CN1193226A

CN1193226A - 回波消除法和实施这样一个过程的回波消除器

Info

Publication number: CN1193226A
Application number: CN98104328A
Authority: CN
Inventors: 弗兰科斯·卡佩曼; 杰罗姆·布德
Original assignee: Matra Communication SA
Current assignee: Nortel Networks France SAS
Priority date: 1997-01-21
Filing date: 1998-01-20
Publication date: 1998-09-16
Also published as: KR100299290B1; EP0854626A1; ATE273593T1; AU714446B2; US6108413A; CA2227480A1; AU5213398A; CA2227480C; KR19980070640A; BR9800430A; DE69825503D1; EP0854626B1; FR2758677A1; FR2758677B1

Abstract

回波消除法和实施这样一个过程的回波消除器将一个接收信号(x(n))输入到一个回波发生器***(1)。从这个***收集一个观察信号(z(n))。滤波接收信号,产生一个回波预报信号(y(n))。从观察信号减去回波预报信号,产生一个误差信号(e(n))。将观察信号(z(n))分解成M个和频谱的诸不同频率相关的频谱分量。得到回波预报信号(y(n))的M个相应的频谱分量。

Description

回波消除法和实施这样一个过程的回波消除器

本发明涉及回波消除的领域。它特别是，但不是唯一地，涉及用于诸免提电话装置的诸声学回波消除器。

一个回波消除器，它的一个基本图示如图1所示，一方面处理一个来自一个远距离装置并加到一个本地***1的一个输入端的接收信号x(n)，另一方面处理一个从***1发射出来的观察信号z(n)，以便产生另一个信号e(n)，这个信号通过一个通信信道回到那个远距离装置。假设信号x(n)和z(n)都是数字信号，作为一个例子对于电话频带中的语音在8kHz取样，或在宽频带中在16kHz取样。

图1所示的回波消除器是为了一个免提电话装置设计的。这样本地***1包括一个数字/模拟变换器2，接收信号x(n)就加到它上面，一个扬声器3，它从变换器2接收被放大的模拟输出，一个话筒4，它接收本地语音P以及环境噪声B和接收信号的回波分量EC，它是由于扬声器3和话筒4之间的声学耦合产生的，和一个模拟/数字变换器6，它通过数字化来自话筒4的被放大的输出信号产生观察信号z(n)。

回波消除器包括一个数字滤波器7，它从接收信号x(n)给出一个回波预报信号y(n)。这个滤波器，它在参照图1考虑的情形中有有限的脉冲响应(FIR)，仿造***1中的诸回波路径的响应。误差信号e(n)由一个减法器8给出，这个减法器从观察信号z(n)减去回波预报信号y(n)。

为了包括诸回波路径的可变性，回波消除器常常是自适应的，这就是说滤波器7的诸系数由一个实施一个适当的自适应算法的自适应控制模块9动态地调整。一般地，诸系数的自适应是作为输入信号x(n)和误差信号e(n)的函数来实施的。已经知道了许多可能的自适应算法，特别是梯度算法的不同的诸变体。

经常地，自适应回波消除器和一个声音活动性检测器及一个通话重叠检测器相结合，这两个检测器在图1中没有画出。当接收信号x(n)不包括任何声音活动性，并当诸去相关的声音活动性在信号x(n)和z(n)中存在时，这些检测器用来使滤波器7的诸系数的自适应成为不可能。这样，在这两个特殊的情形中，信号z(n)不代表能被自适应控制模块9利用的诸回波路径的一个优良的观察。众所周知，对于一个回波消除器的设计者来说，通话重叠检测器是许多困难的来源。特别是，当环境噪声B相当大时这些检测器常常被干扰。此外，在诸通话重叠情形之间进行鉴别常常是很迷惑人的，并且在这种鉴别基础上接通/断开自适应控制损害了算法的良好的收敛性。

有各种可能的方法来实施接收信号x(n)的滤波，它们又和各种自适应算法相容。在图1的常规情形，用一个FIR滤波器7来完成接收信号和诸回波路径的估计的脉冲响应之间的卷积，在长度上有N个样品。

图2所示的实施例中，滤波是在频域中进行的。这种实施很好地适合于诸回波路径的诸长脉冲响应以及由诸语音信号显示的高度相关性。这些卷积被接收信号和脉冲响应的诸傅氏变换之间的项对项的诸乘积代替，并根据一个快速卷积技术OLS(重叠和存储)或OLA(重叠一相加)被计算出来(请见J.J.Shynk：“频域和多速率自适应滤波”，IEEE SP Magazine，1992年1月，15-37页)。用有N个系数的一个FIR滤波器计算诸卷积，OLS或OLA技术对于诸信号的2N个样品的相继的诸块很有效，它们显示了大小为N的诸重叠。

