程在f_k频点的相移是θ_k6，则在耦合变压器原边产生的受控电压为：

其中的θ_k代表从测量滤波支路电流到在耦合变压器原边输出受控电压的整个过程的总相移，即：

θ_k＝θ_k1+θ_k2+θ_k3+θ_k4+θ_k5+θ_k6

依据加权参数a_k和b_k与电阻控制参数p_k和电抗控制参数q_k的解耦处理关系：

$\left(\begin{array}{c}{a}_k\\ b_k\end{array}\right)=\frac{A_{\mathrm{\Δ}}}{A_k\·A_H\·n\·U_d}\·\left(\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}_k& \sin {\mathrm{\θ}}_k\\ -\sin {\mathrm{\θ}}_k& \cos {\mathrm{\θ}}_k\end{array}\right)\·\left(\begin{array}{c}{p}_k\\ q_k\end{array}\right)$

于是，耦合变压器原边的受控电压u_COV可以表达为：

这个受控电压源的输入是滤波支路的电流，所以受控电压源也可以等效为一个阻抗元件。如果设这个等效生成阻抗在f_k频点的阻抗值为R_eqk+jX_eqk，则依据上式可知：

R_eqk＝p_k

X_eqk＝q_k

由此分析可见，通过本发明方法的频域解耦处理和电阻与电抗控制的解耦处理，最终将电阻控制参数p_k与等效生成阻抗在f_k频点的电阻值R_eqk相对应，而电抗控制参数q_k与等效生成阻抗在f_k频点的电抗值X_eqk相对应。

频域解耦加权系数的计算如果采用常数赋值控制，则

            R_eqk＝p_k＝-R_k0

            X_eqk＝q_k＝-X_k0

如果R_k0+jX_k0等于耦合变压器副边短路时滤波支路在f_k频点的阻抗，则当本发明有源电力滤波***正常工作时，滤波支路的总阻抗等于R_k0+jX_k0和等效生成阻抗R_eqk+jX_eqk＝-R_k0-jX_k0之和，所以滤波支路在f_k频点的总阻抗为0。显然如果滤波支路在f_k频点的总阻抗为0或者趋近于0，则全部或者大部分的f_k频点的纹波电流必然流经滤波支路，从而使负载上的纹波电压和纹波电流被滤除或者抑制。

常数赋值的控制方法是一种开环的控制方式。如果控制***存在误差，或者耦合变压器副边短路时的滤波支路阻抗R_k0+jX_k0难以准确获得，则可以采用比例积分微分控制或者延时调节控制的反馈闭环形式。如果比例积分微分控制或者延时调节控制构成了稳定的负反馈控制环路，由于通过测算获得的当前滤波支路总阻抗直接作为控制的输入量，加之比例积分微分控制的积分作用，或者延时调节控制对调节量的累加作用，控制***的稳态也就是滤波支路总阻抗趋于0的状态。所以在f_k频点，闭环控制过程将自动调节电阻控制参数p_k和电抗控制参数q_k使等效生成阻抗R_eqk+jX_eqk逼近于-R_k0-jX_k0，而纹波抑制也将逼近于最优效果。当然，闭环控制的初始状态将p_k和q_k设置为接近-R_k0和-X_k0的值是有利于滤波控制过程快速稳定的。

综上所述，本发明的有源电力滤波方法及其***直接控制滤波支路阻抗，从而实现对低频纹波噪声的抑制和消除。该方法无需***补偿，控制过程不受负载变化的影响。本发明***的控制目标是使滤波支路在f_k(k＝1，2，…，m)频点阻抗为0，这也是该有源电力滤波***滤除纹波的最优解。又因为可以采用比例积分微分控制或者延时调节控制的反馈闭环形式使控制***自动寻优，所以本发明的有源电力滤波方法及其***具有更好的纹波抑制效果。本发明通过解耦处理实现了对控制***从测量滤波支路电流到耦合变压器原边输出受控电压的总相移的补偿，从而解决了测量、带通滤波、加权求和、第一个移相滤波处理、求和计算、脉宽调制、脉冲驱动、电压逆变和变压器耦合这些处理过程中固然存在的相移对纹波抑制的影响。而且补偿也解决了采样和数字化计算中的延时所造成的相移问题，使控制***中一些处理过程可以选择采用直观、稳定、可靠、精确的数字化方式实现。

