CN1194553A - 在不连续传输期间的安慰噪声参数的发送 - Google Patents

Abstract

一种含有释放延迟周期和安慰噪声参数的安慰噪声块以不被其他消息中断的方式发送,例如FACCH消息。它是在一个移动站中通过确定是否有任何FACCH消息需要被发送而实现的。如果这种FACCH消息存在,则进一步确定可否以最短时间传输(即,这个或这些FACCH消息或该噪声参数消息),并且这个传输首先进行。无论如何,该安慰噪声参数块被传送而没有中断。在本发明进一步的实施例中,该安慰噪声参数消息与其它消息,如临近信道的测量结果消息连起来发送,以便减少总开销,节省带宽和减少功耗。该安慰噪声参数消息单元是一个随机激励频谱控制(RESC)信息单元,它在解码器中用改善产生的安慰噪声的频谱成分,以便更符合在该发射机的背景噪声。

Description

在不连续传输期间的安慰噪声参数的发送

按照美国专利法§119(e)要求以1996年11月14日提交的未审的专利申请60/030,797，名称为“在不连续传输期间的安慰噪声参数的发送”，发明人为Seppo Alan r与Pekka Kapanen的申请为优先权。这个未审的专利申请全部引用在此供参考。

本发明一般涉及语音通信领域，特别涉及不连续传输(DTX)和在不连续传输期间发送安慰噪声(CN)的质量。

不连续传输用于在移动通信***中的语音间歇期间关断无线电发射机。DTX的使用节约了移动站中的电源与增加电池充电之间所要求的时间。它还减少了总干扰电平，因此改善了传输质量。

但是，如果信道完全切断，则在语音间歇期间，与该语音一起发送的背景噪声也消失了。结果在传输的接收端是不自然的发声音频信号(无声)。

在本领域已知道，在语音间歇期间不是完全切断传输，而是产生表征背景噪声的参数，和在无声描述符(SID)帧中以低速率经过空中接口发送这些参数。这些参数在接收侧用于产生背景噪声，它还可能反映在发送侧的背景噪声的频谱和暂时内容。表征该背景噪声的这些参数称为安慰噪声(CN)参数。安装噪声参数典型地包括语音编码参数的子集：特别是合成滤波器系数和增益参数。

但是，应该注意，在一些语音编码的一些安慰噪声评价方案中，部分安慰噪声参数是从语音编码参数中导出的，而其它安慰噪声参数例如从语音编器中可得到的但不经过空中接口发送的信号中导出。

在现有技术DTX***中假定利用频谱平坦的噪声(即白噪声)可以是够好地激励。在现有技术DTX***中，通过一个语音编码器合成滤波器馈送本地产生的、频谱平坦的噪声产生该安慰噪声。

在叙述本发明之前，回顾在发送侧产生安慰噪声参数和在接收侧产生安慰噪声的常规电路和方法是有效益的。关于这方面首先参见图1a-1d。

参见1a，从线性预测编码(LPC)分析框101中的语音信号100计算短期频谱参数102。LPC是现有技术中众所周知的方法。为简化起见，这里所讨论的只是该合成滤波器只具有短期合成滤波器的情况，已认识到在大多数现有技术***中，诸如在GSM FR、HR和EFR编码器中，合成滤波器被构成为短期合成滤波器和长期合成滤波器的级联。但是，为了叙述的目的，无需讨论长期合成滤波器。而且，在安慰噪声产生期间在现有技术DTX***中典型地切断长期合成滤波器。

LPC分析每个传输帧一次地产生一组短期频谱参数102。帧持续期间取决于该***。例如，在现有GSM信道中帧长度设定为20毫秒。

语音信号馈送入反相滤波器103产生残余信道104。反相滤波器的形式为： $A\left(z\right)=1-\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}a\left(i\right)z^{-i}---\left(1\right).$

滤波器系数a(i)，i＝1，…，M是在LPC分析中产生的并且每帧更新一次。正如在现有技术的语音编码中已知的内插法可应用在倒相滤波器103中获得帧之间滤波器参数的平滑改变。反相滤波器103产生最佳成功激励信号的残余信号104，和当在接收侧馈入合成滤波器1/A(Z)时产生准确的语音信号100(参见图1b)。在激励增益计算框105中对每个传输帧测量激励序列的能量和计算标度增益106。

激励增益106和短期频谱系数102在几个传输内进行平均以获得平均频谱特征和背景噪声的临时内容。平均典型地在GSM FR信道的4帧至8帧期间进行。如对GSM EFR信道的情况那样。要平均的参数在方框107a和108a中缓存平均周期的持续时间(见图1d)。平均过程在方框107和108中进行，因此产生表征背景噪声的平均参数。这些参数是平均激励增益g_mean和平均短期频谱参数。在现代语音编码中，典型地有10个短期频谱系数(M＝10)，如在GSM EFR DTX***中那样，这些系数通常表示为线谱对(LSP)系数f_mean(l)，l＝1，…，M。虽然这些参数典型地在传输之前被量化，为了简化在本说明书略去了量化，所执行的量化的准确类型与理解本发明的操作无关，如在下面所述的。

简单地参见图1d，示出了平均方框107和108，每个方框典型地包括各自的缓冲器107a和108a，分别输出缓存信号107b和108b到平均方框。在叙述图4和5中所示的本发明实施例时，更要注意下面的缓冲器107a和108a。

在GSM建议GSM06.62“增强全速率(EFR)语音业务信道的安慰噪声方面”中详细地说明安慰噪声参数的计算和平均。而且通过举例，在GSM建议GSM 06.81“用于业务信道的增强全速率(EFR)的不连续传输(DTX)”中说明不连续传输，和在GSM建议GSM06.82“用于增强全速率(EFR)语音信道的话音活动检测(VAD)”中叙述话音活动检测(VAD)。因此，在这里不再讨论这些各个功能的细则。

参见图1b，示出了接收侧的常规解码器的方框图，在现有技术的语音通信***中用于产生安慰噪声。解码器接收两个安慰噪声参数：平均激励增益g_mean和平均短期频谱系数f_mean(i)组，i＝1，…，M，和根据这些参数该解码器产生安慰噪声。在接收侧的安慰噪声产生操作类似于语音解码，除了以显著地低的速率(例如，在GSM FR和EFR信道中那样，每480毫秒一次)使用这些参数和没有从语音编码器接收激励信号之外。在语音解码期间，从包含多个可能的激励序列的代码本中得到接收侧的激励，而代码本中特定激励矢量的指数与其它语音编码参数一起发送。语音解码的详细叙述和代码本标志的使用，例如可参见Jari Haggvist，Kari Jarvinen，Kari-Pekka Estola和Jukka Ranta.的美国专利5327519、名称为“脉冲码型激励的线性预测话音编码器”，其说明整个地引用在这里供参考。

