CN1223066A - 镇流器 - Google Patents

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Abstract

一种紧凑型荧光灯,在该荧光灯中由双向可控硅调光器控制照度水平。通过由至少一个电阻和至少一个电容器的串联组合构成跨接在紧凑型荧光灯的电磁干扰滤波器的输出端上的缓冲器,可避免双向可控硅调光器的过早截止。缓冲器衰减在紧凑型荧光灯内产生的振荡,从而供给紧凑型荧光灯足够的电功率,以在整个荧光灯的调光范围内维持双向可控硅调光器的导通。

Description

镇流器
本发明涉及向带有双向可控硅调光器的灯提供电功率的镇流器，该镇流器包括：
电磁干扰滤波器，带有输入端和输出端，在工作期间输入端与双向可控硅调光器耦合；
整流器，与滤波器的输出端耦合。
本发明还涉及紧凑型荧光灯。
双向可控硅调光镇流器控制提供的电功率量，从而控制由荧光灯产生的照度水平。常规双向可控硅调光镇流器，例如，在美国专利No.4392086中披露的常规双向可控硅调光镇流器，它不包括电磁干扰(EMI)滤波器。EMI滤波器滤除由镇流器产生的谐波。当镇流器被设定成高调光电平时，特别是在双向可控硅工作期间，这些谐波可比预定时间更早地使由镇流器拉出的电流下降至零。从而导致双向可控硅的过早截止。由于这种双向可控硅的过早截止，对于主电压的半周期60赫兹(Hz)的有效部分，镇流器不能拉出电流。使灯不能达到期望的照度水平。
另一种常规的紧凑型荧光灯，例如在美国专利No.5313142中披露的那种荧光灯，它包括EMI滤波器，但当耦接双向可控硅时，由于镇流器产生的谐波，而在防止双向可控硅的过早截止方面无效。在不超出空间要求的情况下，在紧凑型荧光灯内的元件尺寸和数量的限制使其很难有效地滤除这些谐波。
因此，期望提供改进的紧凑型荧光灯，通过使用双向可控硅调光器能够设定其照度水平。该改进的紧凑型荧光灯应该有效地滤除在其中产生的谐波，以便在设置高调光电平时预防双向可控硅调光器的过早截止。
一般来说，按照本发明的第一方案，控制供给灯的电功率量的装置包括双向可控硅调光器和镇流器。镇流器包括带有输入端和输出端的电磁干扰滤波器，输入端与双向可控硅调光器耦合。镇流器还包括缓冲器和整流器。缓冲器有跨接在滤波器输出端上的串联连接的至少一个电阻和至少一个电容器。整流器与滤波器的输出端耦合。缓冲器充分衰减在镇流器内特别是在双向可控硅调光器导通期间产生的谐波，从而使双向可控硅不被过早地截止。灯负载与整流器的输出端耦合，用于把电功率提供给灯负载。
通过设置包括跨接在滤波器输出端上的串联连接的至少一个电阻和至少一个电容器的较简单的缓冲器，能够满足在紧凑型荧光灯内的镇流器所要求的元件尺寸和数量两方面的限制。通过衰减在镇流器内产生的谐波(即振荡)，缓冲器维持双向可控硅导通。因此，对于主电压半周期60赫兹(Hz)的有效部分，镇流器拉出电流。从而可达到灯照度的期望水平。
按照本发明的另一方案，该装置包括双向可控硅调光器和紧凑型荧光灯。紧凑型荧光灯包括带有输入端和输出端的电磁干扰滤波器，输入端与双向可控硅调光器耦合。紧凑型荧光灯还包括缓冲器、整流器和灯负载。缓冲器有跨接在滤波器输出端上串联连接的至少一个电阻和至少一个电容器。整流器耦合滤波器的输出端。灯负载与整流器的输出端耦合。缓冲器衰减在紧凑型荧光灯内产生的谐波，否则该谐波会使双向可控硅调光器过早地截止。
按照本发明的第三方案，控制紧凑型荧光灯的方法包括调整双向可控硅调光器切入(cut-in)角的步骤，以使紧凑型荧光灯达到相应的期望照度水平；根据双向可控硅调光器的切入角，通过双向可控硅调光器把电功率提供给紧凑型荧光灯的电磁干扰滤波器；通过电磁干扰滤波器滤除由紧凑型荧光灯产生的谐波；和通过由至少一个电阻和至少一个电容器的串联组合形成的跨接在电磁干扰滤波器输出端上的缓冲器，随着双向可控硅调光器首先导通，衰减由紧凑型荧光灯产生的振荡。从而由紧凑型荧光灯拉出足够的电功率，避免双向可控硅调光器过早地截止。
该方法还包括把根据双向可控硅切入角的调光信号提供给驱动控制器，其中驱动控制器控制紧凑型荧光灯的照度水平。该方法还包括在大约最小功率因数下控制紧凑型荧光灯，以便一旦双向可控硅导通就维持双向可控硅的导通。
因此，本发明的目的在于提供不过早地截止双向可控硅调光器的改进的可调光双向可控硅紧凑型荧光灯。
本发明的另一目的在于提供能够在高调光电平下可维持双向可控硅导通的改进的可调光双向可控硅紧凑型荧光灯。
本发明的再一目的在于提供使有效地衰减灯内产生的谐波所需要的元件数量和元件尺寸最小化的改进的可调光双向可控硅紧凑型荧光灯。
从说明书中将使本发明的其它目的和优点更明确和更明显。
为了更好地理解本发明，应该参照结合下列附图的说明，其中：
图1是本发明的双向可控硅可调光紧凑型荧光灯的方框图；
图2是图1所示的双向可控硅调光器的示意图；
图3是紧凑型荧光灯的示意图；
图4是用作图3的驱动控制电路的集成电路的逻辑方框图；和
图5是图3所示的施密特触发器的示意图。
如图1所示，由A.C.电源20表示的A.C.电源线通过双向可控硅调光器30对紧凑型荧光灯10供电。紧凑型荧光灯10包括衰减电磁干扰(EMI)滤波器40，辅助电源45，整流器/电压倍增器50，调光接口55，变换器60，驱动控制电路65，负载70和功率反馈电路90。作为CFL10镇流器输出端的变换器60的输出端连接负载70。负载70包括灯85和由变压器T的初级绕组75和多个电容器80、81及82形成的调谐电路。衰减EMI滤波器40充分地衰减由变换器60产生的谐波(即振荡)。整流器/电压倍增器50对A.C.电源20提供的正弦电压整流，产生带有升高波纹的D.C.电压，并把大致恒定的D.C.电压提供给变换器60。除了灯负载70以外的紧凑型荧光灯10的那些部分都接在一起，形成称为对灯负载70供电的镇流器。
在根据期望的照度水平改变转换频率时，由驱动控制电路65驱动变换器60。由变换器60将D.C.电压转换成供给负载70的方波电压波形。通过分别减小和增加该方波电压波形的频率，能够增加和减小灯照度水平。