仿真实验表明，本发明有源电力滤波方法及其***的可行性和纹波抑制性能均达到实用要求。

附图说明

图1是已有的一种有源电力滤波装置及其控制方法的原理框图。

图2是已有的一种有源电力滤波装置及其控制方法的传递函数模型。

图3是本发明的有直流源的支路阻抗解耦控制的有源电力滤波方法的原理框图。

图4是本发明的有直流源的支路阻抗解耦控制的有源电力滤波***当采用常数赋值控制时的总电路框图。

图5是本发明的有直流源的支路阻抗解耦控制的有源电力滤波***中的解耦处理电路框图。

图6是本发明的有直流源的支路阻抗解耦控制的有源电力滤波***当采用比例积分微分控制或者延时调节控制时的总电路框图。

图7是本发明实施例中用来产生包含纹波噪声的直流电压输入信号的500千伏直流输电***的整流电路。

图8是本发明实施例中作为有源电力滤波***输出负载的电路。

图9是本发明实施例中所采用的单调谐无源滤波装置的电路。

图10是本发明实施例中采用的H_f1(z)、H_f2(z)、H_f3(z)和H_f4(z)带通滤波处理的幅频响应曲线。

图11是本发明实施例中采用的第一个移相滤波处理H_H1(z)的幅频响应和相频响应曲线。

图12是本发明实施例中采用的第二个移相滤波处理H_H2(z)的幅频响应和相频响应曲线。

图13是本发明实施例中 的相频响应曲线。

图14是对本发明实施例基于延时调节控制的仿真所获得的耦合变压器副边从短路到接入逆变电压时的输入脉宽调制处理的参考信号波形。

图15是对本发明实施例基于延时调节控制的仿真所获得的耦合变压器副边从短路到接入逆变电压时的输出端电压波形。

图16是对本发明实施例基于延时调节控制的仿真所获得的耦合变压器副边从短路到接入逆变电压时的输出端电流波形。

图17是对本发明实施例基于延时调节控制的仿真所获得的耦合变压器副边从短路到接入逆变电压时的输出端电流中600赫兹纹波成分的有效值变化曲线。

具体实施方式

本发明的一个具体实施例是为降低在500千伏直流输电***中的整流电路加载到输电线路上的低频纹波噪声而设计的。将交流整流为直流的电路如图7所示，其中三相交流母线频率为50赫兹，线电压是382.9千伏；星/三角类型的变压器T1和星/星类型的变压器T2的变比均为345.0千伏∶213.5千伏，额定容量603.7兆伏安，短路阻抗的标么值为0.18；采用一个由12只可控硅构成的整流桥T实现12脉冲整流电路，导通控制角取5度，输出的直流电压约500千伏。该整流电路产生的电压主要包含600、1200、1800、2400赫兹的低频纹波，该电压将输入本发明的有源电力滤波***。

本发明有源电力滤波方法及其***的实施例的输出负载如图8所示。在图8中包括一条200公里的输电线路，输电线采用距离地面50米、间距0.46米的双***导线，正上方高8米是防雷地线，大地作为回路电极。输电线另一端有L1＝0.597亨的平波电抗器，R1＝250欧负载电阻，以及由三个电容(C1＝0.84微法，C2＝3.0微法，C3＝0.209微法)、两个电感(L2＝0.84毫亨，L3＝0.336亨)和两个电阻(R2＝10千欧，R3＝6.3欧)构成的无源滤波电路。