但是，在安慰噪声产生期间，不发送该代码本的指数，而且得到该激励不是从随机数或激励(RE)发生器110。RE发送器110产生具有平坦频谱的激励矢量114。激励矢量114则由标度单元115中的平均激励增益g_mean标度，使得它们的能量相应于发送侧的激励104和平均增益。然后，得到的标度随机激励序列111输入到语音合成滤波器112以产生安慰噪声输出信号113。平均短期频谱系数f_mean(i)用于语音合成滤波器112中。

图1C表示与图1b的现有技术解码器的不同部分中的信号相关的频谱。RE发生器110产生具有平坦频谱的随机数激励序列114(和标度的激励111)。这个频谱以曲线A表示。然后语音合成滤波器112修改该激励以产生非平坦频谱，如曲线B中所示的。

在释放延迟周期期间，或在话音活动检测器(VAD)指示讲话已停止时与传输已实际终止时之间的时间，表征背景噪声的语音编码参数被存储并平均而构成CN参数。这种考虑可以参改图3和4的GSM***的例子。由于VAD已检到语音活动，所以保证语音帧仅含有噪声(并无语音)，而且这些释放延迟帧能用于平均语音编码器参数，以估计该安慰噪声参数。

该释放延迟周期的长度由SID平均周期的长度确定，即该释放延迟周期的长度必须足够的长，以便在产生的安慰噪声参数在SID帧中被发送之前完成该参数的平均。在GSM全速率语音编码器的DTX***中，释放延迟周期的长度等于四帧(SID平均周期的长度)，这是由于该安慰噪声估计技术仅使用前几帧的参数产生可利用的更新SID帧。在GSM增强全速率语音编码器的DTX***中，释放延迟周期的长度等于七帧(SID平均周期减一的长度)，这是由于SID平均周期的第八帧的参数可在处理第一SID帧时从语音编码器得到。图3解释在GSM增强全速率语音编码器的DTX***中释放延迟周期和SID平均周期的概念，并且图4表示没有延迟的最长可能语音脉冲串的一个例子。

在释放延迟周期的结尾，第一SID帧被发送，并且安慰噪声估计算法继续估计背景噪声的特性，并一帧一帧地传送更新的SID帧给发射机，以及VAD继续检测语音活动。

可以知道如果传输的安慰噪声参数的性质不是有规律的，得到产生的安慰噪声不能与在发射机的原来背景噪声相符。

还可知道如果安慰噪声参数作为分离的离散消息被传输，进一步能感到一定量的***带宽被消耗。例如，如果在IS-136***中，CN参数在专用的快速关联控制信道(FACCH)消息中发送，那么由于FACCH消息使用两个脉冲串交替，所以需要使用两个时隙。

在IS-136***中，FACCH被定义为用于在基站与移动站之间进行信令交换的空白和短脉冲串信道。慢关联控制信道SACCH被定义为用于在基站与移动站之间消息交换的一个连续信道。固定的比特数被分配给各TDMA时隙中的SACCH。

在已有技术的GSM***中，安慰噪声参数在带内传送(即编码到话音编码时隙)。虽然这个技术可用于其它数字蜂窝标准，但它不能与目前规定的IS-136增强全速率(EFR)语音编码兼容。现已发现在GSM中进行的约0.5秒CN更新可以被缩短，因此CN更新利用更少的***带宽。

因此，本发明的第一个目的和优点是提供一种在DTX操作期间对发送安慰噪声块的改进的方法。

本发明进一步的目的和优点是以不被其它消息如FACCH消息中断的方式发送一个安慰噪声块。

本发明再进一步的目的和优点是使安慰噪声参数消息与其它消息如临近信道测量结果消息连在一起，以减少开销，节省带宽和减小功耗。

利用按照本发明实施例的方法和设备，上述的及其它的问题被克服并且本发明的目的和优点被实现，其中提供了在操作于不连续发送(DTX)模式期间，发送含有释放延迟周期和安慰噪声参数的一个安慰噪声(CN)块的改进方法。

按照本发明的教导，该安慰噪声块以不被其它消息如FACCH消息中断的方式发送。这是通过在该移动站中确定是否有任何控制信道消息，如FACCH消息需要发送而实现的。如果这种控制信道消息存在，则该移动站分组或反之组织这个或这些控制信道消息，以便一个安慰噪声块能被安排没有中断地发送。

在本发明的一个实施例中，如果这种FACCH消息存在，进一步确定能在最短时间进行哪个传输(即这个或这些FACCH消息或安慰噪声块)，并且这个传输首先进行。

在本发明进一步的一个实施例中，该安慰噪声参数与其它消息如临近信道测量结果消息连起来发送，以减少开销，节省带宽和减小功耗。

该安慰噪声参数的成分是一个随机激励频谱控制(RESC)信息单无，它在解码器中用改善产生的安慰噪声的成分，以便更好地与在发射机的背景噪声相符。

当结合附图阅读时，本发明上述和其它的特性在本发明随后详细的描述中将更加清楚，其中

图1a是在发射侧产生安慰噪声参数传统电路的方框图。

图1b是在用于产生安慰噪声的接收侧的传统解码器的方框图。

图1c说明在图1b的已有技术解码器的不同部分中有关信号的频谱。

图1d更详细地说明图1a中所示的平均块。

图2a是以特定RESC参数在发射侧产生安慰噪声参数的电路方框图。

图2b是在接收侧用于产生使用RESC参数的安慰噪声的解码器的方框图。

图2c说明与图2b解码器有关的频谱。

图3和4是分别说明按照现有技术的释放延迟周期，和未产生释放延迟的最小语音脉冲串的已有技术的定时图。

图5是按照本发明构成和操作的移动站的方框图。

图6是图5中所示的移动站的立面图，并且它进一步说明经无线RF链路双向耦合移动站的一个蜂窝通信***。

图7a-7g说明RESC滤波器频率响应的例子。

图8是说明释放延迟过程的定时图，其中Nelapsed表示自更新安慰噪声(CN)参数的最后发生以来的经过帧的数，以及其中的Nelapsed等于或大于24。

图9是说明短语音脉冲串释放延迟的定时图，其中Nelapsed小于24。

参见图5和6，示出无线用户终端或移动站10，诸如但不限于蜂窝无线电话机或个人通信机，即适于实现本发明的。移动站10包括一个天线12，用于发送信号到基站30或从基站30接收信号。基站30是蜂窝网络的一部分，蜂窝网络可包括一个基站/移动交换中心/配合工作功能(BMI)32，配合工作功能32包括一个移动交换中心(MSC)34。当移动站10卷入一个呼叫时，MSC34提供到陆线中继线的连接。根据本发明，移动站10可称为发送侧，而基站称为接收侧。假定基站30包括合适的接收机和语音解码器，用于接收和处理编码的语音参数还有DTX安慰噪声参数，如下面所叙述的。