由双向可控硅调光器30设定灯照度的期望水平，并通过调光接口55连通驱动控制电路65。功率反馈电路90把来自调谐电路的一部分功率反馈给电压倍增器，由此在点火后产生维持双向可控硅导通所需的最小功率因数补偿。辅助电源45把电功率提供给驱动控制器65，以便当满足负载要求下变换器60的干线电压暂时下降时，将电功率补充给驱动控制器65。
如图2所示，双向可控硅调光器30通过一对线21和22跨接在A.C.电源20上。双向可控硅调光器30包括通过电感32和可变电阻33的串联组合充电的电容器31。双向击穿二极管34与双向可控硅35的门电路连接。当电容器31上的电压达到双向击穿二极管34的击穿电压时，双向可控硅35点火。将电流(即双向可控硅35的锁存电流(latching current))通过电感器32和双向可控硅35提供给CFL10。在60Hz的末端，1/2波周期，双向可控硅35中的电流水平下降到其保持电流(即维持双向可控硅35导通所需的最小阳极电流)以下。双向可控硅35截止。可通过改变可变电阻器33的电阻来调整点火角，即在双向可控硅35首先导通时0至180度之间的角。可变电阻器33可以是分压器，但并不限于此。用双向击穿二极管34的击穿电压限定最大点火角。电感器32限定di/dt升高和下降的时间。电容器36作为缓冲器，特别是当双向可控硅35和CFL10之间的布线长度过长时可防止闪烁。由与这种长布线相关的电感和寄生电容引起的谐波被电容器36旁路。因此，双向可控硅电流的水平和双向可控硅36的工作不受双向可控硅35和CFL10之间布线长度的影响。可避免通过这种谐波造成的灯85的闪烁。
双向可控硅调光器30有由CFL10限定的/与CFL10有关的两个最小调光置位。第一最小调光置位(即，最小接通调光置位)是能够接通灯85的最低调光置位。其切入角大于最小接通调光置位时的切入角的第二最小调光置位(即，最小的稳定状态的调光置位)在灯85达到其稳定状态工作后可以移开。为了确保无闪烁的工作，在最小接通调光置位预热期间由CFL10拉出的电功率必须大于在最小接通和最小稳定状态之间的置位时稳定状态工作期间所拉出的电功率。带有双向可控硅调光器30的CFL10在预热期间处于最小接通调光置位时将比预热后的情况拉出更多的电流，从而CFL10能够完成预热工作和在稳定状态模式下工作。
如图3所示，衰减EMI滤波器40包括电感器41，一对电容器42和43以及电阻44。形成缓冲器的电阻44和电容器43串联跨接在衰减EMI滤波器的输出端上。当双向可控硅35接通时，该缓冲器衰减由EMI滤波器40产生的振荡。如果不用电阻44和电容器43构成的缓冲器进行衰减，那么这些振荡将使通过双向可控硅35的电流流下降至其保持电流以下，导致双向可控硅35被截止。电阻44和电容器43还提供通路，以避免由60Hz滤波器40的功率的大的消耗。
形成级联半波电压倍增整流器的整流器和电压倍增器包括一对二极管D1和D2以及一对电容器53和54。二极管D1和D2整流由衰减EMI滤波器提供的正弦电压，产生带有波纹的D.C.电压。电容器53和54一起作为缓冲电容器，使整流的正弦电压升高为基本恒定的D.C.电压，该D.C.电压提供给变换器60。
电容器51和一对二极管D3和D4从调谐电路提供高频功率反馈信号，调谐电路将在下文中讨论。高频功率反馈信号在60Hz波形的正半周期间的导通状态和非导通状态之间切换二极管D1和D3。同样，高频功率反馈信号在60Hz波形的负半周期间的导通状态和非导通状态之间切换二极管D2和D4。由调谐电路(即绕组75和电容器80、81及82)派生的反馈功率将通过双向可控硅35的电流水平保持在其保持电流之上。在60Hz、1/2周期(即约大于0.5微秒)的主要(substantial)部分期间能够维持双向可控硅35的导通。
调光接口55在EMI滤波器40的输出端和驱动控制电路65之间提供接口。双向可控硅35点火时的角度，即切入角，表示期望的照度水平。调光接口55将切入角转换(即转换双向可控硅35的导通脉冲宽度)为成比例的平均整流电压(即调光信号)，该电压与驱动控制电路65中集成电路(IC109)的DIM管脚兼容并提供给该管脚。
调光接口55包括多个电阻56、57、58、59和61；电容器62、63和64；二极管66和齐纳二极管67。IC109参照电路的地电位。但是，提供给IC109的DIM管脚的由调光接口55采样的电压被偏移-DC分量。该DC分量等于电压倍增器的缓冲电容器电压，也就是跨接在电容器54上的电压的一半。电容器62滤除该DC分量。电容器62的尺寸较大以容纳线频率。一对电阻56和57形成分压器，该分压器与齐纳二极管67一起确定在产生调光信号中施加的比例因数。电阻56和57还提供电容器62的放电通路。施加在DIM管脚上的平均整流电压被齐纳二极管67的齐纳电压所降低。因此，齐纳二极管67限定施加在DIM管脚上的最大平均整流电压(对应于最大(full)光输出)。不同双向可控硅调光器的最小切入角中的差引起的最大平均整流电压的变化由齐纳二极管67限定在能够易于用IC109译码(interpreted)的电压范围内。换句话说，相对于调光信号的最大电平，齐纳二极管67能够使切入角最小(例如，25-30度)。
齐纳二极管67还限定了60Hz波形的正半周期间双向可控硅35的最大点火(切入)角(例如，约150度)。依据由电阻56和57以及齐纳二极管67的击穿电压选择的值，调整点火角。在某个点火角以上(例如，约150度以上)，总线101的干线电压过低，以致不能对电源IC109的管脚VDD上产生足够大的电压。因此，变换器60不能工作，灯85未点燃。
大多数双向可控硅调光器有相应于最大光输出的25至30度的最小点火(切入)角。在这些小切入角时，将最大平均整流电压施加在电容器64上。多个电阻56、57、58和59以及齐纳二极管67影响调光曲线，特别是决定了在供给灯85最大光输出时的最大点火角。也就是说，根据所选择的双向可控硅35的点火角，电阻56、57、58和59以及齐纳二极管67确定由IC109的DIM管脚读出的平均整流电压。由电阻61和电容器64提供用于平均整流电压的电路。电容器63滤除施加于电阻61和电容器64上的信号的高频成分。