本发明有源电力滤波方法及其***的实施例当采用常数赋值获得电阻控制参数p_k和电抗控制参数q_k时的电路框图如图4中所示，当采用比例积分微分控制或者延时调节控制时的电路框图如图6所示。由于关心的纹波频点是600、1200、1800、2400赫兹，所以m＝4，f₁＝600Hz，f₂＝1200Hz，f₃＝1800Hz，f₄＝2400Hz。图4和图6中，输入线路一端串入的平波电抗器L_s取0.2亨；与耦合变压器原边串联后再一起并联在输出端口的无源滤波装置采用如图9所示的单调谐电路，其中电容C_C＝1.0微法，电感L_C＝0.0312亨，谐振频率为900赫兹，显然无源滤波装置相对直流是开路状态，直流电压将加载到电容C_C上；耦合变压器的变比为20干伏：10千伏，即n＝2，耦合变压器的短路阻抗相对其它电路参数可以忽略不计；一个输出U_d＝5.0千伏的直流电源经过由4支IGBT以及与IGBT反向并联的4支二极管构成的单相电压型逆变电路接入耦合变压器的副边。耦合变压器的变比n和直流电源电压U_d的乘积为n·U_d＝10.0千伏，大于耦合变压器副边短路时滤波电路输出端口在关心频率范围内的纹波电压的最大幅值(约3千伏)。

在本发明实施例中，控制方法的第一步先通过电流互感器测量出并联滤波支路电流，单位取千安。由于实施例中的带通滤波、加权求和、移相滤波处理以及求和获取脉宽调制参考波的过程均采用数字方式实现，所以测量过程还包括对获得的连续测量信号进行采样的处理，采样频率取20千赫兹，得到离散的滤波支路电流信号i_APF(n)。而后，i_APF(n)输入到分别对应600、1200、1800、2400赫兹的四个带通数字滤波器，它们的Z变换表示的传递函数形式分别为：

$H_{f1}\left(z\right)=\frac{0.0055900155\·(1-z^{-2})}{1-1.9535925\·z^{-1}+0.98881997.z^{-2}}$

$H_{f2}\left(z\right)=\frac{0.0073086810\·(1-z^{-2})}{1-1.8459621\·z^{-1}+0.98538264\·z^{-2}}$

$H_{f3}\left(z\right)=\frac{0.0053297099\·(1-z^{-2})}{1-1.6796558\·z^{-1}+0.98934058\·z^{-2}}$

$H_{f4}\left(z\right)=\frac{0.0067989292\·(1-z^{-2})}{1-1.4480248\·z^{-1}+0.98640214\·z^{-2}}$

H_f1(z)、H_f2(z)、H_f3(z)和H_f4(z)四个带通滤波器的幅频响应曲线分别如图10中(a)、(b)、(c)和(d)所示。对滤波处理后得到的分别对应600、1200、1800、2400赫兹的纹波成分i₁、i₂、i₃和i₄进行两组加权求和，得到第一个加权求和电流信号i_sum1＝a₁·i₁+a₂·i₂+a₃·i₃+a₄·i₄和第二个加权求和电流信号i_sum2＝b₁·i₁+b₂·i₂+b₃·i₃+b₄·i₄。

当采用常数赋值控制获得电阻控制参数p_k和电抗控制参数q_k时，忽略耦合变压器的阻抗，依据无源滤波器在600、1200、1800、2400赫兹的阻抗j(-147.64)、j102.61、j264.44、j404.17，通过图4中的可调直流信号产生电路将电阻控制参数p_k和电抗控制参数q_k设置为如下常数：

p₁＝p₂＝p₃＝p₄＝0.0：

q₁＝147.64；q₂＝-102.61；q₃＝-264.44；q₄＝-404.17。

采用比例积分微分控制或者延时调节控制获得电阻控制参数p_k和电抗控制参数q_k时，首先需要测量并联滤波支路的电压u_APF和并联滤波支路电流i_APF。再对u_APF进行傅立叶变换，获得滤波支路电压u_APF在600、1200、1800、2400赫兹的纹波有效值U_f1、U_f2、U_f3、U_f4和纹波相位_uf1、_uf2、_uf3、_uf4；同时，对i_APF进行傅立叶变换，获得滤波支路电流i_APF在600、1200、1800、2400赫兹的纹波有效值I_f1、I_f2、I_f3、I_f4和纹波相位_if1、_if2、_if3、_if4。而后按照如下公式计算滤波支路分别在600、1200、1800、2400赫兹的支路阻抗：

