CN1197258C - 用于接收和处理射频信号的设备和方法 - Google Patents

Abstract

一种用于接收和处理所需射频信号的设备(20，30，40，50)，包括：射频到中频下变频装置(20)，用于接收所需射频信号并输出一复数中频信号；模数转换器(30)，用于将复数中频信号转换成一数字复数中频信号；中频到基带下变频装置(40)，用于接收数字复数中频信号并输出一数字复数基带信号；和复数陷波滤波器(50)，用于接收数字复数基带信号和输出一陷波滤波后的数字复数基带信号，其中复数陷波滤波器(50)基本上滤除了以第一非零频率为中心的基带信号的一小部分，同时基本上使以第二频率为中心的基带信号的对应部分通过，所述第二频率与第一频率幅值相等但符号相反。

Description

用于接收和处理射频信号的设备和方法

技术领域

本发明涉及用于接收和处理射频信号的设备，接收和处理射频信号的方法，特别涉及在便携式通信设备中使用的一种无线电接收机，其中将被接收的无线电信号直接下变频成以一个中频信号为中心的同相(I)和正交(Q)信号，该中频信号与将被接收的信号带宽的量级相同。

背景技术

在诸如蜂窝电话的便携式通信装置中使用的大多数常规无线电接收机是超外差式的，其中将被接收的无线电信号首先被下变频到依然属于射频(RF)范围内的一个中频上，然后再被下变频到基带信号(具有I和Q分量)，从该基带信号可以恢复信号中所包含的信息。这种接收机功能强大。然而，已提出直接变频接收机和最新的极低中频(VLIF)接收机，以通过省掉超外差式接收机中所需要的性能较高并因此昂贵的表面声波(SAW)带通滤波器(用于允许所需要的中频信号通过，同时阻止相邻信道中所有不需要的中频信号)和两个射频本机振荡器(LO)之一来降低成本。

直接变频接收机将所接收的无线电信号直接下变频成基带信号，因此完全取消了中频级。然而，这种接收机受所形成的一个非常大的不需要的直流(DC)噪声分量的影响。该直流噪声分量主要由在接收机天线上与所需要的信号一起被接收的本机振荡器的泄漏以及接收机中放大器和混频器的偏移形成。如果要成功恢复信号中所包含的信息，必须完全消除这个不需要的直流噪声分量。然而，因为待消除的噪声位于直流上，一个合适的直流陷波滤波器(即一个高通滤波器，具有一个很接近于直流带有非常陡峭的下降特性的转角)为适应正确的要被消除的直流量需要很长时间。这一时间可以被称为直流偏移适应时间。直流偏移时间的存在要求接收机在接收所需信号之前的某个时间上被有效开启。而且，因为不需要的直流噪声分量位于所需信号的中部，当将直流噪声分量滤除时所需信号中包含的大量有用信息也将丢失。

为了克服这一问题，已经推荐了一种VLIF接收机，其中首先将所接收的信号下变频为以一个近似等于信道间隔一半的中频为中心的信号(即近似于所需信号带宽的一半)，然后再将其下变频到基带。以这种方式，当进行第一次下变频时依然形成的直流分量(在频率上)位于所需信号的最边沿上。由此，可以滤除不需要的直流分量，而不过多地损失所需信号中包含的信息。而且，如果在从中频下变频到基带之后消除了该不需要的噪声分量，现在噪声分量将远离直流，因此，一个合适的陷波滤波器可以消除该分量，而不需要将接收机打开很长的直流偏移适应时间。

然而，意外地发现，如果尝试使用一个简单的实(即非复数的)滤波器，它不仅消除不需要的噪声分量，而且滤除了其幅值等于位移后的直流噪声分量但符号相反的频率的相应信号部分，这种滤波还导致所需信号中包含的大量信息的损失。

发明内容

根据本发明的第一方面所提供的用于接收和处理射频信号的设备包括：射频至中频下变频装置，用于接收射频信号并输出中频信号；中频至基带下变频装置，用于接收该中频信号并输出基带信号；和复数陷波滤波器，用于接收基带信号并输出被陷波滤波的基带信号，其中该复数陷波滤波器基本上滤除了以第一非零频率为中心的一小部分基带信号，同时基本上通过了以第二频率为中心的基带信号的相应部分，所述第二频率和第一频率幅值相同但符号相反。