自适应控制装置可如此设计以便根据一个非限制的算法计算梯度，如D.Mansour等人在“非约束频域自适应滤波器”，IEEE Tran.onAcoustics，Speech and Signal Processing，Vol.30，No.5，1982年10月，726-734页中描述的那样。这正是图2所示的例子中的情形。也可以用一个约束的梯度算法(例如可见E.R.Ferrara的“诸LMS自适应滤波器的快速实施”，IEEE Tran.on Acoustics，Speech and Signal Processing，Vol.28，No.4，1980年8月，474-475页)，于是自适应控制装置包括投影装置，为了考虑这样一个事实，即2N个滤波系数事实上仅代表脉冲响应的N项。

为了减少块处理中固有的延迟和改善性能，在频域中的滤波能够用一个脉冲响应的分区加以实施(请见J.S.Soo等人的“多延迟块的频域自适应滤波器”，IEEE Tran. on Acoustics，Speech and SignalProcessing，Vol.38，No.2，1990年2月，373-376页)。另一种可能性是采用一个重叠技术就象由O.Ait Amrane等人的“低延迟频域LMS算法”，IEEEProc.ICASSP92，Vol.4，1992年3月，9-12页中描述的那样。

在另一方面，在频域的诸回波消除器有很好地适用于为减少在误差信号中的噪声的诸处理工作的优点(请见J.Boudy等人的“一个为了诸有害环境应用的全球最佳化频域声学回波消除器”，Proc.of the InternationalWorkshop on Acoustic Echo and Noise Control，Roros，挪威，1995年6月，95-98页；或者国际专利申请书WO96/23384)。

在图2的回波消除器中，诸串联/并联变换器11，12分别接收信号x(n)和z(n)，将它们改变成S个样品的诸非重叠相继的区段的形式，S是一个小于或等于脉冲响应的长度N的整数。回波预报信号y(n)也以S个样品的相应的诸区段的形式产生。于是减法器8并行地执行e(n)＝z(n)-y(n)的运算，以便以S个样品的诸区段的形式产生误差信号，接着用一个串联/并联变换器13将这些信号变回到序列的形式。

由于采用了卷积技术，它是所说的情形中的一个OLS技术，信号x(n)和e(n)的傅氏变换是在长度为2N的诸样品的诸块上，用完成一个常规的快速傅氏变换(FFT)算法的单元16和17实施的。接收信号x(n)的诸相继的块由一个单元18构造以便显示2N-S个样品的诸重叠。这些块由一个指标k计数。当接收信号x(n)的S个样品的一个区段时，单元18通过删除块k-1的最老的S个样品建立起块k，而同时位移保留的2N-S个样品并引入S个新样品。误差信号e(n)的相继的诸块由一个单元19从减法器8给出的诸区段构造，所以长度为2N的每一个块从N个零样品开始，并且两个相继的块的最后的N个样品显示N-S个样品的诸重叠。将通过变换接收信号x(n)和误差信号e(n)的诸块k得到的诸傅氏分量分别表示为X_k(f)和E_k(f)(1≤f≤2N)。对于一个8kHz的取样频率，为了在频域中滤波，诸区段和诸块的典型大小是S＝32和2N＝256。

将由单元16，17产生的诸傅氏分量供给自适应控制装置9，它在图2所示的例子中，由2N个独立的模块9.f组成(1≤f≤2N)，每个都接收相应的分量X_k(f)和E_k(f)，并且分别地产生2N个复数系数，用于频域中的滤波。滤波器7由2N个复数乘法器7.f组成，每个都接收一个傅氏分量X_k(f)和由自适应控制模块9.f给出的相应的系数，并给出一个傅氏分量Y_k(f)。实践中，给定傅氏变换的诸对称特性，仅用N+1个乘法器，可以得到2N个分量Y_k(f)。一个单元21对2N个分量Y_k(f)的块实施一个逆快速傅氏变换(IFFT)。一个单元22在单元21给出的2N个样品的诸块的基础上一个区段一个区段地建立起回波预报信号y(n)。单元22提取从单元21接收的每块的最后N个样品，并且当S＜N时，也执行为了重建被滤波的信号y(n)的诸相继区段所需的诸重叠—相加。