其中，k＝1，2，3，4。

实施例如果采用比例积分微分控制可以将R_k和X_k输入具有如下传递函数形式的比例积分微分控制电路：

$H_{\mathrm{PlD}}\left(s\right)=-(0.5+\frac{90}{s})\·\frac{1}{1+0.01s}$

并输出得到电阻控制参数p_k和电抗控制参数q_k。

实施例如果采用延时调节控制，则控制***当检测滤波支路的600、1200、1800、2400赫兹纹波电流成分占总纹波电流的80％以上时，判断主电路不处于过渡过程。测量的滤波支路阻抗经过离散化后，可以采用当前值或者当前值与所存储的前一组离散值的差分数据经过加权求和的结果作为反馈控制调节量。但本实施例为简单起见，采用了形式为-0.8·R_k和-0.8·X_k(k＝1，2，3，4)的一个比例项作为反馈控制调节量。当主电路和滤波支路不处于过渡过程时，每隔0.01秒该调节量与当前的电阻控制参数p_k0和电抗控制参数q_k0求和，得到新输出的电阻控制参数p_k和电抗控制参数q_k，即：

$\left\{\begin{array}{c}{p}_k=p_{k0}-0.8\·R_k\\ q_k=q_{k0}-0.8\·X_k\end{array},(k=\mathrm{1,2,3,4})\right.$

如果t₀是控制起动时刻，则初始状态将电阻控制参数p_k和电抗控制参数q_k设置为常数赋值控制中所估算的参数结果，即：

p₁(t₀)＝p₂(t₀)＝p₃(t₀)＝p₄(t₀)＝0.0；

q₁(t₀)＝147.64；q₂(t₀)＝-102.61；q₃(t₀)＝-264.44；q₄(t₀)＝-404.17。

采用常数赋值控制、或者比例积分微分控制、或者延时调节控制获得电阻控制参数p_k和电抗控制参数q_k后，再按照图5所示电路实现如下表达公式的解耦处理，从而得到频域解耦加权系数a_k和b_k(k＝1，2，3，4)：

$\left(\begin{array}{c}{a}_k\\ b_k\end{array}\right)=\frac{A_{\mathrm{\Δ}}}{A_k\·A_H\·n\·U_d}\·\begin{array}{c}\left(\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}_k& \sin {\mathrm{\θ}}_k\\ -\sin {\mathrm{\θ}}_k& \cos {\mathrm{\θ}}_k\end{array}\right)\·\left(\begin{array}{c}{p}_k\\ q_k\end{array}\right),(k=\mathrm{1,2,3,4})\end{array}$

其中，调制三角波幅值A_Δ＝5.0；带通滤波增益A_k＝1.0(k＝1，2，3，4)；移相滤波处理的增益A_H＝1.0；耦合变压器变比n＝2.0；直流电源电压U_d＝5.0；从测量滤波支路电流到耦合变压器原边输出受控电压的总相移在600、1200、1800、2400赫兹分别取：θ₁＝-0.36828弧度，θ₂＝-1.89014弧度，θ₃＝-2.84317弧度，θ₄＝-3.54499弧度。于是，按照上述的参数，通过图5中的可调直流信号产生电路产生数值为 $\frac{A_{\mathrm{\Δ}}}{A_k\·A_H{\·n\·U}_d}\·\cos {\mathrm{\θ}}_k$ 和 $\frac{A_{\mathrm{\Δ}}}{A_k\·A_H{\·n\·U}_d}\·\sin {\mathrm{\θ}}_k$ 的两个常信号，输入的p_k和q_k再通过四个乘法器、一个加法器和一个减法器，最后输出得到频域解耦加权系数a_k和b_k。

加权求和电流信号i_sum1和i_sum2分别经过传递函数分别为H_H1(z)和H_H2(z)的两个移相滤波处理后得到移相滤波信号i_hb1和i_hb2。H_H1(z)和H_H2(z)的形式分别为：

$H_{H1}\left(z\right)=\frac{0.14677965-1.00149913\·z^{-1}+1.83187525\·z^{-2}-z^{-3}}{1-1.83187525\·z^{-1}+1.00149913\·z^{-2}-0.14677965\·z^{-3}}$