该移动站包括一个调制器(MOD)14A，一个发射机14，一个接收机16，一个解调器(DEMOD)16A和一个控制器18，分别提供信号给发射机14和从接收机16接收信号。这些信号包括按照可应用的蜂窝***的空中接口标准的信令信息，还有用户语音和/或用户产生的数据。用于本发明的空中接口标准包括物理和逻辑的帧结构，虽然本发明的教导不是要限制在任何具体结构，或者只与IS-136可兼容的移动站一起使用，或者只在TDMA类型***中使用。还假定空中接口标准支持DTX操作模式。

应懂得，控制器18还包括实现移动站的音频及逻辑功能要求的电路。例如，控制器18可包括数字信号处理器器件、微处理器器件和各种模数变换器、数模变换器及其它支持电路。该移动站的控制及信号处理功能根据它们各自的能力在这些器件之间分配。

用户接口包括一个常规耳机或扬声器17、诸如与A/D变换器和语音编码器组合的常规的话筒19的一个语音变换器、一个显示器20和一般是键盘22的一个用户输入装置，所有这一切都耦合到控制器18。键盘22包括常规的数字(0-9)与有关的键(#，^*)22a以及用于操作移动站10的其他键22b。例如，这些其他键22b可以包括发送键、各种菜单滚动与软控键和一个PWR键。移动站10也包括电池26，用于给操作移动站所要求的各种电路供电。

移动站也包括各种存储器，一起表示为存储器24，在存储器中存储由控制器18在移动站操作期间所使用的许多常数和变量。例如，存储器24存储各种蜂窝***参数和编号分配模块(NAM)值，用于控制控制器18操作的操作程序也存储在存储器24中(一般存在ROM装置中)。存储器24也可以存储在给用户显示消息之前从BMI32中接收的包括用户消息的数据。

应理解：移动站10可以是车载或手持装置。还应意识到：移动站10可利用一个或多个空中接口标准、调制类型和接入类型进行操作。例如，移动站可以利用诸如GSM除IS-136之外的许多其他标准的任一标准进行操作。因此，应清楚：不认为本发明的教导是限制于任何一个特定类型的移动站或空中接口标准。

存储器24中的操作程序包括发送消息和关于消息的功能给在显示器20的用户的过程，典型地如各种菜单项目。该存储器24还包括实现下述关于在DTX操作期间传输安慰噪声参数方法的过程。

虽然下面具体在IS-136实施例内容中描述本发明，但应再次注意：本发明的教导不限于只是这一个空中接口标准。

关于数字业务信道上的DTX(IS-136.1、修订本A，段落2、3、11、2)，当在DTX高状态中时，发射机14以由移动站10接收的最新功率控制命令所表示的一个功率电平进行辐射(初始业务信道指示消息、数字业务信道(DTC)指示消息、越区切换消息、专用DTC越区切换消息或物理层控制消息)。

在DTX低状态中，发射机14保持关断。除了快速并联控制信道(FACCH)消息传输之外，不发送CDVCC。但在DTX低状态中，要由移动站10发送的所有慢速关联控制信道(SACCH)消息作为一个FACCH消息发送，在此之后，发射机14再次返回到关断状态，除非另外已禁止不连续传输(DTX)。

当移动站10希望从DTX高状态转换到DTX低状态时，它可以完成DTX高状态中的所有顺序的SACCH消息，或者终止SACCH消息传输并且其整体作为DTX低状态中的FACCH消息重新发送中断的SACCH消息。

当移动站从DTX高状态转移到DTX低状态时，它必须通过一个过渡状态，在此状态中所发送的功率是在DTX高电平上直至已全部发送所有未定的(pending)FACCH消息。

在本发明的优选实施例中，移动站10保持在过渡状态中直至包含全部发送一个安慰噪声块(由六个DTX释放延迟时隙和有关的安慰噪声参数消息组成)。此安慰噪声块不中断地进行发送。如果一些其他的FACCH消息时隙与安慰噪声块的发送一致，移动站10则延迟FACCH消息或安慰噪声块的传输，以便一个接一个地发送，但在任何情况下FACCH消息有效地进行分组或分段，使得它们不中断或挪用用于安慰噪声块传输的时隙。这保证在基站话音/安慰噪声解码器上生成最佳可获得的安慰噪声质量。

在移动站10中，如果需要发送释放延迟周期时隙，和如果需要发送任何FACCH消息，如前面命令信道质量测量结果确认型FACCH消息(用于移动辅助过区切换(MAHO)功能)，则由该控制器18进行检测。例如，控制器18对发送安慰噪声块所需的时间和发送一个或多个FACCH消息的时间进行确定。能在最短时间内实现的传输首先选择，发送，然后进行其它传输(安慰噪声块或FACCH消息)。其它准则也能使用，例如根据消息的优先权。

在短语音/噪声短脉冲串的情况下，仅仅安慰噪声参数消息被传送，不需要延迟其它符合FACCH消息。

对于用DTX(IS-136.1 Rev.A，2、4、5、3节和3、4、6、3节)的移动辅助过区切换(MAHO)操作，并且如前所述，移动站10在SACCH或FACCH上发送信号质量信息。在连续传输的情况下(无DTX)，移动站10在SACCH上发送。在DTX的情况下，在移动站10处于DTX高状态时在SACCH上发送信道质量信息。如果移动站10处于DTX低状态，通过变为DTX高状态和在FACCH上发送信息，该数据从移动站10向基站30发送。

按照本发明进一步的方案，当处于DTX低状态时，CN参数消息附加上或与在FACCH上传送的临近信道质量信息连起来。因此，这个技术避免了使用分开的FACCH消息去发送CN参数消息，因此减少了总开销和节省了带宽及功率。

进一步，在本发明前面的优选实施例中，CN参数消息例如以一秒间隔从移动站10发给基站30，因而进一步减少了总开销。在这种情况下，一秒间隔与临近信道测量结果以一秒间隔报告给基站30的IS-136要求有关。

在业务信道，使用DCCH信道编码和隙内间隔发送CN参数也在本发明教导的范围之内。这可用于使该信息在一个时隙中发送。在这种情况下，基站30确定是否DCCH信道编码被使用，及适当的起作用。这种特殊的操作模式适于在临近信道测量使用的情况。

根据本发明特定的实施例，下面在表1中所示的安慰噪声(CN)参数消息在反向数字业务信道(RDTC)上，具体在FACCH逻辑信道进行发送并包含38比特，其中26比特包含一个LSF剩余矢量，此矢量利用与在IS-641语音编解码器中所使用的一样的***矢量量化(SVQ)代码本进行量化。修改语音编解码器的量化/去量化算法使之可以使用这个代码本。此LSF参数使用最好是频谱的第10阶LPC模型给出在发送端上的背景噪声的频谱包络估算。

下一个8比特包含一个安慰噪声能量量化指数，此指数描述在发送端上的背景噪声能量。消息中的剩余4比特用于发送随机激励频谱控制(RESC)信息成分。

                    表1

消息格式

信息单元	类型	长度(比特)
			协议鉴别器	M	2
消息类型	M	8
			LSF剩余矢量	M	26
CN能量量化指数	M	8
			RESC参数	M	4

RESC信息单元的特性参考图2a-2c能更好地理解。对于编码和解码安慰噪声二者的传统技术已在上面描述。在图2a和2b中，那些也出现在图1a和1b中的单元相应地编号。

