CN1196274C - 一种用于天线阵列波束成形的方法和设备 - Google Patents

Abstract

一种天线阵列波束成形技术利用由一个发射通信设备(101)服务的多个用户单元(105-107)的独立发射加权系数。该加权系数的优化是对多个用户单元的联合而不是独立优化(404)。联合优化优选地在发射通信设备上实现并且包括该通信设备根据对自身与每个用户单元之间信道的了解以及对每个用户单元所观察的小区内和小区间干扰的了解进行优化。加权系数的联合优化(404)是一个复杂过程，为简化该过程而利用优化规则的近似(409，410)，这允许对应于用户单元的加权系数被独立而非联合地优化(410)。通过考虑自干扰，该过程获得比当前加权方法更接近最佳的加权系数。

Description

一种用于天线阵列波束成形的方法和设备

本发明技术领域

本发明涉及无线电信***，更具体地涉及在无线电信***中天线阵列的使用。

本发明背景技术

在设计无线通信***中的一个重要目标是使***容量最大，也就是使由该通信***同时服务的用户数量最大。增加***容量的一种方式是降低分配给每个用户的发射功率。通过降低所分配的发射功率，降低所有用户的干扰，这允许向***增加新的用户。

降低分配给每个用户或用户单元的发射功率的一种方式是增加用户单元与服务该用户的基站之间的无线链路或通信信道的效率。增加链路效率的一种方法是使用发射天线分集***向目标用户单元广播信息。发射天线分集***允许所发射信号被波束成形，以便更窄、更聚集的波束被发射给用户。天线波束成形允许基站降低分配给该信号的发射功率，因为所分配的功率不再广泛分散。天线波束成形也减少了所发射信号的多径衰落和对非目标用户的干扰，因为波束更窄地聚集。

一种天线波束成形的方法涉及两天线分集。两天线分集使用由两个天线或阵列振子组成的一个天线阵列，来发射一个信号，和然后应用优化技术改善所发射信号的质量，使其性能优于使用单一天线所获得的性能。双天线分集最简单的形式之一是双天线选择发射分集(STD)。如同其名称所表示的，该方法涉及选择两个天线之一作为用来进行特定通信的发射机。选择天线的一种典型方法包括选择针对训练、同步或与目标用户单元交换的数据通信具有最高接收功率的天线。

天线波束成形的另一个方法包括单独对天线阵列的每个单元发射的信号加权。如果天线阵列的单元被适当地加权和调相，从这些单元广播的信号将在目标用户单元的接收机中建设性地相加。可是，在最佳加权被应用于发射阵列之前必须满足两个条件。首先，每个阵列振子与所需要用户之间的信道必须是已知的。第二，必须有可能计算所需要用户单元的信噪比。

已经进行了一些工作来优化在天线阵列处为多个用户单元的每个所确定的加权。仅当小区间干扰在目标用户的干扰环境中占主导地位的情况下用于对系数加权的当前方法(此后称为“TxAA”)才是最佳的(按照使给定发射功率电平用户单元上的信噪比最大的方面考虑是最佳的)。可是，在许多应用中，特别是数据应用领域，目标用户单元靠近基站，其中自干扰是主导干扰源。在这些情况下，现有的优化发射机加权系数的方法可能远不是最佳的。

另外，用于对系数加权的当前方法不考虑多径延迟所引起的自干扰。实际上，当前方法只有在下列两个条件之一成立时是最佳的：(i)传播信道只具有一个单一路径，或(ii)小区内干扰功率与小区间干扰功率之比为零。后一个条件从来都没有真正满足，但是在某些环境下可以是可接受的近似。在缺少条件(i)或(ii)时，会出现当前加权方法的性能比简单得多的选择发射分集(STD)加权***更差的情况。

发明内容

结果，用于对系数加权的当前方法对许多工作环境来说不是最佳的。因此，需要天线阵列波束成形技术来优化在高多径衰落环境下或在显著自干扰环境下或在小区内干扰比小区间干扰占优势的场合中的天线阵列性能。

为此，本发明提供了一种在通信***中实现天线波束成形的方法，该通信***包括：多个用户单元和一个发射通信设备，该发射通信设备具有由多个阵列振子组成的一个天线阵列，该方法包括：为所述多个用户单元联合优化多个加权系数以产生多个优化的加权系数的步骤，其中多个优化的加权系数中的每个优化加权系数与多个阵列振子中的一个相关联并且进一步与多个用户单元中的一个用户单元相关联。

本发明进一步提供了一种在通信***中实现天线波束成形的方法，该通信***包括：多个用户单元和一个发射通信设备的通信***中，该发射通信设备具有由多个阵列振子组成的一个天线阵列，该方法包括步骤：接收与传播信道和背景干扰相关的信息；确定与每个用户单元相关联的信噪比；在为所述多个用户单元的信噪比进行联合优化的表达式中，对一项或几项进行近似，以产生信噪比的联合优化表达式的近似值；根据信噪比的联合优化表达式的近似值独立地优化多组加权系数中的一组加权系数以产生一组优化的加权系数，其中多组优化加权系数中的每组优化加权系数对应于多个用户单元中的一个用户单元；根据优化的加权系数组对各信号进行调制，以产生调制后的信号；以及发送所述调制后的各信号。

本发明进一步提供了一种通信***中的通信设备，所述通信***包括多个用户单元，该通信设备包括：一个包括多个阵列振子的天线阵列；多个加权器，其中多个加权器中的每个加权器连接到多个阵列振子中的一个振子；和一个连接到多个加权器中的每个加权器的处理器，其中处理器为所述多个用户单元联合地优化多个加权系数，并且其中多个加权系数中的每个加权系数与多个阵列振子中的一个振子相关联并且还与多个用户单元中的一个用户单元相关联。

本发明还提供了一种通信***中的通信设备，所述通信***包括多个用户单元，所述通信设备包括：一个包括多个阵列振子的天线阵列；多个加权器，其中多个加权器中的每个加权器连接到所述多个阵列振子中的一个振子；和一个连接到多个加权器中的每个加权器的处理器，其中在为所述多个用户单元的信噪比进行联合优化的表达式中，所述处理器对一项或几项进行近似，以产生与所述多个用户单元相关联的信噪比的联合优化表达式的近似值，并且根据信噪比的联合优化表达式的近似值独立地优化多组加权系数中的一组加权系数以产生一组优化的加权系数，和其中多组优化加权系数中的每组优化加权系数对应于多个用户单元中的一个用户单元。

附图简介

图1是根据本发明优选实施例的通信***的方框图。

图2是根据本发明实施例的发射通信设备的方框图。

图3是根据本发明实施例的发射通信设备多个发射信号路径的方框图。

图4是由根据本发明实施例的发射通信设备执行的天线波束成形步骤的流程图。

图5是一个表格，表示利用当前系数加权***和利用选择发射分集***的天线阵列所发射信号的匹配滤波器接收机输出处的信噪比的比较。

图6是一个表格，表示从利用当前系数加权***的发射通信设备和利用根据本发明实施例确定的优化发射天线阵列加权的发射通信设备接收的信号的匹配滤波器接收机的输出的比较。

本发明详细说明

为优化高多径衰落环境下或显著自干扰环境下或小区内干扰比小区间干扰占优势场合下的天线阵列性能，天线阵列波束成形技术对由发射通信设备服务的多个用户单元采用独立的发射加权系数。加权系数的优化是一种多个用户单元的合作而不是独立的。联合优化优选地在发射通信设备处实现并且包括根据对自身与每个用户单元之间信道的了解以及在每个用户单元所观察的小区间和小区内干扰的了解进行通信设备优化。加权系数的联合优化是一个复杂过程，为简化该过程，优化规则被定义为允许对应于用户单元的加权系数独立而非联合地被优化。因为该技术考虑了自干扰，它获得的加权比当前方法的发射天线阵列加权更接近最佳。