术语“基带信号”将被本领域的普通技术人员理解为指以直流为中心并具有I和Q分量信号的所需信号，所述I和Q分量信号一齐将所需信号表示为一个复数信号，具有正负频率分量。

通过提供复数陷波滤波器，可以消除位于所需信号一个边沿上的不需要的直流噪声分量，而不从其相反边沿上的所需信号的对应部分中消除信号信息。以这种方式，该滤波器可以准确滤除不需要的噪声，而不像直接变频接收机中的情况那样，需要一个很长的直流偏移适应时间。另一方面，因为已经发现，从所需信号另一边沿上损失的有用信号信息，所以不希望使用非复数陷波滤波器。

复数陷波滤波器最好是可编程的以使从基带信号中滤除的一小部分信号的频率可以根据需要改变。这使得根据本发明用于接收和处理射频信号的设备能够很容易地被修改以适应不同的标准(例如GSM、美国的TDMA等)。

复数陷波滤波器最好具有围绕陷波的不对称响应。因为不对称响应，意味着陷波一侧上的滤波器响应比另一侧更尖锐(即它将从陷波中消除更少的信号)。这在本发明中是有利的，因为所希望的信号基本上只出现在陷波一侧上，所以在陷波另一侧上的任何信号的消除将不会对接收所需信号中包含的所需信息产生不利影响。注意：使用一个不对称陷波滤波器的性能要求该陷波滤波器不位于直流上(因为这将仅是一个不具复数功能的简单高通滤波器)。因此，将复数陷波滤波器放在复数均衡乘法器或中频至基带下变频装置之后是非常有利的。

该设备最好包括一个模数转换器(ADC)，它被安装以将一个射频(RF)、中频(IF)或基带信号从模拟信号转换成数字信号。理想地，该ADC被安排用于将中频信号从模拟转换成数字。显然，如果直接使用一个低通ADC，用于将模拟信号转换成数字信号的抽样频率必须至少为将被转换成数字信号的模拟信号中所包含的最大频率分量的两倍。通过提供一个极低中频(VLIF)，此极低中频是由有用信号下变频而得来的，此极低中频的中心位于一个中频附近，该中频近似于所需信号的带宽的一半，被下变频的所需信号将占用一个从近似于0Hz到所需要信号带宽的频带。这意味着抽样频率仅需要为所需信号带宽的两倍。

射频到中频下变频装输出的中频信号包括一个正交中频信号和一个同相中频信号。这是有利的，因为它使得能够区分位于ADC的通带频率范围内(即位于负的所需信号的带宽和正的所需信号的带宽之间)的信号和信号映象。

如上所述，当被下变频为一个VLIF信号时，所需信号最好以一个VLIF为中心，该VLIF的幅值与所需信号的带宽具有相同的数量级。具体地说，当被下变频为一个VLIF信号时，所需信号最好以一个VLIF为中心，该VLIF大约为所需信号带宽的一半。或作为所需信号的中心的VLIF的准确选择将完全取决于设备接收和处理哪种类型的信号。在GSM信号的情况下，VLIF最好应当在信道分割频率的一半±10％的范围内。理想地，将在信道分割频率的一半+5％的范围内。然而，在信号具有更高级别的调制的情况下(如EDGE(用于GSM演变的增强数据))，所需信号应当以其为中心的VLIF最好在信道分割频率一半+10％至20％的范围内。注意，术语“信道分割频率”应被本领域的普通技术人员理解为指通过测量不同信道中的对应点而定义的相邻信道之间的频率间隔(例如相邻信道中点之间的距离将等于信道分割频率)。

复数陷波滤波器最好包括第一和第二有限脉冲响应(FIR)滤波器，分别具有与之相关的不同的第一和第二组系数，其中一组系数对应于一组复数系数的实部，另一组系数对应于同组复数系数的虚部。通过确保基带信号的I和Q分量被第一和第二FIR滤波器滤波(因而生成四个被滤波的信号)，并以一种适当的方式组合所生成的信号；结果是将具有复数系数的FIR滤波器作用于一个复数信号上，所述复数信号的虚部和实部由Q和1分量信号给出。