$H_{H2}\left(z\right)=\frac{-0.13884066+0.17122666\·z^{-1}+0.93626531\·z^{-2}-1.96496093\·z^{-3}+z^{-4}}{1-1.96496093\·z^{-1}+0.93626531\·z^{-2}+0.17122666\·z^{-3}-0.13884066\·z^{-4}}$

由图11和图12的移相滤波处理H_H1(z)和H_H2(z)的幅频响应和相频响应曲线可见，两个移相滤波处理对输入信号的幅频增益均为A_H＝1.0。由图13的

的相频响应曲线可见，在关心的500～3000赫兹频域范围内， 的相位为90.00±0.02度。再对移相滤波信号i_hb1和i_hb2求和得到脉宽调制用的参考波信号i_ref，即i_ref＝i_hb1+i_hb2。脉宽调制采用参考波和调制三角波的比较电路实现。调制三角波发生电路产生频率为10千赫兹，最大幅值为A_Δ＝5.0的调制三角波。如果参考波信号i_ref幅值大于调制三角波的当前幅值，则脉宽调制输出信号经过脉冲驱动电路后将控制逆变电路在耦合变压器副边加载+U_d的电压(以图4和图6中的标注为正电压方向)；如果参考波信号i_ref幅值小于调制三角波的当前幅值，则脉宽调制输出信号经过脉冲驱动电路后将控制逆变电路在耦合变压器副边加载-U_d的电压。

基于本发明有源电力滤波方法及其***的实施例进行了仿真计算。这里仅仅给出基于延时调节控制所获得的仿真结果。在开始的0.4秒钟内，耦合变压器副边短路，控制不起作用。在0.4秒之后，单相电压型逆变电路接入耦合变压器副边，本发明方法开始工作。图14给出了从0.38秒到0.50秒的输入脉宽调制的参考信号i_ref的波形，参考信号i_ref幅值没有超过调制三角波的最大幅值A_Δ。从图15的输出端电压波形和图16的输出端电流波形可见，耦合变压器副边短路时输出端电压和电流包含明显的低频纹波，本发明的方法启动0.05秒后，低频纹波明显消除。进一步的频谱分析能够更清楚地说明低频纹波被抑制的效果。图17给出了输出端电流中的600赫兹纹波成分的有效值的变化曲线，1200、1800和2400赫兹纹波成分的滤除效果与之类似。值得指出的是，本发明有源电力滤波方法及其***旨在消除低频纹波，但会同时引入电力电子器件开关造成的调制频率的噪声，图15和16也反映出这点。然而在抑制了低频纹波后，高频噪声通过一些简单的滤波电路即可消除。

Claims (5)

1、有直流源的支路阻抗解耦控制的有源电力滤波方法含有带通滤波处理实现频域控制的解耦方法，其特征在于：该方法是一种利用带通滤波实现频域控制的解耦，又基于相移互差90°的两个移相滤波处理来构成滤波支路电阻和电抗的解耦控制，通过调节滤波支路在需要滤波的纹波频点的总阻抗等于零或者趋近于零，从而实现对该频点纹波滤除的方法，该方法依次含有如下步骤：

第1步：测量出并联滤波支路中的电流信号i_APF；

第2步：将测量得到的电流信号i_APF输入一组通带频点分别为f₁、f₂、…、f_m的带通滤波处理，得到一组包含不同频率纹波成分的纹波电流信号i₁、i₂、…、i_m；其中，f₁、f₂、…、f_m是需要滤除的低频纹波的m个组成频率，m是一个正整数，每个带通滤波处理在其通带频点f_i具有最高幅值增益A_i，其中i＝1，2，…，m，而该带通滤波处理对其它纹波频率信号的衰减率大于控制***实现频域解耦的临界阈值；