参照图1-6更完整地描述了本发明。图1是根据本发明实施例的无线通信***100的方框图。通信***100优选地是一个码分多址(CDMA)通信***，该***包括多个(K)正交通信信道，本领域普通技术人员可以理解本发明可以用于任何无线通信***，例如时分多址(TDMA)通信***或正交频分复用(OFDM)通信***。优选地，每个通信信道包括多个正交扩频码之一，例如伪随机(PN)序列如沃尔什码。扩频码的应用允许在相同频带上共存多个通信信道。

通信***100包括多个地理上分散的基站101-103(图示三个)。每个基站101-103提供对各自服务覆盖区或小区111-113的通信服务。每个基站101-103优选地包括至少一个具有多个阵列振子121、122(图示两个)的天线阵列120。通信***100还包括多个用户单元105-107(图示三个)，例如蜂窝电话机、无线电话机或无线调制解调器。每个用户单元105-107包括一个具有多个RAKE分支的匹配滤波器RAKE接收机。匹配滤波器RAKE接收机是本领域公知的，在此不需要进一步解释。当用户单元位于一个服务基站的小区(即小区111)内时，该服务基站(例如，基站101)管理和提供每个用户单元105-107的无线电通信服务。

本发明的另一个实施例中，一个“扇区化”实施例，每个小区111-113可以分成多个扇区。在扇区化实施例中，每个基站101-103包括多个天线阵列，每个天线阵列包括多个阵列振子。每个基站101-103的多个天线阵列的至少一个天线阵列被专用于每个对应小区的多个扇区的每个扇区。

图2是根据本发明实施例的基站101-103的方框图。如上所述，每个基站101-103优选地包括至少一个天线阵列120和相关的阵列振子121、122。天线阵列120连接到发射机部分202和接收机部分204，随后每个又连接到一个处理器206，例如微处理器或数字信号处理器(DSP)。处理器206和相关存储器208允许基站存储信息，进行计算和运行软件程序。

图3是根据本发明实施例的基站101-103的多个发射信号路径300、301的方框图。每个发射信号路径300、301对应于基站天线阵列120的多个阵列振子121、122之一。由数据源210发出数据给基站，数据源可以是对例如公共交换电话网络(PSTN)或互联网的外部网络的接口或者是在基站处理器206上运行的应用程序。

数据源210连接到处理器206。如图3所示，处理器206包括一个编码器302，多个扩频器306、308，和多个码元映射器310、312。编码器302接收来自数据源210的数据并利用预定编码方案对数据进行编码，例如块编码方案或卷积编码方案。编码器302然后将编码后的数据传递给多个扩频器306、308的每个。在本发明的另一个实施例中，处理器206可以进一步包括一个交织器，该交织器在编码后的数据被传递给各扩频器306、308之前对编码后的数据进行交织。

多个扩频器306、308的每个扩频器连接到扩频码发生器304，并且将编码后数据根据扩频码发生器提供的扩频码进行扩频，扩频码优选地是伪随机(PN)序列例如沃尔什码。然后每个扩频器306、308传递扩频后数据给多个码元映射器310、312的各自码元映射器。每个码元映射器310、312将数据映射为包含在码元构象中多个码元之一，以产生一个对应于被调制数据的码元流。在本发明的一个实施例中，码元映射器310、312利用正交调幅(QAM)映射方案映射该数据。可是，使用的映射方案对于本发明不重要，本领域技术人员可以理解许多各种映射方案例如二进制相移键控(BPSK)或正交相移键控(QPSK)都可以用于此处而不脱离本发明的精神和范围。

在QAM映射方案中，每个码元映射器310、312将扩频数据分组成具有P个二进制数据单元(例如数据位)的组，以形成多个P-数组。每个码元映射器310、312然后通过将P-数组映射到预定的QAM构象中M个可能点中的一个对应点来调制多个P-数组的每个，其中M＝2^P。为此，包含M个可能点的预定QAM构象被定义在多维空间内，优选地是复数二维(I/Q)空间。二维空间内的每个点可以被认为是两个定标基本矢量的矢量和。这两个定标基本矢量分别对应于构象点的一个同相(I)分量(I)和一个正交(Q)分量，或对应于数据码元。用于定义一个特定点的两个基本矢量各自的幅度可以被认为是该点的二维坐标。由码元映射器310、312对每个P-数组调制之后，调制数据被处理器206传递给发射机部分202发射。

发射机部分202包括多个调制器314、316，每个调制器连接到多个放大器318、320之一。发射机部分202还包括多个加权器322、324，每个加权器连接到多个放大器318、320之一与多个天线121、122之一之间，并且进一步连接到处理器206。多个调制器314、316的每个调制器从各自码元映射器310、312接收调制后数据，并将调制后数据调制到射频(RF)载波上。每个调制后载波然后被传递给连接到各自调制器314、316的放大器上，该放大器放大调制后载波以产生一个放大信号并且将放大后信号传递给各自加权器322、324。每个加权器322、324根据由处理器206提供给加权器的加权系数对放大后信号进行调制，并通过各自天线121、122发射加权后信号。在本发明另一个实施例中，每个加权器322、324可以***在调制器314、316与放大器318、320之间，或可以在调制器314、316之前并位于处理器206中。

为对由目标用户单元(即，用户单元105)从目标用户单元的服务基站(即，基站101)所接收RF信号的强度进行最优化，和使RF信号对服务基站与对应于服务基站的小区111内其它工作用户单元(例如，用户单元106、107)之间通信的干扰最小，基站101对RF信号的广播采用天线阵列波束成形技术。该天线阵列波束成形技术允许基站101根据由基站分配给基站天线阵列120的每个振子121、122的加权系数把窄聚集信号广播给目标用户单元105。

在本发明的一个实施例中，一个“联合优化”实施例，可用于基站101所服务的多个用户单元105-107的每个，并且分别应用于对每个用户单元的发射的加权系数被联合优化。优选地，加权系数的联合优化在服务基站101上执行和实现，并且优选地由基站处理器206执行。在联合优化实施例中，在服务基站101上联合地优化加权系数。

图4表示由根据本发明实施例的发射通信设备(例如基站101)执行的天线波束成形步骤的逻辑流程图400。当多个接收通信设备(即用户单元105-107)的每个发射信息给发射通信设备(即基站101)时该流程开始401，基站从每个用户单元接收402有关该用户单元与每个天线振子121、122之间的传播信道的信息，并且将来自AWGN的背景干扰与来自由服务基站101所服务小区之外小区(即来自小区112和113)的背景干扰进行自相关。替代地，当每个小区包括多个扇区时，背景干扰可以包括来自小区111内除了用户单元所处扇区的扇区的干扰。

用户单元105-107通过将阵列振子121、122所接收信号与该信号的已知版本相关来测量用户单元与振子之间的传播信道。例如，基站101可以通过该振子发射一个导频码，例如预定的导频沃尔什码，或分配给该振子并且用户单元已知的导频码元序列。当用户单元接收到所发射信号时，用户单元将所接收信号与已知导频码或码元相关。根据比较，用户单元确定该信号中由信道引起的失真。