现在参见图2a，示出了按照本发明在发送侧产生噪声参数设备的方框图。根据本发明的新颖操作以虚线204与现有技术已知的操作区分开。按照本发明的这个实施例，从反相滤波器103输出的残余信号进行进一步分析(诸如LPC分析)产生另一组滤波系数。在这里称为随机激励(RE)LPC分析200的第二分析典型地是比在方框101中进行的LPC分析更低的。RE LPC分析方框200产生随机激励频谱控制参数r_mean(i)，这些参数i＝1，…，R。通过在方框203中的几个连续帧中平均从RE LPC分析方框200来的频谱参数201得到。i＝1，…，R。RESC参数表征该激励的频谱。

应该注意，RESC参数不是语音编码参数的子集，但是只在安慰噪声产生期间产生和使用。本发明人已发现第一和第二阶的LPC分析足以产生RESC参数(R＝1或2)。但是，也可使用频谱模型而不是LPC技术的全极点模型。该平均可替代地由RE LPC分析方框200通过平均LPC参数计算内的自相关系数或者利用LPC系数计算内的任何其它合适的平均技术进行。RESC参数的平均周期可与用于其它CN参数的平均周期相同，但是不限于只是相同的平均周期。例如，已经证明比常规CN参数所用的平均周期更长的平均周期可能是优点。因此，不使用7帧的平均周期，较长的平均周期可能更好(例如10-12帧)。

在计算激励增益之前，LPC剩余信号1 4馈入第二反向滤波器H_RESC(Z)2D2。这个滤波器产生频谱控制的剩余205，它一般具有比LPC剩余104更平坦的频谱。随机激励频谱控制(RESC)反向滤波器H_RESC(Z)可能是全零滤波器形式(但不限于只是这个形式)： $H_{\mathrm{RESC}}\left(z\right)=1-\underset{i=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}b\left(i\right)z^{-i}.---\left(2\right)$

激励增益从频谱平坦的剩余205计算。同样地图2a中的操作类似于上面对于图1a所述的操作。

然后利用在DTX活动时涉及FACCH和MAHO有关的操作的上述技术，该RESC参数与其它CN参数一起从该移动站10发送。

现在参见图2b，示出根据本发明在接收侧用于产生安慰噪声的解码器的方框图。在该解码器中，激励212是利用随机激励发生器110先产生白噪声激励序列114，然后在标度方框115中以g_mean进行标度形成的。

频谱平坦的噪声序列111然后在随机激励频谱控制(RESC)滤波器211中处理，产生具有正确频谱成分的激励。RE频谱控制滤波器211执行与图2a编器中采用的RESC反向滤波器202的反向操作。在发送侧使用等式(2)的RESE反向滤波器，在接收侧使用的RE频谱控制滤波器211是以下型式的： $1/H_{\mathrm{RESC}}\left(Z\right)=\frac{1}{1-\underset{i=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}b\left(i\right)z^{-i}}.---\left(3\right)$

定义滤波系数b(i)的RESC参数的r_mean(i)作为CN参数的一部分发送到接收侧，i＝1，…，R，并且用在RE频谱控制滤波器211中，使得合成滤波器112的激励适合于频谱加权，因此一般不是频谱平坦的。RESC参数r_mean(i)可与滤波系数b(i)相同，i＝1，…，R，或者它们可使用能对传输有效量化的某些其它参数表示法，诸如LSP系数。图11a-11g表示RESC滤波器211的示例频率响应。

可以知道，CN激励发生器210产生在RE发生器110中的频谱平坦的随机激励。该频谱平坦的激励适合于利用平均增益标度器115进行标度。为了产生安慰噪声的正确频谱和为了避免该安慰噪声的频谱与背景噪声的频谱之间不相符，该随机激励馈入RE频谱控制滤波器211。然后频谱控制激励212用在语音合成滤波器112中产生安慰噪声，它具有与在发送侧出现的实际背景噪声频谱改善的相符。

RESC参数不是在语音信号处理期间使用的语音编码系数的子集，而是只在安慰噪声计算期间计算的。只是为了在语音间歇期间产生安慰噪声的改进的激励的目的才计算和发送RESC参数。在编码器中的RESC反向滤波器202和在解码器中的RESC滤波器211只用于控制随机激励频谱的目的。

图2C表示根据本发明在安慰噪声产生期间图2b的解码器内的一些信号的频谱。RE发生器110产生具有曲线A所示的平坦频谱的随机数序列。这个频谱与图1C的曲线A所示的频谱相同。信号114和111具有这个平坦的频谱，注意在方框115中出现的增益标度不影响该频谱的形状。然后白噪声序列111馈入RE频谱控制滤波器211产生对LPC合成滤波器的激励212。改进的激励序列212一般具有非平坦的频谱(曲线C)，和这个非平坦频谱的效应在合成滤波器112输出频谱中被观察到(曲线D)。激励序列212可以是低通或高通型的，或者可呈现更复杂的频率成分(取决于RESC滤波器的阶)。频谱控制由RESC参数确定的，该RESC参数在发送侧计算并作为安慰噪声的一部分发送到接收侧，如上所述的。

如上所述，不连续传输(DTX)是一种允许无线发射机在语音间歇期间的大多数时间被关闭的一种手法，至少是为了节省移动站10的功率和减少在空中接口中的总的干扰电平的目的。如果网络允许，DTX可以运行于一个IS-136兼容站10，见IS-136.2，2、6、5、2节。

在本专利申请背景技术部分中所述的问题通过在接收侧产生类似于发射侧背景噪声的合成噪声被提出了。该安慰噪声(CN)参数在发送侧被估算并且在该无线传输被关闭之前从正常速率发给接收侧。这样就允许该安慰噪声适应在发射侧噪声的变化。按照本发明的DTX手法使用：在发射侧的语音活动检测器(VAD)21(图5)；在发送侧的背景声噪声的估量，以便发送特性参数给接收侧；以及在无线传输被关闭周期期间，在接收侧产生类似的噪声，称为安慰噪声。

除了这些功能之外，如果到达接收侧的参数被发现因错误而严重严化，则该语音或安慰噪声由产生的替代数据取代，以避免对收听者产生烦人的声音效果。

发射侧DTX功能部件连续地传送各自标有标志SP的业务帧给无线发射机14，其中SP标志＝“1”表示语音帧，SP标志＝“0”表示一个安慰噪声参数编码组。对于空中接口传输的帧的安排由无线发射机14根据SP标志来控制。

在本发明的这个优选实施例中，以及为了发送侧DTX功能的精确确定，在移动站10复位前的所有帧都被处理，好象他们是无限长时间的语音帧。因此，在复位后的前六帧总是用SP标志＝“1”标注，即使VAD标志＝“0”(释放延迟周期，见图8)。