在60Hz波形的负半周期间，二极管66把在平均电路上(电阻61，电容器64)施加的负电压限定为二极管电压降(例如，约0.7伏)。在另一供选择的实施例中，可用齐纳二极管66替换二极管66，以改进调整率。齐纳二极管66将箝位施加于DIM管脚上的电压，以便能够根据电压的占空因数而不是平均整流电压确定期望的亮度级。例如，当相对于灯85的最大光输出把切入角设定为约30度时，占空因数应该相应地小于50％。随着切入角增加，为了降低灯85的光输出，应该减小占空因数。
变换器60被构成半桥式，它包括B+(干线)总线101，返回总线102(即电路地电位)，在总线101和总线102之间串联连接的一对开关(例如，功率MOSFET)100和112。开关100和112在接点110上连接在一起，共同被确认为形成推挽式输出电路配置。作为开关100和112的MOSFET分别有一对栅极G1和G2。一对电容器115和118连接在接点116上，并串联连接在接点110和总线102之间。齐纳二极管121与电容器118并联连接。在IC109的管脚VDD和总线102之间连接二极管123。
绕组75、电容器80、电容器81和隔直流电容器126一起连接在接点170上。变压器T的一对次级绕组76和77耦合初级绕组75，用于施加跨接在灯85的灯丝上的电压，在预热工作期间和按小于最大光输出控制灯负载85时调整后者。电容器80、82、118、齐纳二极管121、开关112和电阻153都连接电路地电位。灯85、电阻153和电阻168在接点88上连接在一起。一对电阻173和174串联连接在接点175、连接灯85和电容器126的接点之间。电容器81和82串联连接，并连接在接点83上。整流器的电容器51和电压倍增器50连接在接点83上。电阻177连接在接点175和电路地电位之间。电容器179连接在接点175和接点184之间。二极管182连接在接点184和电路地电位之间。二极管180连接在接点184和接点181之间。电容器183连接在接点181和电路地电位之间。
驱动控制电路65包括IC109。IC109包括多根管脚。管脚RIND连接接点185。电容器158连接在接点185和电路地电位之间。一对电阻161和162以及电容器163串联连接在接点185和接点116之间。在管脚RIND上的输入电压反映流过绕组75的电流水平。由跨接在变压器T次级绕组78上的第一采样电压获得流过绕组75的电流。然后，由电阻161和电容器158形成的积分器积分与跨接在绕组75上的电压成比例的采样电压。提供给管脚RIND的积分采样电压表示流过绕组75的电流。通过第一采样然后积分绕组78的电压再现流过绕组75的电流，产生比检测流过谐振电感器电流的常规方法(例如，检测电阻)小得多的功率损耗。否则，由于该电流分离在灯85、谐振电容器80、81、和82以及功率反馈线87之间，所以再现流过绕组75的电流也十分困难。
VDD通过电阻103连接线路22提供用于驱动IC109的启动电压。管脚LI1经电阻168连接在接点88上。管脚LI2经电阻171连接在电路地电位上。输入管脚LI1和LI2的电流之间的差反映流过灯85的检测电流。在经电阻189连接在接点181的管脚VL上的电压反映灯85的峰值电压。通过电阻195和电容器192的并联RC网络以及电阻193和电容器194的串联RC网络，从CRECT管脚的输出端流入电路地电位的电流反映灯85的平均电功率(即灯电流和灯电压的积)。下面更详细说明任选的外部D.C.偏置包括VDD和电阻199的串联组合，该组合产生经电阻195流入电路地电位的电流的D.C.偏置。
电容器192用于提供跨接在电阻195上的已滤波的D.C.电压。电阻156连接在管脚RREF和电路地电位之间，用于设置IC109内的基准电流。在CF管脚和电路地电位之间连接的电容器159设定下面详细说明的电流控制振荡器(CCO)的频率。在管脚和电路地电位之间连接的电容器165被用于如下说明的预热周期和非振荡/备用模式的定时。GND管脚直接连接电路地电位。一对管脚G1和G2分别直接连接开关100和112的栅极G1和G2。直接连接接点110的管脚S1表示在开关100的源极上的电压。管脚FVDD经电容器138连接在接点110上，表示用于IC109的浮动电源电压。
如下是变换器60和驱动控制电路65的工作。最初(即启动期间)，随着电容器157根据电阻103和电容器157的RC时间常数被充电，开关100和112分别处于非导通和导通状态。流入IC109管脚VDD的输入电流在启动相位期间保持低电平(低于500微安)。连接在接点110和管脚FVDD之间的电容器138充电至近似等于VDD的相对恒定的电压，用作开关100的驱动电路的电压电源。当跨接在电容器157上的电压超过电压导通阈值(例如，12伏)时，IC109就进入各工作(振荡/开关)状态，开关100和112在由绕组75和电容器80、81及82确定的谐振频率之上的频率处，来回在其导通的非导通状态之间转换。
一旦变换器60开始振荡，IC109最初进入预热周期(即预热状态)。接点110依据开关100和112的转换状态在约0伏和总线101上的电压之间变化。电容器115和118用于缓慢降低接点110上电压的上升和下降速率，由此降低转换损耗和由变换器60产生的EMI水平。齐纳二极管121在接点116上产生脉动电压，该电压通过二极管123施加在电容器157上。产生供给IC109的管脚VDD的较大的工作电流，例如10-15毫安的电流。电容器126用于隔断施加给灯85的D.C.电压成分。
在预热期间，灯85处于非点火状态，也就是说，在灯85内还没有建立电弧。由电阻156和电容器159以及开关100和112的反向二极管导通时间设定约100kHz的IC109的初始工作频率。IC109按设定在IC内部的速率降低工作频率。频率持续下降，直至跨接在由电阻161和电容器158形成的RC积分器上的峰值电压在RIND管脚上被检测为等于-0.4伏(即负峰值电压等于0.4伏)。调整开关100和112的转换频率，以保持由RIND管脚检测的电压等于-0.4伏，该电压在接点110上产生约80-85kHz的相对恒定的频率(定义为预热频率)。相对恒定的RMS电流流过绕组75，通过耦合到绕组76和77上，允许灯85的灯丝(即阴极)被充分地预置以随后进行灯85的点火，并维护灯的长寿命。由电容器165设定预热周期的持续时间。当电容器165的值为零时(即打开)，未有效地进行灯丝的预热，不能使灯85瞬间开始工作。