测量背景干扰的自相关多少会更困难。在本发明的一个实施例中，用户单元105-107通过解调从基站101(所有信道)接收的信号并且从到达信号中减去解调后信号来测量背景干扰的自相关。产生的信号只包括背景干扰，并且该信号的自相关通过将该信号与自身相关可以容易地获得。在本发明的另一个实施例中，用户单元可以通过基站101周期性地消隐其发射信号一个短时间间隔来测量自相关。在发射信号被关闭的该短暂期间，所接收信号仅仅包括背景干扰。还是通过将信号与自身相关来测量干扰自相关。

在本发明的另一个实施例中，用户单元105-107可以通过测量基站101发射的所接收信号的相关性(通过将该信号与自身相关)来测量背景干扰的自相关。该相关性是信号相关性函数和干扰相关性函数的和。用户单元发射信道传播信息和所接收信号相关性函数两者给基站101。基站101根据对传播信道和发射信号(例如导频信号)两者的了解计算在用户处所观察的发射信号的信号相关性。然后通过将计算出的发射信号相关性从所接收信号的相关性函数中减去而获得干扰相关性。

利用对多个阵列振子121、122的每个与多个用户单元105-107的每个之间的传播信道和每个用户单元处的干扰环境的了解，基站101(优选地是基站的处理器206)为任何功率分配和基站加权系数集确定每个用户单元上的信噪比(SNR)，如同下面将更详细描述的。基站101通过选择加权系数来联合优化404加权系数，该加权系数产生联合优化SNR表达式的最大值，如同下面更详细描述的。随后当基站101发射信号给该基站服务的一个用户单元时，处理器206将适当的加权系数传递给405基站101的加权器322、324。每个加权器322、324然后使用由处理器206传递给加权器的加权系数来调制406在对应天线阵列振子121、122上发射的信号，该信号然后通过对应阵列振子发射407，和流程图结束408。

优选地，基站101知道其对应小区111的载荷(即，小区中用户数量)或替代地用户单元105所处的扇区。例如，假设每个用户单元105-107的数据速率需求是已知的，如同数据编码和解码方案一样。利用这些信息，每个用户单元105-107的SNR需求是已知的。在此情况下，基站101首先确定是否存在对于最佳天线阵列120加权系数的联合优化的可行方案。换句话说，基站101首先确定是否任何功率和加权分配将满足所有用户的SNR需求。当存在一个可行方案时，基站101可以选择使基站发射总功率最小的方案。这在一定程度上使相邻小区112、113或替代地相邻扇区中产生的干扰功率最小。当对于给定载荷不存在可行方案时，基站101可以选择使基站可以满足的载荷百分比最大的功率和加权分配。

在本发明的另一个实施例中，一个“独立优化”实施例，可以使用近似来允许对各种用户独立地优化加权系数。替代联合优化404加权系数，基站101使用近似409来确定联合优化SNR表达式的近似值。该近似允许基站101根据联合优化SNR表达式的近似值来独立于其它用户单元410优化对应于每个用户单元的加权系数。这种近似法具有减少基站101计算负担的优点(尽管位于每个用户单元105-107上的计算负担可能稍微增加)。这种近似法还具有一个优点，即由基站101利用的加权系数独立优化通常需要更少的链路带宽来传输信道和干扰信息给基站。如果在用户单元计算最佳加权系数，只需要将加权系数传输给基站。

基站101(优选地是基站101的处理器206)通过分别对应于多个天线阵列振子121、122为用户单元优化加权系数w_1，i和w_2，i来确定对应于每个用户单元105-107的加权系数，其中“i”是对应于进行加权系数优化的第i个用户单元的指数。处理器206通过确定使用户单元的匹配滤波器RAKE接收机的输出的SNR最大的加权系数w_1，i和w_2，i来优化对应于第i用户单元的加权系数，其中SNR由下列SNR的联合优化表达式给定(其中，为说明本发明原理的目的，指数i被任意设置为1，对应于第一用户单元)，

${\left(\frac{E_s}{N_t}\right)}_{\mathrm{MF},1}=\frac{N\frac{E_c}{I_{\mathrm{or}}}(\[w_{\mathrm{1,1}}^{*}{w}_{\mathrm{2,1}}^{*}\]\left[\begin{array}{c}{f}_1^H\\ f_2^H\end{array}\right]\[f_1{f}_2\]\left[\begin{array}{c}{w}_{\mathrm{1,1}}\\ w_{\mathrm{2,1}}\end{array}\right]{)}^2}{\[w_{\mathrm{1,1}}^{*}{w}_{\mathrm{2,1}}^{*}\]\left[\begin{array}{c}{f}_1^H\\ f_2^H\end{array}\right]\left(\mathrm{\Ω}\right(w_{\mathrm{1,1}},w_{\mathrm{2,1}})+{\mathrm{\Ω}}_2^k+(\frac{I_{\mathrm{or}}}{I_{\mathrm{oc}}}{)}^{-1}{I}_{\mathrm{MxM}})\[f_1{f}_2\]\left[\begin{array}{c}{w}_{\mathrm{1,1}}\\ w_{\mathrm{2,1}}\end{array}\right]}---\left(1\right)$

该公式推导如下。

矢量

和

表示天线阵列120的振子121、122与所需要用户单元(即，第i用户单元，或以公式1中的术语来说，第一用户单元)之间的各自传播信道。为说明简单，假设在除了在码片时间整数倍的位置外信道的脉冲响应为零，并且因此矢量 ${\tilde{f}}_i=\left\{{\tilde{f}}_{i,j}\right\}$ 代表信道的码片间隔脉冲响应。K代表正向链路上占据的通信信道数量，和 $\tilde{A}={\left\{{\tilde{A}}_i\right\}}_{i=1}^K$ 代表分配给通信或扩频码信道的一组幅度。为简单，多个用户单元105-107的编号使得第i个沃尔什码分配给第i个用户单元。

如果信道

和 和幅度

以下列方式归一化，则与小区内和小区间干扰的强度有关的定义被简化。信道f₁和f₂被定义为

$f_i={\tilde{f}}_i/{({\left|\right|{\tilde{f}}_1\left|\right|}^2+{\left|\right|{\tilde{f}}_2\left|\right|}^2)}^{1/2}$

所以

${\left|\right|{\tilde{f}}_1\left|\right|}^2+{\left|\right|{\tilde{f}}_2\left|\right|}^2=1$

每个振子121、122与所需要用户单元之间的传播信道不需要具有相等能量。类似地，定义一组归一化幅度A＝{A_i}^k _i＝1以便

$A_i={\tilde{A}}_i/{({\left|\right|{\tilde{f}}_1\left|\right|}^2+{\left|\right|{\tilde{f}}_2\left|\right|}^2)}^{1/2}$

***100中K个通信信道或编码信道的每个被指定一个对应于每个天线阵列振子121、122的复数加权系数。假设两个振子的天线阵列120，一对复数加权系数{w_1，i，w_2，i}被指定给K个编码信道的每个。每个加权矢量需要具有单位能量，所以

|w_1，i|²+|w_2，i|²＝1，对于所有i

理想地，应用于第i编码信道的加权{w_1，i，w_2，i}被选择为使第i个用户单元的匹配滤波器RAKE接收机输出处的SNR最大。由服务基站(即基站101)发射的总功率，由以下公式给出

$\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i^2({\left|w_{1,i}\right|}^2+{\left|w_{2,i}\right|}^2)=\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i^2$

而来自基站的由第i用户单元所接收的总功率_or由以下公式给出

${\hat{I}}_{\mathrm{or}}=\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{A}}_i^2\left({\left|\right|w_{1,i}{\tilde{f}}_i+w_{2,i}{\tilde{f}}_2\left|\right|}^2\right)$