语音活动检测器(VAD)21连续操作，以确定是否从送话器19来的输入信号包含语音。该输出是在逐帧的基础上的一个二进制标志(分别进VAD标志＝“1”或VAD标志＝“0”)。

VAD标志经下面描述的发射侧DTX处理机操作直接控制所有发射侧的DTX操作。

当VAD标志＝“1”时，该语音编码输出帧被直接送到无线发射机14，用SP标志＝“1”标注。

在语音短脉冲串的未尾(转变VAD标志＝“1”为VAD标志＝“0”)，它需要七个连续的帧产生一个新的可利用的CN参数更新组。一般地，在该语音短脉冲串末尾之后的前六个语音编码器输出帧被直接送给无线发射机14，用SP标志＝“1”标注，因此形成“释放延迟周期”。第一个新的CN参数组则在语音短脉冲串的末尾之后作为第七帧被直接送给无线发射机14，用SP标志＝“0”标注(见图8)。

在该语音短脉冲串末尾，如果从最后的CN参数组计算过去了少于24帧，并且被送到了无线发射机14，则最后的CN参数被重复地送给无线发射机14，直到新的更新CN参数组可用为止(标有VAD标志＝“0”的七个连续帧)。在短的背景噪声脉冲作为语音脉冲中断的情况下，通过避免等待CN噪声计算的“释放延迟”，减少空中接口的活动。图9示出了没有释放延迟的最长的可能语音脉冲串的例子。

一旦在一个语音短脉冲串末尾之后的第一CN参数组已被计算和送给无线发射机14，发射侧处理器继续计算和传送更新的CN参数组给无线发射机14，标以SP标志＝“0”，只要VAD标志＝“0”。

只要SP标志＝“1”，语音编码器就工作于普通语音编码模式，如果SP标志＝“0”，则工作于简化模式，这是因为并不是所有的编码器功能对于CN参数估算都是需要的。

在无线发射机14中，后继的业务帧被安排用于传输：所有的帧标有SP标志＝“1”；在一个或多个具有SP标志＝“1”的帧之后的第一帧标有SP标志＝“0”；这些标有SP＝“0”的及与信道质量信息传输时刻对准的帧在FACCH上发送。

其综合效果是在讲话者停止谈话时，该无线传输在发送FACCH CN参数消息之后才被终止。在语音间歇期间，传输在一个FACCH CN参数消息传输的规定间隔重新开始，以便更新在接收侧产生的安慰噪声(并提供更新的信道质量测量结果)。

安慰噪声评估算法使用语音编码器的未量化与量化的线性预测(LP)参数、使用线谱对(LSP)表示，其中未量化的线谱频率(LSF)矢量由f^t＝[f₁f₂…f₁₀]给出，而量化的LSF矢量由f^t[f₁f₂…f₁₀]给出，t表示转置[transpose]。此算法也使用每个子帧的LP剩余信号r(n)来计算随机激励增益和随机激励频谱控制(RESC)参数。

此算法计算下列参数来辅助安慰噪声生成：基准LSF参数矢量f^ref(释放延迟周期的量化LSF参数平均值)；平均的LSF参数矢量f^mean(7个最近帧的LSF参数的平均值)；平均的随机激励增益g_cn ^mean(7个最近帧的随机激励增益值的平均值)；随机激励增益g_cn；以及RESC参数∧。

这些参数给出有关频谱(f、f、f^ref、f^mean、∧)和背景噪声电平(g_cn·g_cn ^mean)的信息。

三个评估的安慰噪声参数(f^mena、∧与g_cn ^mean)编码为本文称为安慰噪声(CN)参数消息的特殊FACCH消息以便传输给接收端。由于基准LSF参数矢量f^ref能以相同方式在编码器与解码器中进行评估，如下所述，所以这个参数的传输是不必要的。

CN参数消息也用于开始接收端上的安慰噪声生成，如图CN参数消息总是在语音脉冲串结束时印在终止无线电传输之前进行发送。

上面结合图7与8描述在无线电路径上CN参数消息或语音帧的时间安排。

背景噪声评估包括计算三种不同类型的平均参数：LSF参数，随机激励增益参数以及RESC参数。需编码为安慰噪声参数消息的安慰噪声参数在N＝7以VAD＝“0”标志的连续帧的CN平均周期内进行计算，如下面将更详细描述的一样。

在CN平均周期内平均LSF参数之前，对要进行平均的LSF参数组执行中值替换以除去不是发射端上背景噪声特征的参数。首先，根据下列方程式近似估算CN平均周期内从每个LSF参数矢量f(i)至另一个LSF参数矢量f(i)的频谱距离，其中i＝0…6，j＝0…6，i≠j： $\mathrm{\Δ}{R}_{\mathrm{if}}=\underset{k=1}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}{(f_i\left(k\right)-f_j\left(k\right))}^2---\left(4\right)$

其中f_i(k)是在帧i上的LSF参数矢量f(i)的第K个LSF参数。

为了找到CN平均周期内LSF参数矢量f(i)至所有其他帧(j＝0…6，j＝i)的LSF参数矢量f(j)的频谱距离ΔS_i，如下计算所有i＝0…6；j＝i的频谱距离ΔR_ij的和： $\mathrm{\Δ}{S}_i=\underset{j=0,j=i}{\overset{6}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\Δ}{R}_{\mathrm{ij}}---\left(5\right)$

对于所有i＝0，…6，i不等于j。

CN平均周期内所有LSF参数矢量的具有最小频谱距离ΔS_i的LSF参数矢量f(i)认为是平均周期的中间LSF参数矢量f_med，并且其频谱距离表示为ΔS_med。此中值LSF参数矢量认为包含平均周期内所有LSF参数矢量背景噪声短期频谱细节的最佳表示。如果在CN平均周期内LSF参数矢量f(j)具有： $\frac{\mathrm{\Δ}{S}_i}{\mathrm{\Δ}{S}_{\mathrm{med}}}>{\mathrm{TH}}_{\mathrm{med}}---\left(6\right)$

其中TH_med＝2.25是中值替换门限，那么至多两个这样的LSF参数矢量(使TH_med超过最大的LSF参数矢量)在计算平均LSF参数矢量f^mean之前由中间LSF参数矢量替换。

由于中值替换结果而获得的LSF参数矢量组表示为f’(n-i)，其中n是当前帧的指数，和i是平均周期指针(i＝0…6)。

当在释放延迟周期结束时执行中值替换(第一CN更新)时，6个先前帧的所有LSF参数矢量f(n-i)(释放延迟周期，i＝1…6)具有量化的值，而在最近帧n上的LSF参数矢量f(n)具有未量化的值。在后续的CN更新中，在那些与释放延迟周期重叠的帧中CN平均周期的LSF参数矢量具有量化值，而CN平均周期的更近帧的参数矢量具有未量化的值。如果7个最近帖周期不与释放延迟周期重叠，则只利用未量化的参数值执行LSF参数的中值替换。