在预热工作的末端，由于由电容器165来确定，所以管脚VL假设为低逻辑电平。管脚VL在预热期间为高逻辑电平。IC109此时从其预热时的转换频率按设定在IC109内部的速率朝向无负载谐振频率(即绕组75和电容器80、81和82在灯85点火前的谐振频率，例如60kHz)向下开始扫描。随着转换频率接近谐振频率，灯85上的电压迅速上升(例如，600-800伏的峰值)，一般足以使灯85点火。一旦灯被点火，流过的电流从几毫安上升至几百毫安。根据分别与电阻168和171成比例的在其之间的电流差，在管脚LI1和LI2上检测等于灯电流的流过电阻153的电流。利用由二极管182和电容器183构成的峰-峰检测器检测由电阻173、174和177的分压器组件标定的灯85的电压，在接点181上产生与峰-峰灯电压成比例的D.C.电压。把接点181上的电压通过电阻189转换成流入管脚VL的电流。
利用管脚LI1和LI2之间不同的电流在IC109内使流入管脚VL的电流成倍增加，产生从管脚CRECT输出端向电容器192和电阻195的并联RC网络以及电阻193和电容器194的串联RC网络馈送的已整流的A.C.电流。这些并联和串联RC网络将A.C.整流电流转换成与灯85的功率成比例的D.C.电压。通过包含在由IC109内的反馈电路/环，使CRECT管脚上的电压等于DIM管脚上的电压。从而可进行灯85消耗功率的调整。
由DIM管脚上的电压设定灯85期望的照度电平。反馈环包括下面要详细说明的灯电压检测电路和灯电流检测电路。依据该反馈环调整半桥变换器60的转换频率，从而使CRECT管脚电压等于DIM管脚上的电压。CRECT电压在0.5和2.9伏之间变化。无论DIM管脚上的电压上升到2.9伏以上还是下降到0.5伏以下，该电压在内部分别被固定在2.9伏或0.5伏。通过调光的相位角产生供给DIM管脚的信号，在该相位角中，A.C.输入线路电压的一部分相位被截止。通过施加在DIM管脚上的调光接口55，将输入线路电压的切入相位角转换成D.C.信号。
当灯85点火时，CRECT管脚上的电压为零。随着灯电流上升，与灯电压和灯电流的积成比例的CRECT管脚上产生的电流使电容器192和194充电。变换器60的转换频率减小或增加，直至在CRECT管脚上的电压等于DIM管脚上的电压。当将调光水平设定到最大(100％)光输出时，电容器192和194允许充电至2.9伏，因此CRECT管脚电压利用反馈环升至2.9伏。在电压上升期间，后面更详细说明的反馈环被断开。一旦CRECT管脚电压达到约2.9伏，反馈环就接通。同样，当将调光水平设定为最小光输出时，电容器192和194允许充电到0.5伏，从而CRECT管脚电压利用反馈环上升至0.5伏。一般来说，DIM管脚上的0.5伏对应于最大光输出的10％。为了进一步调光降至最大光输出的1％，可以采用由电阻199提供的外部偏置，否则不需要电阻199，以使DIM管脚上的0.5伏对应于最大光输出的1％。当把调光水平设定成最小光输出时，在反馈环接通前，CRECT电容器充电至0.5伏。
配有根据点火调光的常规灯通常出现点火闪烁。在点火后(例如，几秒后)，通过将电源的高电平提供给灯一段较长的和不必要的时期，会产生大约在期望照度水平以上的光闪烁。在该方式中，常规的紧凑型荧光灯点火方法确保了灯的成功点火。而按照本发明，会使点火闪烁最小。点火之后强光条件的持续时间相对于低调光设定很短，并且不期望的光闪烁的视觉影响最小。通过使用反馈环，在点火发生后，降低供给灯85的功率电平从而基本避免点火闪烁。
在汞灯中，当汞齐温度超过预定水平时，灯电压严重下降。汞蒸汽压力下降导致灯电压下降。在这种条件下，灯功率的调整将产生非常高的灯电流，随后使灯电极被破坏，灯寿命被缩短。
按照本发明，通过固定在接点181上的最小电压等于VDD管脚电压减去二极管186的电压降，来维持灯电流的适当水平。由二极管182和电容器183构成的峰-峰检测器检测用电阻173、174和177的分压器组合定标的灯85的电压，在接点181上产生与峰-峰灯电压成比例的D.C.电压。
通过电阻189被转换成流入管脚VL的电流的接点181上的电压维持在不低于VDD管脚电压减去二极管186的电压降。由于IC109调整灯功率，并通过固定采样的灯电压为最小值，所以灯电流被限定在合适的最大值。
设有由变压器T的次级绕组78、电阻162和电容器163形成的辅助电源，以避免闪烁。因管脚VDD上的电压电平下降到功率IC109所需的最小阈值以下，IC109的瞬间截止会造成闪烁。当接通灯85时，CFL10拉出更多的电流，这造成总线101提供的电压瞬间下降。由于管脚VDD上的电压取决于由总线101提供的电压，所以管脚VDD上的电压电平瞬间下降到该最小阈值以下将导致闪烁。
辅助电源补充主电源。由齐纳二极管121构成的主电源对电容器157提供脉动电压以对后者充电。由电容器157设定VDD管脚电压，该电压等于跨接在电容器157上的电压。辅助电源在预热期间之后而非在预热期间提供整流电压，经电阻162、电容器163和二极管123将耦合到绕组78上的该电压施加在管脚VDD上。辅助电源对管脚VDD提供DC偏置，该偏置确保管脚VDD上的电压对功率IC109保持约10伏以上的最小阈值。从而避免因随着灯85被接通而增加的负载导致的灯85产生的光的瞬间中断(即闪烁)。
从接点83沿功率反馈线路87至将二极管D2、D4和电容器51连接在一起的接点，将功率反馈给整流器/电压倍增器50。为了降低整流器/电压倍增器50提供给灯85的过高电压和增加在点火期间和调光条件下的电流量，由调谐电路的电容器81和82表示的电容量已分解在其间。反馈电流仅流过电容器81并取决于电容器81与电容器82之比。电容器81与电容器82之比取决于灯电压(即跨接灯85的电压)与线路电压(即A.C.电源20的电压)之比。
当线路电压为正时，二极管D1和D3导通。当线路电压为负时，二极管D2和D4导通。在主线路电压(即来自A.C.电源20的电压)的各半周期的峰值部分期间，没有来自电容器81的高频反馈作用。也就是说，主线路的各半周期的峰值部分期间的电压大于接点83上的电压，从而由二极管D2和D4隔断反馈给整流器/电压倍增器50的高频部分。