第3步：将滤波得到的纹波电流信号i₁、i₂、…、i_m分别乘以频域解耦加权系数a₁、a₂、…、a_m，然后求和得到第一个加权求和电流信号i_sum1，即i_sum1＝a₁·i₁+a₂·i₂+…+a_m·i_m；同时，将滤波得到的纹波电流信号i₁、i₂、…、i_m分别乘以频域解耦加权系数b₁、b₂、…、b_m，然后求和得到第二个加权求和电流信号i_sum2，即i_sum2＝b₁·i₁+b₂·i₂+…+b_m·i_m；上述的频域解耦加权系数的计算步骤如下：

第3-1步：测量出并联滤波支路两端的电压信号u_APF和并联滤波支路中的电流信号i_APF；

第3-2步：由测量得到的电压信号u_APF和电流信号i_APF计算出滤波支路分别在频点f₁、f₂、…、f_m的阻抗R₁+jX₁、R₂+jX₂、…、R_m+jX_m；其中，R₁、R₂、…、R_m是支路阻抗的电阻部分，X₁、X₂、…、X_m是支路阻抗的电抗部分；

第3-3步：依据滤波支路的阻抗，经过参数的调节控制得到一组电阻控制参数p₁、p₂、…、p_m和一组电抗控制参数q₁、q₂、…、q_m；

第3-4步：将获得的电阻控制参数p_i和电抗控制参数q_i按照如下公式进行解耦处理，并得到频域解耦加权系数a_i和b_i：

$\left(\begin{array}{c}{a}_i\\ b_i\end{array}\right)=\frac{A_A}{A_i\·A_H\·\·U_d}\·\left(\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}_i& \sin {\mathrm{\θ}}_i\\ -\sin {\mathrm{\θ}}_i& \cos {\mathrm{\θ}}_i\end{array}\right)\·\left(\begin{array}{c}{p}_i\\ q_i\end{array}\right);$

其中，i＝1，2，…，m，A_Δ是脉宽调制处理采用的调制信号幅值，A_i是前述第2步中通带频点为f_i的带通滤波处理的最高幅值增益，n是耦合变压器的变比，U_d是为单相电压型逆变电路供电的直流电源的输出电压，θ_i是从电流信号i_APF的测量过程，经过带通滤波处理、加权求和、第一个移相滤波处理、求和、脉宽调制、脉冲驱动、电压逆变和变压器耦合的一系列处理，到获得耦合变压器原边受控电压的整个过程在f_i频点的总相移；

第4步：将上述第3步获得的第一个加权求和电流信号i_sum1经过第一个移相滤波处理后，得到第一个移相滤波信号i_hb1；同时，将上述第3步获得的第二个加权求和电流信号i_sum2经过第二个移相滤波处理后，得到第二个移相滤波信号i_hb2；如果第一和第二个移相滤波处理的传递函数分别用H_H1(s)和H_H2(s)表示，则在需要滤波的纹波频带内，这两个移相滤波处理的传递函数特性满足如下关系：

$\left\{\begin{array}{c}\left|H_{H1}\left(j2\mathrm{\πf}\right)\right|=\left|H_{H2}\left(j2\mathrm{\πf}\right)\right|=A\\ \frac{H_{H2}\left(j2\mathrm{\πf}\right)}{H_{H2}\left(j2\mathrm{\πf}\right)}=j\end{array}\right.$

其中，f是需要滤波的纹波频带内的频率，而且f＞0；A_H是任意正常数。上述传递函数特性的误差小于依据控制精度要求所设定的误差阈值；

第5步：将上述第一和第二个移相滤波信号i_hb1和i_hb2求和得到脉宽调制用的参考波信号i_ref，即i_ref＝i_hb1+i_hb2；

第6步：将参考信号i_ref进行脉宽调制处理后获得一组方波脉冲信号；方波脉冲信号的路数等于单相电压型逆变电路中受控的电力电子器件数目，脉宽调制处理的脉冲发生频率大于需要滤波的纹波频带上限的2倍，由这组方波脉冲信号控制的单相电压型逆变电路所输出的电压脉冲的占空比满足下式：

其中的A_Δ是脉宽调制处理采用的调制信号幅值，取任意正数值；

第7步：将上述第6步获得的方波脉冲信号进行功率放大后去驱动单相电压型逆变电路中的电力电子器件，用以改变具有直流电源供电的单相电压型逆变电路输出的电压脉冲的占空比，并且使该电压脉冲的占空比满足第6步的要求；