在帧n的平均LSF参数矢量f^mean(n)根据下式计算： $f^{\mathrm{mean}}\left(n\right)=\frac{1}{7}\underset{i=0}{\overset{6}{\mathrm{\Σ}}}f\′(n-i)---\left(7\right)$

其中f’(n-i)是在执行中值替换之后7个最近帧之一的LSF参数矢量(i＝0…6)，i是平均周期指数，和n是帧指数。

在帧n的平均LSF参数矢量f^mean(n)最好利用也由语音编码器在正常语音编码方式中用于非平均LSF参数矢量的量化的相同量化表进行量化，但量化算法进行修改以支持安慰噪声的量化。

要量化的LSF预测剩余根据下式获得：

r(n)＝f^mena(n)-f^ref    (8)

其中f^mean是帧n的平均LSF参数矢量，f^ref是基准LSF参数矢量，r(n)是在帧n计算的LSF预测剩余矢量和n是帧指数。

基准LSF参数矢量 f^ref的计算在量化的LSF参数 f的基础上根据下式在6个帧的释放延迟周期内平均这些参数进行的： $\hat{f}=\frac{1}{6}\underset{i=1}{\overset{6}{\mathrm{\Σ}}}\hat{f}(n-i)---\left(9\right)$

其中 f(n-i)是释放延迟周期的一个帧的量化LSF参数矢量(i＝1，…，6)，i是释放延迟周期帧指数，而n是帧指数。应注意：用于计算 f^ref的量化LSF参数矢量f(n-i)在进行平均之前不进行中值替换。

对于每个CN生成周期，只在释放延迟周期结束时计算一次基准LSF参数矢量 f^ref，而对于CN生成周期的其余时间冻结 f^ref。因为在释放延迟周期内在编码器和解码器上可获得相同的LSF参数矢量f，所以基准LSF参数矢量 f^ref以与在编码器中相同的方式在解码器中进行评估。这个情况的例外是当传输错误严重足以使参数变成不可使用和激活帧替换过程时的情况。在这些情况中，从帧替换过程中获得的修改参数用于替换接收的参数。

根据下式，在子帧的LP剩余信号能量的基础上计算每个子帧的随机激励增益： $g_{\mathrm{cn}}\left(j\right)=1.286\frac{\sqrt{\underset{i=0}{\overset{39}{\mathrm{\Σ}}}r{\left(l\right)}^2}}{10}---\left(10\right)$ 其中g_cn(j)是计算的子帧j的随机激励增益，r(l)是子帧j的LP剩余的第l个样植，和l是样值指数(l＝0…39)。比例系数1.286用于使安慰噪声电平与语音编解码器编码的背景噪声电平相符，这个特定比例系数值的使用应不认为是本发明实践的限制。

因为在安慰噪声生成期间子帧激励信号(伪噪声)具有10个非零样值，其幅度可取值+1或-1，所以所计算的LP剩余信号的能量除以10得到一个随机激励脉冲的能量。

当要求一组更新的CN参数时，根据下式在以SP＝“0”标志的每帧n的第一子帧中平均和更新所计算的随机激励增益值： $g_{\mathrm{cn}}^{\mathrm{mean}}\left(n\right)=\frac{1}{25}{g}_{\mathrm{cn}}\left(n\right)\left(1\right)+\frac{1}{6}.25\underset{i=1}{\overset{6}{\mathrm{\Σ}}}\left(\frac{1}{4}\underset{j=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{\mathrm{cn}}(n-i)\right(j\left)\right)---\left(11\right)$

其中g_cn(n)(1)是在帧n的第一子帧上计算的随机激励增益，g_cn(n-i)(j)是在一个过去帧的子帧j上计算的随机激励增益(i＝1…6)和n是帧指数。因为只有当前帧的第一子帧的随机激励增益用于平均，所以有可能在当前帧的第一子帧已处理之后使更新的CN参数组可用于传输。

平均的随机激励增益利用g_cn ^mean≤8064进行限制并利用8比特非均匀算法量化器在对数域中进行量化，不要求量化表的存储。

至于RESC参数的计算，因为LP剩余r(n)稍微偏离平坦频谱特性，所以安慰噪声质量中的一些损失(背景噪声与安慰噪声之间的频谱失配)将在频谱平坦随机激励用于在接收端上合成安慰噪声时产生。为了提供改善的频谱匹配，在CN平均周期内对LP剩余信号进行另一个二阶的LP分析，所得到的平均LP系数在CN参数消息中发射给接收端以便在安慰噪声生成中使用。这个方法称为随机激励频谱控制(RESC)，而所获得的LP系数称为RESC参数∧。

链接帧中的每个子帧的LP剩余信号r(n)以便根据下式计算20ms帧的LP剩余信号的自相关 K＝0…2： $r_{\mathrm{res}}\left(k\right)=\underset{n=k}{\overset{159}{\mathrm{\Σ}}}r\left(n\right)r(n-k),k=0,....,2---\left(12\right)$

在根据上式计算相关之后，归一化自相关以便获得归一化的自相关r’_res(k)。

对于CN平均周期的最近帧，仅第一子帧的自相关用于平均以便有可能准备更新的CN参数组用于在处理当前帧的第一子帧之后进行传输。

当要求更新的CN参数组时，根据下式在以SP＝“0”标志的每个帧的第一子帧中平均和更新计算的归一化的自相关： $r_{\mathrm{res}}^{\mathrm{mean}}\left(n\right)=\frac{1}{25}{r\′}_{\mathrm{res}}\left(n\right)\left(l\right)+\frac{1}{6.25}\underset{i=1}{\overset{6}{\mathrm{\Σ}}}{r\′}_{\mathrm{res}}(n-i)---\left(13\right)$

其中r’_res(n)(1)是帧n的第一子帧的归一化的自相关，r’_res(n-i)是一个过去帧的归一化自相关(i＝1，…，6)和n是帧指数。

所计算的平均自相关r_ref ^mean输入给Schur递归算法来计算两个第一反射系数，即RESC参数∧或λ(i)，i＝1，2。这两个RESC参数的每一个都利用2比特标定量化器进行编码。