电容器51是隔直电容器，相对于来自电容器81的高频反馈作用电连接连接二极管D1和D3的接点和连接二极管D2和D4的接点。因此，相对于主线路电压的正和负的两个半周期，电容器51确保高频反馈作用相同(即对称)。反馈量依据主线路电压和调光设定而变化。电容器81和82相对于反馈给整流器/电压倍增器50的高频功率有效地与灯85并联。反馈给整流器/电压倍增器50的功率反映跨接在灯85上的电压。
功率反馈电路有助于允许CFL10在功率因数远小于1.0(例如，0.7)下工作。当功率因数约为1.0时，在变换器60和负载70内元件上的应力远大于低功率因数时的应力。功率反馈电路将功率因数上升到足以达到维持双向可控硅35导通所需的约0.7的最小水平。
下面，参照图4,IC109包括功率调整和调光控制电路250。管脚LI1和LI2之间的不同电流施加在有源整流器300上。有源整流器300采用带有内部反馈的放大器而不是采用二极管电桥全波整流A.C.波形，以避免通常与二极管有关的任何电压降。根据有源整流器300的输出，电流源303产生表示流过灯85的电流的整流电流ILDIFF，该电流作为提供给电流倍增器306的两个输入的其中之一。
在预热期间，P沟道MOSFET331导通，N沟道MOSFET332截止，以把VL管脚的电位拉升到管脚VDD的电位。在预热周期(例如，持续时间为1秒)末端，P沟道MOSFET331截止，N沟道MOSFET332导通，以允许功率调整和进行变换器60的调光控制操作。在预热周期后的电流流过VL管脚和N沟道MOSFET332，并由电阻333定标。响应于来自VL管脚的定标电流的电流源(即电流放大器)336产生电流信号IVL。电流箝位电路339限定反馈给倍增器306的其它输入端的电流信号IVL的最大电平。电流源309输出响应于倍增器306的输出的电流ICRECT，该电流反馈给CRECT管脚和误差放大器312的同相输入端。如图3所示，与电阻193和电容器194的串联组合并联的电容器192和电阻195的并联网络将CRECT管脚上的A.C.整流电流转换成D.C.电压。
再次参照图4,DIM管脚上的D.C.电压施加在电压箝位电路315上。电压箝位电路315将CRECT管脚上的电压限定在0.3伏至3.0伏之间。把电压箝位电路315的输出施加在误差放大器312的反相输入端上。误差放大器312的输出控制流过电流源345的电流IDIF的值。电流比较器348将电流IDIF与基准电流IMIN和电流IMOD进行比较，并输出最大幅度的电流信号。由开关电容积分器327控制IMOD电流。由电流比较器348输出的电流提供控制信号，该信号确定在哪个振荡(开关)频率上使VCO318振荡。当灯点火时，CRECT管脚电压和IDIF电流为零。比较器348的输出从IMIN、IDIF和IMOD中选择最大的电流水平这时为IMOD。随着CRECT管脚电压提高到DIM管脚电压，IDIF电流增加。当IDIF电流超过IMOD电流时，比较器348的输出等于IDIF电流。
反馈环以误差放大器312为中心，为使CRECT管脚上的电压等于DIM管脚上的电压，包括在IC109的内部和外部的许多元件。当DIM管脚上的电压低于0.3伏时，0.3伏的D.C.电压就施加在误差放大器312的反相输入端上。当DIM管脚上的电压超过3.0伏时，3.0伏的电压就施加在误差放大器312上。施加在DIM管脚上的电压应该在0.3伏(包括0.3伏)至3.0伏(包括3.0伏)的范围内，以便在灯85的最大和最小亮度级之间达到10∶1的期望比例。由电流箝位电路339箝制对倍增器306的输入，以提供适当比例的电流输入到倍增器306中。
响应于比较器348的输出的CCO318的频率控制半桥式变换器60的转换频率。比较器348在预热和点火扫描期间将IMOD电流提供给CCO318。比较器348在稳定状态工作期间对CCO318输出IDIF电流。在比较器348输出IMIN时，响应于IMIN电流的CCO318限定最小转换频率。最小转换频率还取决于电容器159和电阻156，它们分别从外部连接在IC109的管脚CF和RREF上。当CRECT管脚电压与DIM管脚电压相同时，变换器60进入闭环工作。误差放大器312调整由比较器348输出的IDIF电流，以保持CRECT管脚电压大约等于DIM管脚电压。
在确定变换器60是否处于或接近电容工作模式时，谐振电感器电流检测电路监视用RIND管脚上的信号表示的谐振电感器的电流。当流过绕组75的电流产生跨接于开关112的电压时，变换器60就处于电容工作模式。在近电容工作模式，流过绕组75的电流接近于但还未在开关112上产生电压。例如，假设依据绕组75和电容器80、81及82的谐振频率约为50kHz，那么当流过绕组75的电流延迟于在开关112上的电压约1毫秒内时，会出现近电容工作模式。
电路364还检测是否发生开关100或110的正向导通或主二极管导通(从衬底至漏极)。由谐振电感器电流检测电路364产生信号IZEROb，也就是说，在触发器370的Q输出端上产生的信号IZEROb处于在开关100或112正向导通时的高逻辑电平和在开关100或112的主二极管导通时的低逻辑电平。信号IZEROb施加在CCO318的IZEROb管脚上。当信号IZEROb处于低逻辑电平时，CF管脚379上的波形基本处于稳定水平。当信号IZEROb处于高逻辑电平和开关100导通时，CF管脚上的电压上升。当信号IZEROb处于高逻辑电平和开关112导通时，CF管脚上的电压下降/跌落。
当变换器60的转换频率在近电容工作模式时，由谐振电感器电流检测电路364产生的信号CM，即由OR门373产生的信号CM就处于高逻辑电平。依据处于高逻辑电平信号CM的开关电容积分器327将引起电流源329(即IMOD电流)的输出增加。IMOD电流值增加导致比较器348将IMOD电流提供给VCO318，从而产生变换器60的转换频率的增加。通过监视在IC109的管脚G1和G2上产生的各栅极驱动脉冲的前(上升)沿期间RIND管脚电压波形的符号(+或-)，由谐振电感器电流检测电路364检测近电容工作模式。当RIND管脚上的电压波形的符号在栅极脉冲G1的前沿期间为+(正)时或在栅极脉冲G2的前沿期间为-(负)时，变换器60为近电容工作模式。