$=\underset{i=1}{\mathrm{\Σ}}{A}_i^2\left({\left|\right|w_{1,i}{f}_i+w_{2,i}{f}_2\left|\right|}^2\right)$

由于加权系数{w_1，i，w_2，i}_i＝1 ^K和信道f₁和f₂的相互作用，在第i用户单元上的所接收信号功率_or取决于加权系数。因此，除非在优化{w_1，i，w_2，i}期间幅度A_i被调节，小区内干扰_or在用户单元i上将不保持恒定。为此，一个单独的量I_or被定义为

$I_{\mathrm{or}}=\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i^2$

然后应用柯西-施瓦茨不等式获得

${\hat{I}}_{\mathrm{or}}=\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i^2\left({\left|\right|w_{1,i}{f}_1+w_{2,i}{f}_2\left|\right|}^2\right)$

$\≤\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i^2{\left(\right|w_{1,i}\left|\right|\left|f_1\right||+|w_{2,i}\left|\right|\left|f_2\right|\left|\right)}^2$

$\≤\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i^2({\left|w_{1,i}\right|}^2+{\left|w_{2,i}\right|}^2)({\left|\right|f_1\left|\right|}^2+{\left|\right|f_2\left|\right|}^2)$

$=\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i^2=I_{\mathrm{or}}$

因此，对于在此所使用的定义，_or≤I_or。很明显

${\hat{I}}_{\mathrm{or}}\≥\underset{1\≤j\≤K}{\min }\left\{{\left|\right|w_{1,j}{f}_1+w_{2,j}{f}_2\left|\right|}^2\right\}\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i^2$

$\≥\inf \left\{\right||{\mathrm{\αf}}_1+{\mathrm{\βf}}_2||:{\left|\mathrm{\α}\right|}^2+{\left|\mathrm{\β}\right|}^2=1\}{I}_{\mathrm{or}}$

$={\mathrm{\γI}}_{\mathrm{or}}$

其中

γ＝{‖αf₁+βf₂‖∶|α|²+|β|²＝1}

注意只要信道f₁和f₂线性独立，则γ＞0。

上述不等式在干扰交替地以小区内和小区间干扰为主的情况下对于推导最佳发射加权系数的表达式有用。由于加权系数影响用户所观察的小区内信号功率电平，_or在优化{w_1，i，w_2，i}期间不能保持恒定。可是，利用上述不等式，由第i用户所观察的小区内干扰可以被上下限制，使得

γI_or≤_or≤I_or

因此，小区间干扰I_oc主导的用户环境可以通过强制I_or/I_oc→0来检查，因为这意味着_or/I_oc→0。类似地，由小区内干扰主导的用户环境可以通过强制I_or/I_oc→∞来检查，因为这意味着_or/I_oc→∞。

包含在RAKE接收机中的多个RAKE分支的平均和方差必须被评价，以便计算在每个用户单元105-107的匹配滤波器RAKE接收机输出上的SNR。为此，再次假设所需要用户单元具有指数1，如上所述，设矢量f₁和f₂代表振子121和122分别与所需要用户单元之间的归一化传播信道。在不丧失普遍性的情况下，信道f₁和f₂在长度M的区间之外被假设为零，所以

f_i，j＝0如果j≤0或j＞M

设矢量R代表用户单元的多个RAKE分支输出的长度M矢量。设μ代表R的平均矢量，该矢量具有下列公式给定的分量

μ₁＝E(R₁)＝NA₁(w_1，1f_1，1+w_2，1f_2，1)

其中N是每个码元的码片数量。对于随机正交码(具有随机扩频的沃尔什码)，MxM相关矩阵Γ_l，m具有下面给定的元素

${\mathrm{\Γ}}_{l,m}=E\left(R_l{R^{*}}_m\right)=N\underset{j=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{A}_j^2\underset{k=l}{\mathrm{\Σ}}(w_{1,j}{f}_{1,k}+w_{2,j}{f}_{2,k}){(w_{1,j}{f}_{1,m-l+k}+w_{2,j}{f}_{2,m-l+k})}^{*}$

其中NI_oc(m-l)是小区间干扰和噪声的协方差。此小区间干扰通常不是白噪声，因为来自给定基站(基本上是一个白噪声源)的所有CDMA信号通过公共信道到达用户单元。结果，如果单一基站占主导，小区间干扰可能基本上不是白噪声。可是，为简化分析，小区间干扰被假设为白噪声，所以

其中I_or代表小区间干扰的功率。设Ω代表矢量R的归一化协方差，由下面给定

Ω＝E((R-μ)(R-μ)^*/NI_or)＝(Γ-μμ^*)/(NI_or)

并且具有分量

$=I_{\mathrm{or}}^{-1}\underset{j=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{A}_j^2{\left|w_{1,j}\right|}^2\underset{k\≠l}{\mathrm{\Σ}}{f}_{1,k}{f}_{1,m-l+k}^{*}+I_{\mathrm{or}}^{-1}\underset{j=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{A}_j^2{\left|w_{2,j}\right|}^2\underset{k\≠l}{\mathrm{\Σ}}{f}_{2,k}{f}_{2,m-l+k}^{*}$

$=I_{\mathrm{or}}^{-1}\left(\underset{j=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{A}_j^2{\left|w_{1,j}\right|}^2\right){\mathrm{\Ψ}}_{l,m}^{\mathrm{1,1}}+I_{\mathrm{or}}^{-1}\left(\underset{j=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{A}_j^2{\left|w_{2,j}\right|}^2\right){\mathrm{\Ψ}}_{l,m}^{\mathrm{2,2}}$

其中矩阵Ψ^i，j具有元素

${\mathrm{\Ψ}}_{l,m}^{i,j}=\underset{k=l}{\mathrm{\Σ}}{f}_{i,k}{f}_{i,m-l+k}^{*}=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{f}_{i,k}{f}_{j,m-l+k}^{*}-f_{i,l}{f}_{j,m}^{*}$

这对于将协方差Ω分成两个部分是有用的，使得

Ω＝Ω₁+Ω^k ₂

其中第一项Ω₁是所需要用户单元的信号对协方差的贡献，第二项Ω^k ₂是所有其它用户单元的信号对协方差的贡献。在所需要用户单元的匹配滤波器RAKE接收机输出的SNR由下面给定

${\left(\frac{E_s}{N_t}\right)}_{\mathrm{MF},1}=\frac{N\frac{E_c}{I_{\mathrm{oc}}}(\[w_{\mathrm{1,1}}^{*}{w}_{\mathrm{2,1}}^{*}\]\left[\begin{array}{c}{f}_2^H\\ f_2^H\end{array}\right]\[f_1{f}_2\]\left[\begin{array}{c}{w}_{\mathrm{1,1}}\\ w_{\mathrm{2,1}}\end{array}\right]{)}^2}{\[w_{\mathrm{1,1}}^{*}{w}_{\mathrm{2,1}}^{*}\]\left[\begin{array}{c}{f}_1^H\\ f_2^H\end{array}\right]\left({\mathrm{\Ω}}_1\right(w_{\mathrm{1,1}},w_{\mathrm{2,1}})+{\mathrm{\Ω}}_2^k+(\frac{I_{\mathrm{or}}}{I_{\mathrm{oc}}}{)}^{-1}{I}_{\mathrm{MxM}})\[f_1{f}_2\]\left[\begin{array}{c}{w}_{\mathrm{1,1}}\\ w_{\mathrm{2,1}}\end{array}\right]}---\left(1\right)$