在DTX操作期间的语音编码算法的修改如下。当SP标志等于“0”时，以下列方式修改语音编码算法。用于导出语音编码器的短期合成滤波器H(Z)的滤波系数的非平均的LP参数不进行量化，并且加权滤波器W(Z)的存储器不进行更新而设置为零。执行开环音调滞后(pitch lag)检索而停止闭环音调滞后检索并且自适应代码本增益设置为零。如果VAD实施不使用自适应代码本的延迟参数来作出VAD决定，则也能关掉开环音调滞后检索。不执行固定的代码本检索。在每个子帧中，正常语音解码器的固定代码本激励矢量由包含10个非零脉冲的一个随机激励矢量替代。随机激励生成算法定义如下。如下所述，随机激励生成算法定义如下。如下所述，随机激励由RESC合成滤波器滤波以保持过去激励缓冲器的内容尽可能几乎等于编码器与解码器中的内容，以便在安慰噪声生成周期之后语音有效开始时能够快速起动有自适应代码本检索。语音编码模式的LP参数量化算法无效。在释放延迟周期结束时如上定义一样计算基准LSF参数矢量。对于安慰噪声的剩余项，***周期f^ref被冻结。每次要准备一组新的CN参数时，计算平均的LSF参数矢量f^mean，这个参数矢量如上定义的一样编码为CN参数消息。语音编码模式的激励增益量化算法也被无效。每次要准备一组新的CN参数时，计算平均的随机激励增益值g_cm ^mean，这个增益值如先前所定义的一样编码为CN参数消息。随机激励增益的计算根据LP剩余信号能量进行，如上所定义的。普通LP参数量化和固定代码本增益量化算法的预测器存储器在SP标志＝“0”时复位，以致在语音有效再次开始时量化器从其初始状态开始。最后，RESC参数的计算根据LP剩余信号的频谱内容进行，如上所定义的。每次要准备一组新的CN参数时，计算RESC参数。

安慰噪声编码算法为如表2中所示的每个CN参数消息产生38比特，这些比特称为矢量C_n[0…37]。安慰噪声比特C_n[0…37]以表2中所示的顺序传送给FACCH信道编码器(即，不根据比特的主观重要性的顺序执行)。

                             表2

                  安慰噪声参数的详细比特分配

指数(矢量-FACCH信道编码器)	描述	参数
			cn0-cn7	第一LSF分矢量指数	r[1…3]的VQ指数
cn8-cn16	第二LSF分矢量指数	r[4…6]的VQ指数
			cn17-cn25	第三LSF分矢量指数	r[7…10]的VQ指数
cn26-cn33	随机激励增益	gcn mean指数
			cn34-cn35	第一RESC参数指数	λ(1)的指数
cn36-cn37	第二RESC参数指数	λ(2)的指数

不管其内容如何(语音、CN参数消息、其他FACCH消息或什么也没有)，基站30的无线电接收机传送接收的业务帧给接收端DTX处理器，分别利用具有三个标志的各种预处理功能标志。这些标志是语音帧坏帧指示器(BFI)标志、安慰噪声参数坏帧指示器(BFI-CN)标志和安慰噪声更新标志(CNU)，如下所述和表3中所示的。这些标志用于根据其用途分类业务帧。概括在表3中的这个分类允许接收端DTX处理器的简单的方式确定如何处理接收帧。

  表3：业务帧的分类

	BFI-CN
			BFI	0	1
0	无效组合	好的语音帧
			1	有效的CN参数消息	不能使用的帧

二进制BFI和BFI-CN标志表示认为业务帧包含有意义的信息比特(BFI标志＝“0”和BFI-CN标志＝“1”，或BFI标志＝“1”和BFI-CN标志＝“0”)，还是不包含(BFI标志＝“1”和BFI-CN标志＝“1”，或BFI标志＝“0”和BFI-CN标志＝“0”)。在本说明书的上下文中，认为FACCH帧不包含有意义的比特，除非它包含一个CN参数消息，因而以BFISP标志＝“1”和BFI CN标志＝“1”标志。

二进制CNU标志以CNU＝“1”标志那些利用经FACCH发送的信道质量信息的传输实例校准的业务帧。

接收端DTX处理器响应接收端的整个DTX操作。在接收端的DTX操作如下：每当检测到一个好的语音帧时，DTX处理器就直接将它传送给语音解码器；当检测到丢失的语音帧或丢失的CN参数消息时，就采用替代和静噪过程；有效的CN参数消息帧导致安慰噪声生成直至期望下一个CN参数消息(CNU＝“1”)或检测到好的语音帧。在此周期期间，接收端DTX处理器忽略由无线电接收机传送的任何不可使用的帧。下面两个操作是可选择的：第一丢失的CN参数消息的参数由最后有效的CN参数消息的参数替代并采用CN参数消息过程；和在接收到第二CN参数消息时，采用静噪。

至于LP参数的平均和解码，当由解码器收到语音帧时，最后六个语音帧的LP数保持在存储器中。解码器计数自最后一组CN参数由编码器进行更新并传送给无线电发射机起过去的帧数量。根据这个计数，解码器确定在语音脉冲结束时是否有释放延迟周期(如果当语音脉冲之后的第一CN参数消息到达时，自最后的一个CN参数更新起至少30帧已过去，则确定释放延迟周期在语音脉冲结束时已存在)。

只要收到一个CN参数消息并在语音脉冲结束时检测到释放延迟周期，就平均存储的LP参数以获得基准LSF参数矢量f^ref，此基准LSF参数矢量被冻结并用于实际安慰噪声生成周期。

获得基准参数的平均过程如下：

当收到一个语音帧时，LSF参数被解码并存储在存储器中。当收到第一CN参数消息时并在语音脉冲结束时检测到释放延迟周期时，存储的LSF参数以与在语音编码器中相同的方式进行平均如下： ${\hat{f}}^{\mathrm{ref}}=\frac{1}{6}\underset{i=1}{\overset{6}{\mathrm{\Σ}}}\hat{f}(n-i)---\left(14\right)$

其中f(n-i)是释放延迟周期的帧之一的量化的LSF参数矢量(i＝1…6)，和n是帧指数。

一旦计算了基准LSF参数矢量，每次收到一个CN的更新消息时，能在解码器上根据下式再生帧n的平均LSF参数矢量f^mean(n)(编码为CN参数消息)：

           f^mean(n)＝ r(n)+ f^ref                 (15)

其中 f^mean(n)是帧n的量化的平均LSF参数矢量， f^ref是基准LSF参数矢量， r(n)是在帧n接收的量化LSF预测剩余矢量，和n是帧指数。

在每个子帧中，包含四个非零脉冲的正常语音编码器的固定代码本激励矢量在语音无效期间由包含10个非零脉冲的一个随机激励矢量代替。随机激励的脉冲位置和符号利用非均匀分布的伪随机数本地生成。激励脉冲在随机激励矢量中取值+1和-1。根据下面的伪码，随机激励生成算法进行操作：

伪码：

对于(i＝0；i＜40；i++)    码(i)＝0；

对于(i＝0；i＜10；i++)  {

       j＝随机(4)；

       idx＝J^*10+i；

       如果(ran随机on(2)＝1)  码(idx)＝1；

       否则                  码(idx)＝-1；

}

其中码[0…39]是固定的代码本激励缓冲器，和随机(K)生成伪随机整数值，在范围[0…K-1]中非均匀分布。

解码接收的RESC参数指数以获得接收的RESC参数λ(i)，i＝1，2。在生成随机的激励之后，由RESC合成滤波器进行滤波，定义如下： $H_{\mathrm{RESC}}^{\mathrm{syn}}\left(z\right)=\frac{1}{1+\underset{i=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\λ}\left(i\right)z^{-i}}---\left(16\right)$