复数陷波滤波器最好包括逆变装置，可以由它逆变一个或多个FIR滤波器的输出，从而改变复数陷波滤波器的操作，以便复数陷波滤波器基本上通过以第一频率为中心的一小部分基带信号，同时基本上滤除以第二频率为中心的基带信号的对应部分。

该设备最好被构成为一个集成电路。

根据本发明的第二方面，所提供的一种接收和处理射频信号的方法，包括以下各步骤：接收射频信号，并将其下变频成复数中频信号；将复数中频信号从模拟信号转换成相应的数字信号；将数字中频信号转换成数字基带信号；使用复数陷波滤波器滤除数字基带信号，以滤除以第一非零频率为中心的一小部分基带信号，同时基本上通过以第二频率为中心的基带信号的对应部分，所述第二频率与第一频率幅值相同但符号相反。

附图说明

为了更好地理解本发明，现在参考附图，仅通过例子描述其实施例，在附图中：

图1是根据本发明用于接收和处理射频信号的设备的方框图；

图2是一系列的频谱图，图示所需射频信号通过图1所示设备的各个处理级的过程；

图3是适用于在本发明的复数陷波滤波器的方框图；和

图4是适用于在本发明的复数陷波滤波器的更加详细的图示。

具体实施方式

首先参见图1，根据本发明用于接收和处理信号的设备20、30、40、50和附加电路10、62、64一起被图示，根据本发明的优选实施例所述附加电路位于该设备的两侧。设备20、30、40、50之前的附加电路包括天线12，用于接收被发射到其上的所有射频信号；射频带通滤波器14，用于滤出远离所关心的频率范围的射频信号；和低噪声放大器16，用于放大带通滤波器14所通过的射频信号。

低噪声放大器16的输出随后被送给根据本发明用于接收和处理射频信号的设备。这个设备包括射频(RF)到中频(IF)下变频装置20、模数转换器30、中频到基带下变频装置40和复数陷波滤波器50。

射频到中频下变频装置20包括同相(I)射频混频器22、正交(Q)射频混频器24、正交移相器26和射频本机振荡器(RFLO)28。RFLO28生成射频信号，该信号的频率与所需射频信号的中心频率之间的差值近似等于这一系列信道的信道间隔的一半，其中一条信道包含所需要的信号。信号之一被直接提供给I混频器22，而另一信号被提供给正交移相器26，在此将其相位从提供给混频器22的信号的相位移动四分之一圆周，然后提供给正交(Q)射频混频器24。低噪声放大器16的输出也被提供给混频器22、24。I和Q混频器22和24输出的信号然后经过低通滤波以基本上去掉几乎所有的不需要的信号和分量，同时通过所有的所需信号。注意，为了简化，并未图示这些滤波器；然而，可以认为它们被包括在下述模数转换器30中。注意，因为RFLO28所生成信号的频率，所得中频信号通常被称为极低中频(VLIF)信号，因为所需中频信号以VLIF为中心，所述VLIF与所需信号的带宽量级相同。

然后，来自射频混频器22和24的输出I和Q信号被输入给模数转换器30。如上所述，模数转换器30可以被视为包括一个低通滤波器或多个低通滤波器，用于分别对I和Q信号进行滤波，并滤除所有不需要的信号和频率超过所需中频信号中最高频率分量的信号分量。如果以GSM类型的信号作为例子，GSM信号的信道间隔是200kHz，所需射频信号例如可以以900MHz的射频为中心，并将扩展在大约900MHz±100KHz上。则RFLO 28可以在大约900MHz+100KHz或900MHz-100KHz上生成一个信号。下变频之后的所需信号将以大约-100KHz或+100KHz为中心，并将占用从直流到±100KHz的频带。在相邻信道中包含的所有其它无线电信号也将由混频器22、24下变频，但是通常将占用更高频率的频谱部分，在所需要的中频信号通过模数转换器30之前，这些信号基本上已被滤波。