其中Ω₁(w_1，1w_2，1)用于表示Ω₁是加权系数{w_1，1w_2，1}的函数。

公式1分母的中间项的第二项可以近似为

利用该近似，所需要用户单元的SNR不再取决于其它用户单元使用的加权系数。结果，只要数值E_c/I_or和I_or/I_oc是已知的，就可以独立地优化加权系数w_1，1，w_2，1，其中E_c是所需要信号的功率或能量，I_or是小区内干扰的功率或能量，而I_oc是小区间干扰的功率或能量。

数值E_c/I_or可以在所需要用户单元(例如用户单元105)上估计，或该数值可以从基站101(在此已知该数值)传输给用户单元。数值I_or/I_oc可以如下估计。首先，基站101空闲一个短暂区间，以便I_oc可以由所需要用户单元(即用户单元105)进行测量。用户单元105然后测量从多个阵列振子121-122每个所接收信号的脉冲响应能量(利用分配给每个天线的导频信号)并把这些能量发送返回给基站101。利用这些数值，可以用几种方式之一由用户单元105计算出I_or。例如，用户单元105可以传输这些能量数值给基站101，基站计算数值I_or并把计算出的数值发送回用户单元。在另一个例子中，基站101可以传输加权系数给用户单元105，使得可以在用户单元中计算I_or。在另一个例子中，用户单元105可以计算基站101的加权系数。因此，用户单元105知道由基站101使用的加权系数，并且可以在用户单元中计算I_or。用户单元105然后根据I_or和I_oc的单独估计值计算I_or/I_oc的比值。

在某些情况中，近似值(上述公式2)

可以进一步简化。在本发明的一个这种实施例中，对于高速率数据，当小区被扇区化时，服务小区或服务扇区中的几乎所有功率可以分配给所需要的用户单元(一个单一用户，或“高分配”，实施例)，所以E_c/I_or近似为1。在这种实施例中，可以使用下列近似值：

在本发明的另一个这种实施例中，其中所需要用户单元位于“高几何”环境，即当I_or/I_oc大时，可以使用下列近似值：

${\mathrm{\Ω}}_2\≈\frac{1}{2}(1-\frac{E_c}{I_{\mathrm{or}}})({\mathrm{\Ψ}}^{\mathrm{1,1}}+{\mathrm{\Ψ}}^{\mathrm{2,2}}).---\left(4\right)$

也可以考虑这两个情况的组合。

通过利用公式2、3和4代表的上述近似值之一，在小区111或扇区中所有用户单元105-107的加权系数联合优化问题可以转变为一组独立优化问题，由此每个用户单元105-107的加权系数被独立地优化。所产生的独立优化的复杂性取决于使用的近似值。优化问题也可以通过利用“低几何”近似来简化，对于该近似，I_or/I_oc近似为零。可是，由于低几何近似不经常可用，使用其它的近似可获得更接近最佳的加权系数。

在此的SNR表达式是为从天线阵列120发送和利用用户单元105-107的匹配滤波器RAKE接收机接收的CDMA信号给出的。每组加权系数被设计得使对应用户单元105-107中匹配滤波器RAKE接收机输出的SNR最大。SNR表达式获得下列结果：(1)对于为每个用户单元1-0-107选择天线阵列120的加权系数时应当被优化的SNR规则，(2)实际上当考虑自干扰时，每个用户单元105-107的天线阵列120的加权系数可以被联合优化，(3)必须将一组信息从用户单元105-107反馈给基站101以便计算联合优化阵列加权系数，(4)在自干扰为主导的环境(“高几何”环境)中用户单元105-107的SNR性能，和(5)对SNR独立(而非联合)优化的加强近似。

可以定义其它的优化规则以允许用户单元105-107独立优化而非联合地优化。例如，可以使用由公式(1)代表的全部SNR表达式，但对于实际协方差矩阵Ω₂由公式(2)给出的近似值替代

当服务基站即基站101的输出信号功率的一半通过天线阵列120的两个振子121、122的每个传输时和当加权矢量被随机定向时，该近似值等于Ω₂使得

$\underset{i=2}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{1,i}{w}_{2,i}^{*}=0$

由于该表达式不取决于用户的发射系数，每个用户单元的加权系数可以独立于其它用户单元进行优化。

因为公式(1)所代表的SNR表达式的复杂性，加权系数优化是困难的，存在某些特定和有限情况，其中加权系数优化稍为简单。一种这样的特定情况是当小区间干扰为主导时。小区间干扰为主导的传播环境可以通过强制小区内干扰与小区间干扰之比_or/I_or为零即通过设置I_or/I_oc为零来代表。因此，在限制_or/I_or→0的情况下，所需要用户单元的匹配滤波器RAKE接收机输出处的SNR由下面公式给出

${\left(\frac{E_s}{N_t}\right)}_{\mathrm{MF},1}=N\frac{E_c}{I_{\mathrm{oc}}}(\[w_{\mathrm{1,1}}^{*}{w}_{\mathrm{2,1}}^{*}\]\left[\begin{array}{c}{f}_1^H\\ f_2^H\end{array}\right]\[f_1{f}_2\]\left[\begin{array}{c}{w}_{\mathrm{1,1}}\\ w_{\mathrm{2,1}}\end{array}\right]).---\left(6\right)$

对应于没有小区内干扰的SNR的公式6是在现有技术TxAA***中被优化的用户单元105-107的SNR表达式。在该环境中的最佳加权矢量{w_1，1w_2，1}等于本征矢量V_max，对应于以下矩阵的最大本征值。

$\left[\begin{array}{c}{f}_1^H\\ f_2^H\end{array}\right]\[f_1{f}_2\]---\left(7\right)$

因为该矩阵不取决于其它信道的加权系数，在由各个用户单元105-107所执行的加权系数优化之间没有相互作用。

利用最佳发射加权系数，所需要用户单元的匹配滤波器RAKE接收机输出的SNR由下列公式给出

${\left(\frac{E_s}{N_t}\right)}_{\mathrm{MF},1}=N\frac{E_c}{I_{\mathrm{oc}}}{\mathrm{\λ}}_{\max }---\left(8\right)$

加权系数优化稍为简单的第二种特殊或有限情况是小区内干扰为主导的情况。比值_or/I_oc大的环境有时被称为“高几何”环境。在高几何环境中，当信道具有显著多径衰落时小区内干扰为主导干扰源，如上所述，如果信道f₁和f₂线性独立，当_or/I_oc变大时发射天线阵列加权的极限性能可以通过强制比值I_or/I_oc为无限大进行评价。因此在_or/I_oc→∞的限制下，所需要用户单元的匹配滤波器RAKE接收机输出的SNR由下列公式给出

${\left(\frac{E_s}{N_t}\right)}_{\mathrm{MF},1}=\frac{N\frac{E_c}{I_{\mathrm{or}}}(\[w_{\mathrm{1,1}}^{*}{w}_{\mathrm{2,1}}^{*}\]\left[\begin{array}{c}{f}_1^H\\ f_2^H\end{array}\right]\[f_1{f}_2\]\left[\begin{array}{c}{w}_{\mathrm{1,1}}\\ w_{\mathrm{2,1}}\end{array}\right]{)}^2}{\[w_{\mathrm{1,1}}^{*}{w}_{\mathrm{2,1}}^{*}\]\left[\begin{array}{c}{f}_1^H\\ f_2^H\end{array}\right]\left({\mathrm{\Ω}}_1\right(w_{\mathrm{1,1}},w_{\mathrm{2,1}})+{\mathrm{\Ω}}_2^k)\[f_1{f}_2\]\left[\begin{array}{c}{w}_{\mathrm{1,1}}\\ w_{\mathrm{2,1}}\end{array}\right]}---\left(9\right)$