当变换器60工作在电容模式时，NAND门电路376输出处于高逻辑电平的CMPANIC信号。一旦检测出电容模式，根据开关电容积分器327输出的迅速上升，IMOD电流水平迅速上升。VCO318依据IMOD信号、电阻156和电容器159控制较短暂的上升至变换器60的最大转换频率。在IC109的管脚G1和G2上产生的各栅极驱动脉冲的后(下降)沿期间，通过监视RIND管脚电压波形的符号(+-)检测电容模式。当RIND管脚上的电压波形的符号在栅极脉冲G1的后沿期间为-(负)时或在栅极脉冲G2的后沿期间为+(正)时，变换器60处于电容工作模式。
依据电容器165(连接在管脚CP和电路地电位之间)的值的电路379设定预热灯85灯丝的时间和使变换器60进入占空工作状态的时间。在预热期间，在CP管脚上产生两个脉冲(在1秒持续时间以上)。预热周期期间，变换器60的转换频率约为80kHz。在预热周期末端，信号IGNST假定为点火开始时的高逻辑电平，也就是说，在约80kHz到在绕组75和电容器80、81及82的例如约60kHz(无负载谐振频率)的谐振频率以上的转换频率下点火扫描。能够按例如10kHz/毫秒的速率进行点火扫描。
IC109调整RIND管脚上检测的流过谐振绕组75的电流幅度。当RIND管脚上的电压幅度超过0.4时，由比较器448输出的信号PC呈现高逻辑电平，引起开关电容积分器327的输出调整IMOD电流值。RMS转换频率的增加导致流过谐振绕组75的电流幅度的下降。当RIND管脚上的电压值下降至0.4以下时，信号PC呈现低逻辑电平，引起开关电容积分器327的输出调整IMOD信号电平，使转换频率降低。导致流过谐振绕组75的电流增加。实现对流过谐振绕组75电流的良好调整，该调整在预热期间使灯85的各灯丝电压基本稳定。另一方面，通过包括串联在各灯丝中的电容器(未示出)，在预热期间能够实现流过灯丝的电流的基本稳定。
电路379还包括点火定时器，在预热周期之后启动该定时器。一旦该定时器被激励，在CP管脚上就产生一个脉冲。如果在该脉冲之后检测到变换器的电容工作模式或灯85上的过压条件，那么IC109就进入备用工作模式。在备用模式期间，VCO318停止振荡，开关112和100分别保持导通和非导通状态。为了退出备用工作模式，供给IC109的电压(即在管脚VDD上施加的电压)必须至少降低到截止阈值(例如，10伏)或以下，然后至少增加到导通阈值(例如，12伏)。
预热定时器包括设定CP波形触发点的施密特触发器400(即带有滞后的比较器)。这些触发点表示施加在施密特触发器400输入端的电压，用于使触发器导通和截止。处于导通状态时的开关403提供电容器165的放电通路。每当在施密特触发器400产生的各脉冲的持续时间内，开关403就处于导通状态。每当CP管脚上的电压超过由施密特触发器400设置的上触发点时，电容器165就放电。放电通路包括CP管脚、开关403和电路地电位。电容器165由电流源388充电。当检测到电容工作模式时，正如由NAND门电路376上的CMPANIC信号的产生所反映的那样，开关392导通。电容器165此时也由电流源391充电。当检测到电容工作模式时，电容器165充电的电流会大10倍。CP管脚上的电压在花费处于非电容模式时的1/10时间内就达到施密特触发器400的上触发点。因此，当检测到电容工作模式时比未检测到电容工作模式时，CP管脚上的脉冲就短十倍。因此，每当转换频率的增加未消除电容模式条件时，IC109将在很短的时间周期内进入备用工作模式。
预热定时器还包括形成计数器397的D型触发器。NAND门电路406的输出端产生信号COUNT 8b，该信号在点火周期末端呈现低逻辑电平。每当已经检测到灯85上的过电压最小阈值条件(即由OVCLK信号表示)或变换器电容工作模式(即由信号CMPANIC表示)时，门电路412就输出高逻辑电平。当门电路415的输出呈现高逻辑电平时，开关403导通，导致电容165放电。
如上所述，在预热周期后，从VL管脚流出的输入电流经电流源336馈送给倍增器306，用于功率调整和调光控制的目的。来自VL管脚的输入电流还分别经电流源417、电流源418和电流源419馈送给比较器421、424和427的同相输入端。
响应于灯电压已经超过过电压最小阈值的检测结果，比较器421激活点火定时器。当过电压最小阈值条件出现在点火定时时间之后时，IC109就进入备用工作模式。D型触发器430在管脚G2产生的门脉冲的后沿计时比较器421的输出。D型触发器433、AND门电路436和NOR门电路439的逻辑组合使开关(N沟道MOSFET)440导通，从而每当第一次点火扫描期间超过过电压最小阈值时就阻挡ICRECT信号。触发器433有连接于内部节点385的D输入端。当检测出过电压最小条件时，触发器433的D输入端在预热周期的末端呈现高逻辑电平。响应于其D输入端上的高逻辑电平，触发器433的输出端呈现低逻辑电平，从而导致门电路439的输出端转向低逻辑电平。开关440断开，因此阻挡ICRECT信号到达CRECT管脚。当阻挡ICRECT信号到达CRECT管脚时，电容器192通过电阻195放电。如果未使用外部偏置，那么会出现完全(full)的放电。当采用如图2所示的偏置198时，会出现局部放电。在另一种情况下，电容器192的放电降低了CRECT管脚上的电压，以确保反馈环断开。在预热周期期间，内部节点385上的IGNST信号处于低逻辑电平。因此，在预热周期期间，NOR门电路439将关闭开关440。没有ICRECT信号施加在误差放大器312上或流出CRECT管脚，电容器192不被充电。
一旦紧跟在预热周期完成之后开始点火扫描，那么IGNST信号就处于高逻辑电平。开关440此时将导通，并在点火扫描期间保持导通，除非由比较器421检测出过电压最小阈值(例如，在点火期间施加在灯85上的最大电压的约1/2)。在点火扫描期间，转换频率降低，导致灯85上的电压和已检测的灯电流增加。使电容器192充电的ICRECT信号的幅度增加，导致CRECT管脚上电压的增加。在低调光级别下，CRECT管脚上的电压应该等于DIM管脚上的电压。不需其它干扰，误差放大器312检测到这两个电压之间没有差别，将在灯85的成功点火之前过早地闭合反馈环。