模数转换器(ADC)30最好是∑Δ模数转换器，其结构在本领域中是公知的，在此将不进行更详细的讨论。然后，数字化的中频信号被发送给中频到基带下变频装置40。在中频到基带下变频装置40，所需要的中频信号被进一步下变频到中频到基带下变频装置40的基带(即以直流为中心)。这样的一个合适的中频到基带下变频装置在＿＿＿＿年＿月＿日申请的标题为复数乘法器的共同欧洲专利申请No XX X X X X中被更详细地描述。然而，简单地说，中频到基带下变频装置40可以被认为包括一个复数乘法器装置，用于将ADC 30输出的中频信号乘以第二复数信号，该复数信号的频率是所需中频信号的中央频率的负值。本领域的技术人员将理解，这样一个复数乘法将要求中频信号的I和Q分量的混合。如果中频信号的I和Q分量之间存在不均衡，这将导致在所需要的基带信号中出现不需要的镜像信号。为了使这种不希望的影响减至最小，中频到基带变频装置最好包括I和Q均衡装置。这种均衡装置在上述引述的共同欧洲专利申请中被更完整地描述。

由中频到基带变频装置40输出的基带I和Q信号随后被输入给复数陷波滤波器50。复数陷波滤波器50的目的是消除噪声尖峰信号(即这样的噪声，其幅值虽然可能很大，但距直流的距离与信号分量距直流的距离相同而位于直流相反的一侧)。一种合适的用于执行复数陷波功能的装置将在下文中更加详细地描述。

来自复数陷波滤波器50输出的I和Q信号随后被选择性滤波器62、64进一步滤波以消除频率超过所需信号的最高频率分量的所有不需要的信号分量。然后，来自选择性滤波器62、64的输出I和Q信号将进一步由一个合适的数字信号处理器处理，以恢复用于调制所需载波射频信号的原始信息。

现在参见图2，图2a、2b、2c和2d图示由图1所示的设备处理的不同级上的一个所需信号100。在图2a中，所需信号100以0.9GHz的射频为中心。基本上包含了所需信号的信道的宽度为200KHz，并从一条外侧虚线延伸到另一条虚线。所需信号100构成更大的射频信号90的一部分，该信号90包括来自其它信道的信号，但为了简便起见，我们将射频信号90视为完全由所需信号100组成，并且为了本申请的目的，忽略相邻和其它信号的影响。

在图2b中，所需信号100已经由射频到中频下变频装置20下变频，所以它现在以100KHz为中心。除了所需信号100之外，还图示了直流上的一个尖峰信号110。尖峰信号110和所需信号100以及其它所有的噪声或信号(未图示)一起形成整个中频信号91。尖峰信号110表示不需要的直流噪声，该噪声由在接收机天线12上与所需信号一起被接收的来自RFLO 28的泄漏以及在由∑Δ ADC 30转换成数字信号之前I和Q信号路径中所包含的所有模拟分量中的二阶非线性所导致。

注意，除了图中所示的直流噪声之外，实际上还将存在其它的噪声源，通常称作1/f或闪烁噪声，主要因为电阻而产生。在本例子中，这种噪声的影响是导致直流尖峰信号110实际上具有扩展到±10KHz的有限频谱。因为1/f噪声将与直流噪声一起移位，直流噪声的消除，如下所述，也将导致1/f噪声的消除。而且，如下所述，可以方便地设计滤波器的宽度，以便除了直流噪声之外还消除1/f噪声。

在图2c中，所需信号100已经被中频到基带变频装置40进一步下变频。作为该进一步的下变频到基带的结果，不需要的尖峰信号110已经被下变频到位于大约-100KHz。因而，在图2c中，存在一个完整的基带信号92，它包括以DC为中心的所需信号、不需要的尖峰信号110和任何其它的噪声或信号(未图示)。

在图2d中，整个基带信号92现在包括所需信号100和陷波111。这表示已经被进一步由复数陷波滤波器50处理之后的基带信号92。注意所需信号100中以频率相同但符号相反而对应于陷波111的部分112(即部分112位于与陷波111所位于的-100KHz相反的+100KHz上)不受复数陷波滤波器50的影响。也就是说，与使用非复数滤波器的情况不同，在112上没有对应的陷波。