由于矩阵Ω取决于{w_1，1w_2，1}，不存在直接发现最佳发射加权矢量的方法，因此通常来说，需要搜索以下空间以确定最佳加权矢量。

({w_1，1，w_2，1}∶|w_1，1|²+|w_2，1|²＝1)

                                         (10)

加权系数优化稍为简单的第三种特殊和限制情况是分配给所需要通信信道的功率为由服务基站(即基站101)发射的总功率的相当小部分的情况。也就是说，

$\frac{E_c}{I_{\mathrm{or}}}=\frac{A_1^2}{\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{A}_i^2}<<1---\left(11\right)$

在该环境中，有可能服从

$\mathrm{\&Omega;}={\mathrm{\&Omega;}}_1(w_{\mathrm{1,1}},w_{\mathrm{2,1}})+{\mathrm{\&Omega;}}_2^k\&ap;{\mathrm{\&Omega;}}_2^k,---\left(12\right)$

使得Ω近似独立于{w_1，1w_2，1}。利用该近似，所需要用户单元的匹配滤波器RAKE接收机输出的SNR变成

${\left(\frac{E_s}{N_t}\right)}_{\mathrm{MF},1}=\frac{N\frac{E_c}{I_{\mathrm{or}}}(\&lsqb;w_{\mathrm{1,1}}^{*}{w}_{\mathrm{2,1}}^{*}\&rsqb;\left[\begin{array}{c}{f}_1^H\\ f_2^H\end{array}\right]\&lsqb;f_1{f}_2\&rsqb;\left[\begin{array}{c}{w}_{\mathrm{1,1}}\\ w_{\mathrm{2,1}}\end{array}\right]{)}^2}{\&lsqb;w_{\mathrm{1,1}}^{*}{w}_{\mathrm{2,1}}^{*}\&rsqb;\mathrm{\&Phi;}\left[\begin{array}{c}{w}_{\mathrm{1,1}}\\ w_{\mathrm{2,1}}\end{array}\right]}---\left(13\right)$

其中

$\mathrm{\&Phi;}=\left[\begin{array}{c}{f}_1^H\\ f_2^H\end{array}\right]({\mathrm{\&Omega;}}_2^k+{(I_{\mathrm{or}}/I_{\mathrm{oc}})}^{-1}{I}_{\mathrm{MxM}})\&lsqb;f_1{f}_2\&rsqb;.---\left(14\right)$

对称的半正定矩阵Φ具有唯一对称半正定平方根Λ，使得

Φ＝ΛΛ

如果半正定矩阵Λ是正定，则Λ具有唯一定义的逆Λ^-1。设w代表矢量{w_1，1w_2，1}并且定义矢量y使得

y＝Λw

如果这样定义，可得到

${\left(\frac{E_s}{N_t}\right)}_{\mathrm{MF},1}=\frac{N\frac{E_c}{I_{\mathrm{or}}}(y^{*}{\left(\mathrm{\&Lambda;}\right)}^{*}\left[\begin{array}{c}{f}_1^H\\ f_2^H\end{array}\right]\&lsqb;f_1{f}_2\&rsqb;{\mathrm{\&Lambda;}}^{-1}y{)}^2}{{\left|\right|y\left|\right|}^2}$

$\&le;\frac{N\frac{E_c}{I_{\mathrm{or}}}\left({\mathrm{\&lambda;}}_{\max }{\left|\right|y\left|\right|}^2\right)}{{\left|\right|y\left|\right|}^2}.$

$=N\frac{E_c}{I_{\mathrm{oc}}}{\mathrm{\&lambda;}}_{\max }^2{\left|\right|y\left|\right|}^2.---\left(15\right)$

仅当对于某个复标量α，y＝αV_max时可以满足对上述表达式的上界，其中V_max是对应于以下矩阵的最大本征值λ_max的本征矢量

${\left({\mathrm{\&Lambda;}}^{-1}\right)}^{*}\left[\begin{array}{c}{f}_1^H\\ f_2^H\end{array}\right]\&lsqb;f_1{f}_2\&rsqb;{\mathrm{\&Lambda;}}^{-1}---\left(16\right)$

因此最佳加权单位能量发射加权矢量由下列公式给出

$w_1=\frac{{\mathrm{\&Lambda;}}^{-1}{\mathrm{\&alpha;v}}_{\max }}{\left|\right|{\mathrm{\&Lambda;}}^{-1}{\mathrm{\&alpha;v}}_{\max }\left|\right|}=\frac{{\mathrm{\&Lambda;}}^{-1}{v}_{\max }}{\left|\right|{\mathrm{\&Lambda;}}^{-1}{v}_{\max }\left|\right|}---\left(17\right)$

并且得到的信噪比由下列公式给出

${\left(\frac{E_s}{N_t}\right)}_{\mathrm{MF},1}=N\frac{E_c}{I_{\mathrm{or}}}{\mathrm{\&lambda;}}_{\max }^2\frac{{\left|\right|v_{\max }\left|\right|}^2}{{\left|\right|{\mathrm{\&Lambda;}}^{-1}{v}_{\max }\left|\right|}^2}---\left(18\right)$

如上所述，最佳加权矢量取决于加权{w_1，i，w_2，i}_i＝2 ^K，这可能随着应用新计算出的最佳加权矢量{w_1，1w_2，1}而同时改变。新的矢量{w_1，1w_2，1}只有在其它信道的加权矢量保持恒定时才是最佳的。

加权系数的优化稍少简单的第四种特殊和限制情况是小区只包括所需要用户单元的情况，即单一用户单元环境。在这种情况下，所需要用户单元的匹配滤波器RAKE接收机输出的SNR由下列公式给出

${\left(\frac{E_s}{N_t}\right)}_{\mathrm{MF},1}=\frac{N(\&lsqb;w_{\mathrm{1,1}}^{*}{w}_{\mathrm{2,1}}^{*}\&rsqb;\left[\begin{array}{c}{f}_1^H\\ f_2^H\end{array}\right]\&lsqb;f_1{f}_2\&rsqb;\left[\begin{array}{c}{w}_{\mathrm{1,1}}\\ w_{\mathrm{2,1}}\end{array}\right]{)}^2}{\&lsqb;w_{\mathrm{1,1}}^{*}{w}_{\mathrm{2,1}}^{*}\&rsqb;\left[\begin{array}{c}{f}_1^H\\ f_2^H\end{array}\right]({\left|w_{\mathrm{1,1}}\right|}^2{\mathrm{\&Psi;}}^{\mathrm{1,1}}+{\left|w_{\mathrm{2,1}}\right|}^2{\mathrm{\&Psi;}}^{\mathrm{2,2}}+2\mathrm{Re}\{w_{\mathrm{1,1}}{w}_{\mathrm{2,1}}^{*}{\mathrm{\&Psi;}}^{\mathrm{1,2}}\}+(I_{\mathrm{or}}/I_{\mathrm{oc}}{)}^{-1}{I}_{\mathrm{MxM}})\&lsqb;f_1{f}_2\&rsqb;\left[\begin{array}{c}{w}_{\mathrm{1,1}}\\ w_{\mathrm{2,1}}\end{array}\right]}---\left(19\right)$