为了避免反馈环的过早闭合，只要用比较器421检测出存在过电压最小阈值条件，那么在点火扫描期间门电路439将截止开关440并保持开关440截止。通过阻挡ICRECT信号达到CRECT管脚，CRECT管脚电压下降并由此防止其等于DIM管脚电压，即使后者被设定为深调光电平。一旦在点火扫描期间灯电压达到过电压最小阈值时并保持直到灯85点火时，最好就关闭开关440。当开关440关闭时，电容器192可通过电阻195充分地放电，以确保反馈环在点火扫描期间不过早地闭合。
为了灯启动成功，常规的紧凑型荧光灯驱动***在不期望的较长时间周期(例如达到几秒)内对灯提供较高功率电平。当企图在较低亮度级下启动灯时，供给灯较高功率电平的不期望的较长时间周期会产生导致点火闪烁的条件。在该条件下，发生远高于预定亮度的瞬间闪烁。
按照本发明，可基本消除点火闪烁，即使其最小以致不能被观察到。通过避免以不期望的较长时间周期供给灯85较高的电平，可实现点火闪烁的基本消除。更具体地说，在灯点火后幅度减小之前约1毫秒或更短的时间内供给灯85较高功率的电平。通过监测过电压条件，特别是在允许开关440重新闭合之前灯电压降低到过电压最小阈值(由比较器421确定)以下时，可实现灯功率的直接减小。低于过电压最小阈值的灯功率的降低与灯85的点火成功直接有关。换言之，在会发生点火闪烁的实际调光电平下，通过首先检测何时灯电压达到和/或超过过电压最小阈值并在随后检测何时灯电压降低在过电压最小阈值之下，可避免点火闪烁。
当灯电压超过过电压最大阈值(例如两倍于过电压最小阈值)时，假定比较器424的输出为高逻辑电平。当比较器424的输出为高逻辑电平而不检测近电容模式时，开关电容器积分器327增加VCO 318的振荡频率，因而按基于D型触发器445的Q输出的固定速率(例如以10kHz/毫秒的扫描速率)的转换频率处于高逻辑电平(即触发器445输出的信号F1(频率增加)处于高逻辑电平)。因而减小变换器60的转换周期的时间间隔。当比较器424的输出为高逻辑电平时，检测近电容模式。开关电容器积分器327增加VCO 318的振荡频率，并因此根据处于高逻辑电平的NAND门电路442的输出(即：由处于高逻辑电平的NAND门电路442输出的信号FSTEP(频率阶跃))，转换频率立即(例如在10微秒内)达到其最大值(例如100KHz)。响应于此时为其最大振荡值的VCO318，变换器60的转换周期减小到其最小时间间隔(例如10毫秒)。
假定当灯电压超过过电压应急(panic)阈值(即在过电压最大阈值以上)时，比较器427的输出为高逻辑电平。当比较器427的输出为高逻辑电平时，根据处于高逻辑电平的NAND门电路442的输出(即：由处于高逻辑电平的NAND门电路442输出的信号FSTEP(频率阶跃))，开关电容器积分器327立即将VCO 318的转换频率增加到其最大值。
在本领域中众所周知栅极驱动电路320，其在美国专利5373435中进行了充分的描述。这里参照并结合在美国专利5373435中对栅极驱动电路的描述。IC 109的管脚FVDD.G1.S1和G2相应于美国专利5373435中所示的接点P1、P2、P3和GL。其中示于图3中的信号G1L和G2L分别相应于在美国专利5373435中的上驱动电路DU开启时在接线端INL和在控制器与电平移相器之间的信号。
电源调节器592包括产生约5V输出电压的带隙调节器595。调节器595在温度和电源电压(VDD)的宽范围内基本上是独立的。被称为LSOUT的施密特触发器(即带有延迟的比较器)598的输出识别电源电压条件。当VDD管脚的输入电源电压超过接通阈值(例如12V)时，LSOUT信号处于低逻辑电平。当VDD管脚的输入电源电压降至断开阈值(例如10V)以下时，LSOUT信号处于高逻辑电平，该高逻辑电平设定被称为STOPOSC信号的锁存器601的输出为高逻辑电平。响应于处于高逻辑电平的STOPOSC的VCO 318终止VCO 318振荡并设定CF管脚等于带间隙调节器595的输出电压。
当VDD管脚的电源电压超过接通阈值时，导致LSOUT信号为低逻辑电平，STOPOSC信号为低逻辑电平。响应于为低逻辑电平的STOPOSC的VCO 318将驱动变换器60，使其具有所述供给CF管脚的大体为梯形的波形按转换频率进行振荡。只要当VDD管脚电压降至断开阈值以下，在管脚G2的栅极驱动信号便为高逻辑电平。VCO 318终止振荡。开关100和112将分别维持在其非导通和导通状态。
锁存器601的输出也为高逻辑电平，从而导致VCO 318终止振荡和只要NOR门电路604的输出为高逻辑电平，便采用备用工作模式。当在点火周期之后，称为NOIGN信号的NOR门电路604的输出为高逻辑电平时，检测灯85的过电压条件或变换器的电容工作模式。当灯85从电路中取下时，将发生这些条件中的两种情况之一。当灯85点火失败时产生过电压条件。
图5表示施密特触发器598。多个电阻701、704、707和710串联连接并构成在管脚VDD和电路地电位之间的电压分压器。在施密特触发器的第一实施例中根据信号IGNST bar的逻辑电平控制晶体管713的导电状态。通过开关714的闭合来表示该施密特触发器的第一实施例。在施密特触发器598中开关714的闭合与下列情况相同并最好是这种情况：通过使信号IGNST bar直接与晶体管713的栅极连接而取消开关714来实现的。
在比较器719的反相输入端的电压取决于电压分压器，该分压器又取决于管脚VDD电压和信号IGNST bar的逻辑电平。比较器719将反相输入端的电压与VREG595的电压进行比较。通过晶体管716提供在输出信号LSOUT的高、低逻辑电平之间的滞后效果。
在预热周期期间和其之后管脚VDD上的电压发生变化。假定信号IGNST bar在预热周期期间为高逻辑电平和在预热周期之后为低逻辑电平。使VCO 318终止振荡的管脚VDD上的该电压(以下称为欠压闭锁(UVLO)电平)根据信号IGNST bar的逻辑电平进行改变。当信号IGNST bar为高逻辑电平时(即在预热期间)，UVLO电平与信号IGNST bar为低逻辑电平时(即在预热之后)的电平相比为较高阈值。