第8步：将上述电压脉冲加载到耦合变压器副边，并通过耦合变压器原边作用于和无源滤波装置串联所构成的滤波支路，用以在与该滤波支路相并联的电路输出端口得到低频纹波被滤波后的电压和电流输出信号。

2、根据权利要求1所述的有直流源的支路阻抗解耦控制的有源电力滤波方法，其特征在于：在所述的第3步的频域解耦加权系数的计算过程的第3-3步中，参数的调节控制是通过常数赋值控制实现的，它根据耦合变压器副边短路时滤波支路在频点f₁、f₂、…、f_m的阻抗值R₁₀+jX₁₀、R₂₀+jX₂₀、…、R_m0+jX_m0，按照如下公式对电阻控制参数p_i和电抗控制参数q_i赋值：

$\left\{\begin{array}{c}{p}_i=-R_{i0}\\ q_i=-X_{i0}\end{array}\right.$

其中，i＝1，2，…，m。

3、根据权利要求1所述的有直流源的支路阻抗解耦控制的有源电力滤波方法，其特征在于：在所述的第3步的频域解耦加权系数的计算过程的第3-3步中，参数的调节控制是通过比例积分微分控制实现的，它将计算得到的滤波支路电阻R_i和电抗X_i作为输入，经过比例、积分、微分、惯性或者求和处理过程，以使***基于f_i频点的滤波支路电阻和电抗构成负反馈控制，输出得到电阻控制参数p_i和电抗控制参数q_i，其中i＝1，2，…，m。

4、根据权利要求1所述的有直流源的支路阻抗解耦控制的有源电力滤波方法，其特征在于：在所述的第3步的频域解耦加权系数的计算过程的第3-3步中，参数的调节控制是通过延时调节控制实现的，它将计算得到的滤波支路电阻R_i和电抗X_i作为输入，在离散化后经过比例、差分、存储或者求和处理过程，用以获得分别对应f_i频点的滤波支路电阻和电抗的一组负反馈控制调节量，并当滤波支路需要滤波的纹波频点的纹波电流占总纹波量的比例超过设定值时，该设定值的取值在0.0～1.0范围内，再将这组控制调节量以一定的时间间隔分别与当前的电阻控制参数pi和电抗控制参数q_i求和，获得新输出的电阻控制参数p_i和电抗控制参数q_i，其中i＝1，2，…，m。

5、根据权利要求1所述的有直流源的支路阻抗解耦控制的有源电力滤波方法而提出的有源电力滤波***含有有源电力滤波电路，其特征在于该***包含如下部分：

有源电力滤波电路，它含有：串接在包含纹波噪声的直流电压输入信号的入端线路上的平波电抗器；由用以承担直流电压的无源滤波装置和耦合变压器的原边串联所构成的并联在输出端口的平波电抗器和回路电极之间的滤波支路；输出接入到耦合变压器副边的单相电压型逆变电路；输出接入到单相电压型逆变电路输入端的直流电源；

安装在滤波支路上的电流互感器；

安装在滤波支路两端之间的电压互感器；

依次与电流互感器的测量输出端串接的一组带通滤波器、由乘法器和加法器构成的加权求和电路、第一和第二个移相滤波器、加法器以及脉宽调制电路；

频域解耦加权系数计算电路，包括：以电压互感器和电流互感器测量获得的滤波支路电压和电流信号作为输入的一组分别对应f₁、f₂、…、f_m频点的支路电阻计算电路和支路电抗计算电路，以及参数的调节控制电路和解耦处理电路；

脉冲驱动电路，其输入端与上述脉宽调制部分输出的脉冲信号相连接，而其输出端则与单相电压型逆变电路的触发控制端相连接；

在上述的有源电力滤波***中，耦合变压器的变比n和直流电源输出电压U_d满足n×U_d大于耦合变压器副边短路时输出端口在需要滤波的纹波频带内的纹波电压的最大幅值，其中n＞0，U_d＞0。

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