其中矩阵Ψ^1，1，Ψ^1，2和Ψ^2，2已经如上定义。

在小区内干扰为主导所以I_or/I_oc→∞的单一用户单元环境下，信噪比由下列公式给出

${\left(\frac{E_s}{N_t}\right)}_{\mathrm{MF},1}=\frac{N(\&lsqb;w_{\mathrm{1,1}}^{*}{w}_{\mathrm{2,1}}^{*}\&rsqb;\left[\begin{array}{c}{f}_1^H\\ f_2^H\end{array}\right]\&lsqb;f_1{f}_2\&rsqb;\left[\begin{array}{c}{w}_{\mathrm{1,1}}\\ w_{\mathrm{2,1}}\end{array}\right]{)}^2}{\&lsqb;w_{\mathrm{1,1}}^{*}{w}_{\mathrm{2,1}}^{*}\&rsqb;\left[\begin{array}{c}{f}_1^H\\ f_2^H\end{array}\right]({\left|w_{\mathrm{1,1}}\right|}^2{\mathrm{\&Psi;}}^{\mathrm{1,1}}+{\left|w_{\mathrm{2,2}}\right|}^2{\mathrm{\&Psi;}}^{\mathrm{2,2}}+2\mathrm{Re}\{w_{\mathrm{1,1}}{w}_{\mathrm{1,2}}^{*}{\mathrm{\&Psi;}}^{\mathrm{1,2}}\left\}\right)\&lsqb;f_1{f}_2\&rsqb;\left[\begin{array}{c}{w}_{\mathrm{1,1}}\\ w_{\mathrm{2,1}}\end{array}\right]}---\left(20\right)$

上述加权系数的最佳矢量可以表示为等同于使以下信噪比最大的

${\left(\frac{E_s}{N_t}\right)}_{\mathrm{MF},1}=\frac{{\left({\left|\right|w_{\mathrm{1,1}}{f}_1+w_{\mathrm{2,1}}{f}_2\left|\right|}^2\right)}^2}{{\left|\right|(w_{\mathrm{1,1}}{f}_1+w_{\mathrm{2,1}}{f}_2)\&CircleTimes;{(w_{\mathrm{1,1}}{f}_1+w_{\mathrm{2,1}}{f}_2)}^{\mathrm{TR}*}\left|\right|}^2}$

加权矢量

                                                   (21)

其中用于表示卷积，和TR^*用于表示给定矢量的时间互换共轭。通常，需要搜索确定最佳发射机加权系数。

一个简单的例子证明了小区内干扰对通信***100的影响。在该例子中，把利用现有技术发射天线阵列加权(TxAA)的发射通信设备天线阵列的性能与根据本发明确定的优化发射天线阵列加权和选择发射分集加权(STD)加权进行比较。设信道脉冲响应f₁和f₂具有长度2并由下列公式给出

f₁＝{1，0}

$f_2=\{1/\sqrt{2},1/\sqrt{2}\}.$

TxAA加权矢量与对应于以下矩阵的最大本征矢量的本征值成正比

$\left[\begin{array}{c}{f}_1^H\\ f_2^H\end{array}\right]\&lsqb;f_1{f}_2\&rsqb;=\left[\begin{array}{cc}1& 1/\sqrt{2}\\ 1/\sqrt{2}& 1\end{array}\right]$

该矩阵具有由下列公式给出的本征值和本征矢量本征值：

${\mathrm{\&lambda;}}_1=1+\sqrt{2}$

${\mathrm{\&lambda;}}_2=1-\sqrt{2}$

本征矢量：

$e_1^T=\left[\begin{array}{cc}1& 1\end{array}\right]$

$e_2^T=\left[\begin{array}{cc}1& -1\end{array}\right]$

因此，加权系数的归一化TxAA矢量W_AA由下列公式给出

$w_{\mathrm{AA}}=\left[\begin{array}{c}1/\sqrt{2}\\ 1/\sqrt{2}\end{array}\right]$

在选择发射分集(STD)时，所有发射机功率被分配给一个天线。在此选择的该选择分集加权将所有发射机功率分配给第一天线，使得加权系数的归一化STD矢量w_STD由下列公式给出

$w_{\mathrm{STD}}=\left[\begin{array}{c}1\\ 0\end{array}\right]$

参照公式1以及Ω的定义，以下参数是必须已知的，以便评价所需要用户单元的加权系数的矢量w的性能：E_c/I_or，I_oc/I_or，以及以下数量

$a_1=I_{\mathrm{or}}^{-1}\left(\underset{j=2}{\overset{\hat{K}}{\mathrm{\&Sigma;}}}{A}_j^2{\left|w_{1,j}\right|}^2\right),$

$a_2=I_{\mathrm{or}}^{-1}\left(\underset{j=2}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{A}_j^2{\left|w_{\mathrm{2,1}}\right|}^2\right),$

$a_3={2I}_{\mathrm{or}}^{-1}\underset{j=2}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{A}_j^2{w}_{1,j}{w}_{2,j}^{*}$

为了该例子的目的，假设编码信道2到K的所有分配功率的一半通过两个天线的每个发射，使得

a₁＝a₂＝1

在不丧失普遍性的情况下，系数w_1，i可以假设为具有零相位。如果加权系数{w_2，j}_j＝2 ^K被相互随机定向，则a₃的平均值将为零。因此，为了该例子的目的，假设a₃＝0。

利用上述假设，TxAA的信噪比由下列公式给出

${\left(\frac{E_s}{N_t}\right)}_{\mathrm{MF},\mathrm{TxAA}}=\frac{N\frac{E_c}{I_{\mathrm{or}}}{(1+1/\sqrt{2})}^2}{\frac{1}{4}(\frac{3}{2}+\frac{1}{\sqrt{2}})+\frac{1}{4\sqrt{2}}\frac{E_c}{I_{\mathrm{or}}}+(1+1/\sqrt{2})\frac{I_{\mathrm{oc}}}{I_{\mathrm{or}}}}$

并且选择发射分集(STD)的信噪比由下列公式给出

${\left(\frac{E_s}{N_t}\right)}_{\mathrm{MF},\mathrm{STD}}=\frac{N{E}_c/I_{\mathrm{or}}}{\frac{1}{4}(1-E_c/I_{\mathrm{or}})+I_{\mathrm{oc}}/I_{\mathrm{or}}}$

因此，TxAA和STD的相对性能由下列公式给出

$({\left(\frac{E_s}{N_t}\right)}_{\mathrm{MF},\mathrm{TxAA}}/{\left(\frac{E_s}{N_t}\right)}_{\mathrm{MF},\mathrm{STD}})=\frac{0.729(1-E_c/I_{\mathrm{or}})+2.91(I_{\mathrm{oc}}/I_{\mathrm{or}})}{0.552+0.177(E_c/I_{\mathrm{or}})+1.71(I_{\mathrm{oc}}/I_{\mathrm{or}})}$

根据该表达式，很清楚当I_or/I_oc→0时，TxAA的性能比STD的性能好2.3dB。相对于STD，利用TxAA(在静态信道中)可实现的最大增益是3dB，这种增益只有两个信道具有相等能量时才可实现。因此，就该意义而言，在此所选择的例子可以被认为是一个证明TxAA优越性的良好例子。可是，在极限I_or/I_oc→∞时，TxAA和STD的相对性能由下列公式给出

$({\left(\frac{E_s}{N_t}\right)}_{\mathrm{MF},\mathrm{TxAA}}/{\left(\frac{E_s}{N_t}\right)}_{\mathrm{MF},\mathrm{STD}})=\frac{0.729(1-E_c/I_{\mathrm{or}})}{0.552+0.177(E_c/I_{\mathrm{or}})}$