按照本发明的另一个实施例，可改变施密特触发器598，不再将信号IGNST bar送入晶体管713的栅极中(以下称为另一个施密特触发器实施例)。UVLO电平将不再改变。用断开开关714来表示另一个施密特触发器实施例。在另一个施密特触发器实施例中断开开关714与下列情况相同并最好是这种情况：通过取消晶体管713、开关714和与信号IGNST bar连接来实现的。
本发明通过使用施密特触发器598和/或辅助电源避免灯85的闪烁。施密特触发器598和/或辅助电源可避免IC109因管脚VDD的电压电平降低到功率IC109所需要的最小阈值之下所引起的瞬间断开。当灯85接通时(即在预热之后)，通过辅助电源(即次级绕组78、电阻162和电容163)补偿主电源(由对电容器157提供脉动电压的齐纳二极管121构成)和/或通过降低UVLO阈值，使管脚VDD的电压电平维持在UVLO电平以上。通过在预热期间和在其之后改变供给管脚VDD的电压和/或UVLO电平，当灯85接通时，可维持管脚VDD的电压电平在UVLO电平以上。
因此，IC109通过其VDD管脚，具有至少一个输入信号用于控制IC 109的变化。当使用施密特触发器598而不是另一个施密特触发器实施例时，VDD管脚电压的特征在于基于工作模式的不同的预定的非零电压范围。在预热模式期间，VDD管脚电压典型地在约12V的上限和约10V的下限之间变化。在预热模式之后(即在灯接通期间和其之后)，VDD管脚电压典型地在约12V的上限和约9V的下限之间变化。
当使用另一个施密特触发器实施例而不是施密特触发器598时，VDD管脚电压的特征在于在预热模式期间和预热模式之后有相同的预定的非零电压范围。在预热模式期间和在预热模式之后，在另一个施密特触发器实施例中VDD管脚电压典型地在约12V的上限和约10V的下限之间变化。
可以理解，辅助电源可与施密特触发器598或另一个施密特触发器实施例一起使用。同样，可使用施密特触发器598同时不使用辅助电源(即不需要辅助电源)。
VL管脚用于调节灯功率、保护灯不在过压条件下和对预热和正常调节之间的差提供输出驱动。VL管脚的输入是与灯电压(例如峰或整流的平均值)成比例的电流。VL管脚电流与产生表示灯电流与灯电压之积的信号的倍增器306耦合，如上所述用于调节灯功率。VL管脚电流还与用于检测过电压条件的比较器421、424和427耦合。可是，由于在灯85内还不存在充分的弧光放电，因而在预热周期期间不需要调节灯功率。在预热周期期间，变换器60工作在比绕组75和电容器80的无负载LC谐振电路的谐振频率高的频率下。在预热周期期间该较高的频率导致在灯85上的较低电压，这将不会损伤紧凑型荧光灯10或灯85内的部件。
在预热周期期间，P沟道MOSFET 331导通和N沟道MOSFET 332关闭，从而使VL管脚电位与VDD管脚电位相同。因此在预热周期期间VL管脚为高逻辑电平，否则为低逻辑电平(即在点火期间和稳定状态条件下)。VL管脚的两种不同的逻辑电平确认变换器60是工作于预热或非预热工作模式。
当流过绕组75的电流在相位上超前开关112上的电压时，变换器60处于电容工作模式。在近电容工作模式，流过绕组75的电流稍稍滞后开关112上的电压但在预定时间间隔内(例如典型约为1微秒)。换言之，流过绕组75的电流滞后开关112电压预定的相位差。
为了使变换器60的转换频率不进入电容工作模式或者若已在其内，应尽快地离开电容工作模式，在决定相位差中，灯电流与一个变换器转换周期的每1/2周期的两个栅电压之差进行比较。与其相反，常规电容模式保护电路不区别电容和近电容工作模式，因而当检测这种模式时，或者过补偿或者欠补偿。
当例如从负载70取出灯85时，可很快地进入电容模式条件。一旦在电容模式中便可迅速地发生转换晶体管(例如开关100和112)的损坏，用常规保护电路常常不能避免该损坏。
按照本发明，通过在管脚G1和G2产生的各驱动门电路脉冲的前沿期间监视RIND管脚电压波形的符号，确定近电容模式条件。一旦检测到近电容工作模式和过电压最大阈值，CCO 318将立即(例如在10微秒之内)增加到其最大值。
通过在管脚G1和G2产生的各栅极驱动脉冲的后沿期间分别监视RIND管脚电压波形的符号，确定电容模式条件。一旦检测出电容工作模式，CCO 318将立即(例如在10微秒之内)增加到其最大值，以便确保变换器60在电感模式下工作，即具有在其非导通状态在开关112上产生的相位超前于流过绕组75的电流的电压。最大振荡(转换)频率应远远高于无负载的谐振频率。一般来说，CCO 318的最大频率(即转换周期的最小时间间隔)设定为等于变换器60的初始工作频率(例如100kHz)。
正如已经讨论的那样，本发明提供较简单的缓冲器，该缓冲器包括跨接在滤波器40的输出端上的串联连接的至少一个电阻44和至少一个电容器43。可满足当镇流器在紧凑型荧光灯内时所要求的元件尺寸和数量的限制。通过衰减在镇流器中产生的谐波(即振荡)，缓冲器维持双向可控硅35的导通。因此对于主电压半周期60赫兹(Hz)的有效部分，镇流器拉出电流。从而即使在低调光电平，也可达到灯85的期望照度水平。

Claims (4)

1．一种镇流器，用于向带有双向可控硅调光器(30)的灯提供电功率，该镇流器包括：
电磁干扰滤波器(40)，带有输入端和输出端，在工作期间所述输入端与双向可控硅调光器耦合；
整流器(50)，与滤波器的输出端耦合，
其特征在于，包括至少一个电阻(44)和至少一个电容器(43)的串联结构的缓冲器跨接在滤波器的输出端上，用于衰减镇流器内产生的谐波。
2．如权利要求1的镇流器，其带有灯负载(85)，其中整流器包括带有与其灯负载耦合的输出端。
3．一种配有如权利要求1的镇流器的紧凑型荧光灯。
4．一种装置，用于控制供给灯的电功率量并且包括如权利要求1所述的镇流器和双向可控硅调光器(30)。
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