RESC合成滤波器最好利用晶格滤波方法实施。在RESC合成滤波之后，随机激励要进行标定和LP合成滤波。

安慰噪声生成过程使用具有下列修改的语音解码器算法。固定代码本增益值由在CN参数消息中接收的随机激励增益值代替，而固定代码一激励由如上所述的本地生成的随机激励代替。随机激励也如上所述由RESC合成滤波器进行滤波。每个子帧中的自适应代码本增益值设置为0，每个子帧中的音调延迟值例如设置为60，所使用的LP滤波参数是在CN参数消息中接收的那些参数。普通LP参数和固定代码本增益量化算法和预测值存储器在SP标志＝“0”时复位，以致当语音活动再次开始时，量化器从其初始状态中开始。利用这些参数，语音解码器这时执行其标准操作并合成安慰噪声。每当收到一个有效CN参数消息时，进行安慰噪声(随机激励增益、RESC参数和LP滤波参数)更新，如上所述的。在更新安慰噪声时，在CN更新期间内插前述参数以便获得平滑过渡。

一个丢失的CN参数消息定义为在接收端DTX处理器正生成安慰噪声并期望一个CN参数消息(安慰噪声更新标志，CNU＝“1”)时接收的不可使用的帧。

单个丢失的CN参数消息参数由最后有效的CN参数消息的参数代替并采用有效参数的过程。至于第二丢失的CN参数消息，静噪技术用于安慰噪声，逐渐降低输出电平(-3dB/帧)，导致解码器输出的最后寂静。静噪是通过降低每帧中具有常数值-3dB的随机激励增益至最小值0实现的。如果另外丢失的CN参数消息出现，则保持这个值。

虽然本发明的许多目前优选实施例已根据特定的帧持续时间值、帧数量、等进行描述，但应认识到：帧的数量、帧的持续时间、释放延迟周期持续时间、平均周期持续时间、消息类型等可以根据不同类型的数字移动通信***的技术规范和要求进行改变。而且，本发明已经以电路方框图进行描述，但应意识到：一些示意的电路方框利用构成数字蜂窝电话机10的一部分的适当编程的数字数据处理器来实施。

因而，虽然本发明已根据其中的优选实施例具体进行表示和描述，但本领域的技术人员将明白：其中可以进行形式和细节上的改变而不脱离本发明的范畴和精神。

Claims (17)

1.一种在操作于不连续传输(DTX)模式的数字移动终端中发送一个安慰噪声(CN)块的方法，该安慰噪声块包括释放延迟周期和安慰噪声参数，该方法包括步骤：

确定是否任何控制信息的消息需要发送；和

如果这种控制信道消息存在，则分组这个或这些信道消息，以便一个安慰噪声块能被安排进行传输而不中断。

2.如权利要求1的方法，其中该控制信道消息包括快速关联控制信道(FACCH)消息。

3.如权利要求1的方法，进一步包括以下步骤：

确定是否这个或这些控制消息传输或一个安慰噪声块传输能在最短的时间周期中发送；和

先发送该最短的传输，继之以其它传输，其中该安慰噪声块传输被发送而没有中断。

4.如权利要求1的方法，还包括产生随机激励频谱控制(RESC)信息单元作为该安装噪声参数的一部分的步骤，该RESC信息单元用于改善产生的安慰噪声的频谱成分。

5.一种与一个基站一起操作的移动站，所述的移动站包括：

一个发射机；

一个输入语音变换器；

连接于所述语音变换器的一个活音活动检测(VCD)功能元件；

一个控制器，具有连接于所述VAD功能元件的输出、所述语音变换器的输出和所述发射机的输入的输入端，所述的控制器响应所述VAD功能元件指示的没有用户语音，开始不连续传输(DTX)操作模式，并且至少发送一个安慰噪声(CN)块，该安慰噪声块包括一个随着检到没有语音之后的释放延迟周期和安慰噪声参数，所述的控制器工作以确定是否任何控制信道消息需要传送，并且如果这种控制信道消息存在，则确保通过一个或多个所述的控制信道消息发送一个安慰噪声块，而没有中断。

6.如权利要求5的移动站，其中该控制信道消息包括快速关联控制信道(FACCH)消息。

7.如权利要求5的移动站，其中所述的控制器进一步工作去确定是否这个或这些控制消息传输或一个安慰噪声块传输能在最短的时间周期中被发送，并且响应该确定，先发送最短的传输，继之以其它传输，其中该安慰噪声块传输被发送而没有中断。

8.如权利要求5的移动站，进一步包括一个语音编码器，用于产生随机激励频谱控制(RESC)信息单元作为该安慰噪声参数的一部分，该RESC信道单元由该基站中的一个解码器使用，用于改善产生的安慰噪声的频谱成份，以便更接近地符合在该移动站的实际背景噪声。

9.一种在操作于不连续传输(DTX)模式的数字移动站中发送多个安慰噪声(CN)参数的方法，包括以下步骤：

响应于一个话音检测器检测的没有语音，产生一个安慰噪声参数消息；和

通过把该安慰噪声参数消息与另一消息在一起，发送该安慰噪声参数消息。

10.如权利要求9的方法，其中该另一消息包括临近信道测量结果消息。

11.如权利要求9的方法，其中该另一消息在一条快速关联控制信道(FACCH)上发送。

12.如权利要求9的方法，其中该另一消息以一秒的间隔发送。

13.如权利要求9的方法，还包括产生随机激励频谱控制(RESC)信息单元作为该安慰噪声参数的一部分的步骤，该RESC信息单元用于改善产生的安慰噪声的频谱成分。

14.与一个基站一起操作的一种移动站，所述的移动站包括：

一个发射机；

一个输入语音转换器；

连接于所述语音转换器的一个话音活动检测(VAD)功能元件；

一个控制器，具有连接于所述VAD功能元件的输出，所述语音转换器的输出和所述发射机的输入的输入端，所述的控制器响应所述VAD功能元件指示的没有用户语音，开始不连续传输(DTX)操作模式，并且至少发送一个安慰噪声(CN)块，该安慰噪声块包括在一个检到没有语音之后的释放延迟周期和安慰噪声参数，所述的控制器工作通过把该安慰噪声参数消息与在一个控制信道上发送的另一个消息连在一起发送该安慰噪声参数消息。

15.如权利要求14的移动站，其中该控制消息包括临近信道测量结果消息。

16.一种在操作于不连续传输(DTX)模式的数字移动终端中发送多个安慰噪声(CN)参数的方法，包括以下步骤：

响应于一个语音检测器检测的没有语音，产生一个安慰噪声参考消息；和

在一条业务信道上利用数字控制信道(DCCH)的信道编码和时隙内交插发送该安慰噪声参数，因而使该安慰噪声参数消息在一个时隙中被传送。

17.如权利要求16的方法，还包括产生随机激励频谱控制(RESC)信道单元作为该安慰噪声参数的一部分的步骤，该RESC信息单元用于改善产生的安慰噪声的频谱成分。

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