现在参见图3，方框图表示复数陷波滤波器50的可能高层结构。从图3可以看出复数陷波滤波器50包括第一实数陷波有限脉冲响应(FIR)滤波器310、第一虚数陷波FIR滤波器、第二实数陷波FIR滤波器330和第二虚数陷波FIR滤波器340。复数陷波滤波器50还包括具有第一输入351和第二输入352的第一加法器/减法器350和具有第一输入361和第二输入362的第二加法器/减法器360。当由图1所示的中频到基带下变频装置40输出时，第一实数和虚数陷波FIR滤波器310，320适合于接收复数基带信号的I分量，第二实数和虚数陷波FIR滤波器330，340被安排用于接收基带信号的Q分量。第一实数和虚数陷波FIR滤波器310，320的输出被分别输入给第一和第二加法器/减法器350，360的第一输入351，361。类似地，第二实数和虚数陷波FIR滤波器330，340被分别输入给第二和第一加法器/减法器360，350的第二输入362，352。

为了理解图3所示的复数陷波滤波器50的操作，假设由中频到基带下变频装置40输出的基带信号是下式给出的一个复数信号x(k)：

x(k)＝I(k)+jQ(k)                                等式1

其中I(k)表示沿着I路径的抽样值，Q(k)表示沿着Q路径的抽样值。

一个普通的实数FIR型滤波器可以用其Z域转移函数H(z)来数学表示，H(z)由下式给出：

H(z)＝A₀+A₁Z^-1+A₂Z^-2+....

其中系数A₀，A₁，A₂是滤波器系数，并且在这种情况下全为实数。

用一个给定的转移函数来描述滤波器操作的等式可以被表达为：

Y(z)＝X(z)H(z)y(k)＝x(k)·h(k)               等式3

其中Y(z)是时域中的输出函数y(k)的z变换，X(z)是x(k)的z变换，和h(k)是H(z)的逆z变换。

展开等式3的第二部分给出：

y(k)＝A₀x(k)+A₁x(k-1)+A₂x(k-2)

＝A₀(I(k)+jQ(k))+A₁(I(k-1)+jQ(k-1))+...              等式4

y_I(k)＝A₀I(k)+A₁I(k-1)+A₂I(k-2)+...                等式5

y_Q(k)＝A₀Q(k)+A₁Q(k-1)+A₂Q(k-2)+...                等式6

通过观察等式5和6，可以推导出，通过一个非复数系数FIR滤波器来滤波x(k)＝I(k)+jQ(k)形式的复数矢量数据，将相同的滤波器放在I和Q路径上是足够的，这是构造一个FIR滤波器的常规方式。然而，这样一个滤波器具有以直流为中心的一个对称响应。为了克服这一缺点，通过采用具有比预期更大的陷波响应(例如在150KHz上)的非复数滤波器，然后向任一方向移动该响应以具有非对称的陷波(例如在-100KHz和+200KHz上)，可以生成一个复数滤波器。为了执行这一移位，可以采用具有如等式2所示的转移函数的非复数FIR滤波器，并将每个系数乘以形式为exp{jnω_shiftτ}的恒定系数，其中n是系数下标(index)(表示与系数为n的一个抽样相关的时间，抽样的实际时间由nτ给出，其中τ是信号x(k)的抽样周期)。

将z＝e^jωτ代入等式2得出：

H(e^jωτ)＝A₀+A₁e^jωτ+A₂e^2jωτ+...

然后将每一项乘以exp{jnω_shiftτ}得出：

$H^{\′}\left(e^{\mathrm{j\ω\τ}}\right)=A_0+A_1{e}^{-\mathrm{j\ω\τ}}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{shift}}\mathrm{\τ}}+A_2{e}^{-j2\mathrm{\ω\τ}}{e}^{j2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{shift}}\mathrm{\τ}}+...$

$=A_0+A_1{e}^{-j(\mathrm{\ω}-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{shift}})\mathrm{\τ}}+A_{\mathrm{\τ}}{e}^{-j2(\mathrm{\ω}-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{shift}})\mathrm{\τ}}+...$

这有效地表示了从原始转移函数H(z)的频谱响应频率偏移ω_shift。现在为了维持一个恒定的系数差分方程结构，实系数转移函数的每个系数只乘以复数偏移系数，如下：

$H^{\′}\left(z\right)=A_0+A_1{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{shift}}\mathrm{\τ}}{Z}^{-1}+A_2{e}^{j2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{shift}}\mathrm{\τ}}{Z}^{-2}+A_3{e}^{j3{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{shift}}\mathrm{\τ}}{Z}^{-3}...$

将偏移系数exp{jnω_shiftτ}展开成它们的(a+jb)的形式，并设C_in＝a.A_n和C_qn＝b.A_n，给出如下的具有所有复数系数的一个新等式：

H(z)＝(C_i0+jC_q0)+(C_i1+jC_q1)Z^-1+(C_i2+jC_q2)Z^-2+...