图5是一个表格500，以I_oc/I_or和E_c/I_or的函数比较从利用TxAA系数加权***的发射通信设备接收的信号的匹配滤波器接收机输出的SNR与利用STD***的发射通信设备。如同图5可见，对于该例子，如果小区内能量为主导并且所需要用户被分配了足够大部分的发射功率，STD性能好于TxAA的性能。这种条件在基站所发射功率的主要部分被分配给单一高速用户单元的数据应用中可能出现。图6是一个表格600，比较从利用TxAA系数加权***的发射通信设备接收的信号的匹配滤波器接收机输出和根据本发明实施例利用优化的发射天线阵列加权的发射通信设备。如果小区内干扰主导小区间干扰并且如果E_c/I_or大，本发明的优化加权的增益可以相当大。

总之，包括多个振子天线阵列的服务基站(即基站101)通过确定使基站和用户单元的正向链路(基站到用户单元)的实际SNR表达式(公式1)最大的加权系数来优化应用于对基站所服务每个用户单元105-107的发射的加权系数。该表达式表示由每个用户单元105-107所观察的干扰取决于I_or/I_oc和应用于每个用户单元的发射加权系数{w_1，i，w_2，i}_i＝1 ^K两者。由于该依赖性，一个用户单元在不了解未来时间区间内每个其它用户单元的加权系数时无法在下个时间区间对其发射加权系数进行优化。这样，加权系数的全部优化是联合的而不是独立过程。联合优化最好在服务基站101实现并且根据基站对其自己与每个用户之间信道的了解，以及对每个用户所观察的比值I_or/I_oc的了解。该信息可以从每个用户通过反向链路传输给基站。

由于其复杂性，加权系数的联合优化可能限制了应用性。可是，可以定义允许用户单独优化而不是联合优化的优化规则。例如，更接近最佳的加权系数可以通过将平均干扰协方差矩阵代入SNR表达式中来计算。由于平均干扰协方差矩阵不取决于用户的发射系数，每个用户可以独立于其它用户而进行优化。因为该方法考虑自干扰，它获得比发射天线阵列加权的当前方法更接近最佳的加权。

准确SNR分析也用于证明发射加权的当前方法仅仅在极限I_or/I_oc→0时最佳。相反，在I_or/I_oc大的高几何环境，例子可以构造为当前加权方法进行得比更简单的选择发射分集(STD)差。另外，如果I_or/I_oc大则根据I_or/I_oc＝0的发射加权当前方法估计的增益可能明显减少。

尽管已经参照特定实施例表示和描述了本发明，本领域技术人员应当理解，可以对本发明进行各种改变或等价替换而不脱离本发明精神和范围。另外，可以对本发明的教导进行许多修改以适应特定条件或材质而不脱离本发明基本范围。因此，认为本发明不限于在此描述的特定实施例，本发明将包括落入附带的权利要求书内的所有实施例。

Claims (10)

1.一种在通信***中实现天线波束成形的方法，该通信***包括：多个用户单元和一个发射通信设备，该发射通信设备具有由多个阵列振子组成的一个天线阵列，该方法包括如下步骤：

接收与传播信道和背景干扰相关的信息；

确定与每个用户单元相关联的信噪比；

为所述多个用户单元联合优化多个加权系数以产生多个优化的加权系数的步骤，其中多个优化的加权系数中的每个优化加权系数与多个阵列振子中的一个相关联并且进一步与多个用户单元中的一个用户单元相关联；

根据所述多个优化的加权系数对各信号进行调制，以产生调制后的各信号；以及

发送所述调制后的各信号。

2.权利要求1的方法，进一步包括步骤：

调制多个信号以产生多个调制信号，其中多个信号中的每个信号根据多个优化加权系数中的一个优化加权系数进行调制；

通过多个阵列振子中的一个阵列振子发射多个调制信号中的每个调制信号。

3.权利要求1的方法，其中联合优化多个加权系数的步骤包括为多个加权系数确定数值的步骤，这些加权系数联合地使多个用户单元中的每个用户单元的信噪比最大。

4.一种在通信***中实现天线波束成形的方法，该通信***包括：多个用户单元和一个发射通信设备，该发射通信设备具有由多个阵列振子组成的一个天线阵列，该方法包括步骤：

接收与传播信道和背景干扰相关的信息；

确定与每个用户单元相关联的信噪比；

在为所述多个用户单元的信噪比进行联合优化的表达式中，对一项或几项进行近似，以产生信噪比的联合优化表达式的近似值；

根据信噪比的联合优化表达式的近似值独立地优化多组加权系数中的一组加权系数以产生一组优化的加权系数，其中优化后的多组加权系数中的每组加权系数对应于多个用户单元中的一个用户单元；

根据优化的加权系数组对各信号进行调制，以产生调制后的信号；以及

发送所述调制后的各信号。

5.权利要求4的方法，其中一组优化加权系数中的每个优化加权系数对应于多个阵列振子中的一个阵列振子和其中该方法进一步包括步骤：

调制多个信号以产生多个调制信号，其中多个信号中的每个信号根据该组优化加权系数中的一个优化加权系数调制；

通过多个阵列振子中的一个阵列振子发射多个调制信号中的每个调制信号。

6.权利要求4的方法，其中多个用户单元中的每个用户单元可以包括一个瑞克RAKE接收机，其中每个用户单元的瑞克接收机输出的协方差的一部分与所述多个用户单元中的其它用户单元的协方差的信号相关联，并且，其中在信噪比的联合优化表达式中近似一个或几个项的步骤包括根据与其它用户单元信号相关联的协方差的一部分来近似每个用户单元的瑞克接收机输出的协方差的步骤。

7.一种通信***中的通信设备，所述通信***包括多个用户单元，该通信设备包括：

一个包括多个阵列振子的天线阵列；

多个加权器，其中多个加权器中的每个加权器连接到多个阵列振子中的一个振子；和

一个连接到多个加权器中的每个加权器的处理器，其中处理器为所述多个用户单元联合地优化多个加权系数，并且其中多个加权系数中的每个加权系数与多个阵列振子中的一个振子相关联并且还与多个用户单元中的一个用户单元相关联。

8.权利要求7的通信设备，其中当通信设备发送数据给多个用户单元中的一个用户单元时，该处理器向多个加权器中的每个加权器提供与该用户单元和连接到该加权器的阵列振子相关联的加权系数，和其中每个加权器然后根据从处理器所接收的加权系数调制一个信号。

9.一种通信***中的通信设备，所述通信***包括多个用户单元，所述通信设备包括：

一个包括多个阵列振子的天线阵列；

多个加权器，其中多个加权器中的每个加权器连接到所述多个阵列振子中的一个振子；和

一个连接到多个加权器中的每个加权器的处理器，其中在为所述多个用户单元的信噪比进行联合优化的表达式中，所述处理器对一项或几项进行近似，以产生与所述多个用户单元相关联的信噪比的联合优化表达式的近似值，并且根据信噪比的联合优化表达式的近似值独立地优化多组加权系数中的一组加权系数以产生一组优化的加权系数，和其中多组优化的加权系数中的每组优化的加权系数对应于多个用户单元中的一个用户单元。

10.权利要求9的通信设备，其中多个用户单元中的每个用户单元包括一个瑞克接收机，其中每个用户单元的瑞克接收机输出的协方差的一部分与所述多个用户单元中的其它用户单元的信号相关联，其中，根据与所述其他用户单元的信号相关联的协方差的一部分，所述处理器通过近似该协方差来近似信噪比的联合优化表达式中的一项或几项。

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