    ＝C_i0+C_i1Z^-1+C_i2Z^-2+...

      +j[C_q0+C_q1Z^-1+C_q2Z^-2+...]

再次，转移转移函数的时域表示是滤波一个输入信号x(k)的恒定系数差分方程，如下所示：

Y(z)＝X(z)H(z)y(k)＝x(k)·h(k)

y(k)＝C_i0x(k)+C_i1x(k-1)+C_i2x(k-2)+...

+j[C_q0x(k)+C_q1x(k-1)+C_q2x(k-2)+...]

现在，用I(k)+jQ(k)替代全部的x(k)，我们在相乘和配对之后得出下式：

$y\left(k\right)=C_{i0}I\left(k\right)+C_{i1}I(k-1)+C_{i2}I(k-2)+...$

$-[C_{q0}Q\left(k\right)+C_{q1}Q(k-1)+C_{q2}Q(k-2)+...]$

$+j\left[\begin{array}{c}{C}_{q0}I\left(k\right)+C_{q1}I(k-1)+C_{q2}I(k-2)+...\\ C_{i0}Q\left(k\right)+C_{i1}Q(k-1)+C_{i2}Q(k-2)+...\end{array}\right]$

实际上，这就是在图3的复数滤波器50中所执行的。加法器/减法器350，360还具有可编程的符号，以便能够根据复数乘法器50的混合操作来使陷波频谱左或右移位。

因此，再次参见图3，可以看出第一和第二实数陷波FIR滤波器310，330实际上仅是带有系数C_ri0，C_i1，C_i2，...的普通FIR滤波器，第一和第二虚数陷波FIR滤波器320，340仅是带有系数C_q0，C_q1，C_q2，...的普通FIR滤波器。而且，可以看出对于到加法器/减法器350，360的输入351，352，361，362的所希望的普通设置将是除了第一加法器/减法器350的第二输入352之外使所有的输入351，361，362作为非逆变或相加输入。然而，为了在另一方向上移动滤波器的响应，送到接收来自第一和第二虚数陷波FIR滤波器320，340的信号的加法器/减法器360，350的输入361，352将被逆变。当考虑 $e^{j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{shift}}\mathrm{\τ}}=\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{shift}}\mathrm{\τ}\right)+i\sin \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{shift}}\mathrm{\τ}\right)$ 和 $e^{-j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{shift}}\mathrm{\τ}}=\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{shift}}\mathrm{\τ}\right)-i\sin \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{shift}}\mathrm{\τ}\right)$ 时，这是显然的。

现在参见图4，表示图3所示的复数陷波滤波器50的更详细的可能实施例。由此看出，复数陷波滤波器50包括I分量存储寄存器410、第一实系数寄存器420、第一虚系数寄存器430、第一组实项乘法器440、第一组虚项乘法器450、第一实项加法器460和第一虚项加法器470；Q分量存储寄存器510、第二实系数寄存器520、第二虚系数寄存器530、第二组实项乘法器540、第二组虚项乘法器550、第二实项加法器560和第二虚项加法器570；以及具有第一输入611和第二输入612的第一加法器/减法器610，具有第一输入621和第二输入622的第二加法器/减法器620。I分量存储寄存器410存储I分量数据信号值I(k)，I(k-1)，I(k-2)，...。第一实系数寄存器420存储系数C_i，C_i1，C_i2，...。第一虚系数寄存器430存储系数C_q0，C_q1，C_q2，...。第一组实项乘法器440执行乘法C_i0·I(k)，C_i1·I(k-1)，C_i2·I(k-2)，...。第一组虚项乘法器450执行乘法C_q0·I(k)，C_q1·I(k-1)，C_q2·I(k-2)，...。第一实项加法器460把第一组实项乘法器440的输出相加在一起，第一虚项加法器470把第一组虚项加法器450的输出乘积相加在一起。

类似地，Q分量存储寄存器510存储Q分量数据信号值Q(k)，Q(k-1)，Q(k-2)，…。第二实系数寄存器520存储系数C_i0，C_i1，C_i2，...。第二虚系数寄存器530存储系数C_q0，C_q1，C_q2，...。第二组实项乘法器540执行乘法C_i0·Q(k)，C_i1·Q(k-1)，C_i2·Q(k-2)，...。第二组虚项乘法器550执行乘法C_q0·Q(k)，C_q1·Q(k-1)，C_q2·Q(k-2)，...。第二实项加法器560把第二组实项乘法器540的乘积输出加在一起，第二虚项加法器570把第二组虚项加法器550的乘积输出加在一起。

第一实项加法器460、第一虚项加法器470、第二实项加法器560和第二虚项加法器570的输出正好对应于图3所示的第一实数陷波FIR滤波器310、第一虚数陷波FIR滤波器320、第二实数陷波FIR滤波器330和第二虚数陷波FIR滤波器340的输出，类似地，第一和第二加法器/减法器610，620正好对应于图3的第一和第二加法器/减法器350和360，因此将不再详细描述。

注意图3的结构意味着需要执行大量的乘法，以执行FIR滤波器功能。然而，最好将系数C_in，C_qn选择为非常简单和小的数。这样，乘法实际上并不困难，并且通常可以通过数字地移位待乘的这些数和/或本领域技术人员公知的其它技术来简单地执行。每个系数的数字平均数最好小于3，理想上小于2.5。

Claims (13)

1.用于接收和处理射频信号的设备，包括：射频到中频下变频装置，用于接收射频信号和输出复数中频信号；中频到基带下变频装置，用于接收复数中频信号和输出复数基带信号；复数陷波滤波器，用于接收复数基带信号和输出陷波滤波后的复数基带信号，其中复数陷波滤波器基本上滤除了以第一非零频率为中心的基带信号的一小部分，同时基本上通过了以第二频率为中心的基带信号的对应部分，所述第二频率与第一频率幅值相等但符号相反。

2.如权利要求1所述的设备，还包括模数转换器，用于将射频、中频或基带信号之一从模拟信号变换成数字信号。

3.如权利要求1所述的设备，其中射频到中频下变频装置输出的中频信号包括一个正交中频信号和一个同相中频信号。

4.如权利要求3所述的设备，其中射频到中频下变频装置输出一个极低中频信号，以便在该极低中频信号中包含的所需信号以极低中频为中心，该中频信号与所需信号的带宽的量级相同。

5.如权利要求4所述的设备，其中所需信号被包含在以频率排列的多条频分信道中的一条信道中，以便相邻信道中的对应点以信道分割频率被彼此分开，并且所述极低中频近似于信道分割频率的一半。

6.如权利要求5所述的设备，其中所述极低中频在信道分割频率的一半±10％的范围内。

7.如权利要求5所述的设备，其中所述极低中频在信道分割频率的一半+10％至20％的范围内。

8.如权利要求1所述的设备，其中复数陷波滤波器包括第一和第二有限脉冲响应滤波器，所述第一和第二有限脉冲响应滤波器分别具有与其相关的不同的第一组和第二组系数，其中两组系数中的一组系数对应于一组复数系数的实部，另一组系数对应于同组复数系数的虚部。

9.如权利要求4所述的设备，其中复数陷波滤波器还包括逆变装置，通过它逆变一个或多个有限脉冲响应滤波器的输出，从而改变复数陷波滤波器的操作，以便复数陷波滤波器基本上使以第一频率为中心的基带信号的小部分通过，同时基本上把以第二频率为中心的基带信号的对应部分滤除。

10.如权利要求8所述的设备，其中复数陷波滤波器是可编程的，以能够改变基带信号的被滤出的一小部分的频率。

11.如权利要求8所述的设备，其中复数陷波滤波器具有围绕陷波的不对称响应。

12.如前述权利要求中任一权利要求所述的设备，被构成为一个集成电路。

13.一种接收和处理射频信号的方法，包括以下各步骤：接收射频信号，将其下变频到复数中频信号；将复数中频信号从模拟信号转换成对应的数字信号；将该数字中频信号转换成数字基带信号；和使用复数陷波滤波器对数字基带信号滤波，以便滤除以第一非零频率为中心的基带信号的一小部分，同时基本上使以第二频率为中心的基带信号的对应部分通过，所述第二频率与第一频率幅值相等但符号相反。

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