如众所周知的，快速傅氏变换可被快速哈特莱变换代替，这种哈特莱变换变换导致直接和诸傅氏分量有关的诸频谱分量(请见T.W.Wong等人的“用哈特莱变换和重叠一存储法的自适应滤波”，IEEE trans.on SignalProcessing，Vol39，No.7，1991年7月，1708-1711页)。

图3表示采用分波段分解的一个自适应回波消除器的另一个可能的实施例。作为一个例子，我们考虑观察四个分波段的情形。我们用x_(i)(n’)，y_(i)(n’)，z_(i)(n’)和e_(i)(n’)标记和信号x(n)，y(n)，z(n)和e(n)的分波段i(1)(1 ≤i≤4)相关的诸分量。

通过两个分解级和分解信号x(n)和z(n)得到信号x_(i)(n’)和z_(i)(n’)，第一级包括一个模块D，D’，它有图4所示的那种类型的一个输入和两个输出，第二级包括同一类型的两个模块D，D’，它们的诸输入分别和第一级的模块的两个输出相连接。每个模块D或D’包括一个低通滤波器23和一个高通滤波器24，这两者都接收来自这个模块和两个电路26的输入信号，这两个电路从滤波器23和24用一个因子2对诸输出信号进行子取样，以便产生来自模块D，D’的两个输出信号。

分波段回波消除器包括一个对于每个分波段的自适应滤波器7，它在时域对接收信号的相应分量x_(i)(n’)滤波，以便产生回波预报信号的分量y_(i)(n’)，用一个减法器8将这个分量y_(i)(n’)从观察信号的分量z_(i)(n’)减去。对于每一个分波段，一个模块9控制滤波器7的自适应。

在两个级中用于复合的装置由诸减法器8给出的四个分量e_(i)(n’)构造了误差信号e(n)。第一级包括两个模块R，它们有图5所示那种类型的两个输入和一个输出，第二级包括同一类型的单个模块R，它的两个输入连接到第一级的两个模块的诸输出。每个模块R包括为了从这个模块用因子2过取样两个输入信号的两个电路27，一个低通滤波器28和一个高通滤波器29，它们分别接收由电路27产生的两个被过取样信号，和一个加法器31，它将来自两个滤波器28，29的的诸输出信号加在一起，以便产生来自模块R的输出信号。

用于分解和复合的滤波器23，24，28，29的各种常规型式是已知的，它们一般地可能有有限或无限的脉冲响应，例如，诸共轭正交滤波器(CQF)，诸正交镜像滤波器(QMF)或其它的诸子波分解滤波器(WDF)。然而，一个余弦调制的滤波器组类型的直接分解结构可用来代替多级结构(请见H.S.Malvar的“扩展的搭接的诸变换：诸特性，诸应用和诸快速算法”，IEEE trans.on Signal Processing，Vol.40，No.11，1992年11月，2703-2714页，或P.P.Vaidyanathand的“诸多速率数字滤波器，诸滤波器组，诸多相网络和诸应用：一篇指导性论文”，Proc.of the IEEE，Vol.78，No.1，1990年1月，56-93页)。

由分波段回波消除器的诸模块9实施的诸自适应算法可以有和那些通常用来适应全波段时间滤波的算法相同的类型。然而，存在特别适合于分波段结构的诸算法，如有QR分解的快速递归最小二乘法(RLS)(请参见F.Capman等人的“用一个快速-QR-RLS算法和诸多速率方案的声学回波消除”，IEEE ICASSP95，Detroit，1995；或国际专利申请书WO96/21313)。也可以使用诸收敛性参量和/或诸自适应算法，它们从一个分波段到另一个分波段是不同的。特别是，在和诸最低频率相关的诸分波段中可以用一个比在诸较高分波段中较有效的算法(如快速QR-RLS)，在那里可以用一种在利用诸计算资源方面要求较少的算法(如一个NLMS)。

在某些回波消除器中，回波预报滤波的诸系数当工作时是冻结的。这些系数能够被固定；于是它们被永远地确定，以便考虑，例如，扬声器3和话筒4的诸响应，扬声器3和话筒4之间的直接耦合，以及如果扬声器3和话筒4总是保持在同样的诸位置时可能的非直接的诸耦合。诸系数也可由或者当接通回波消除器或者周期地通过在一个信号上引起一个自适应算法的收敛的学习来确定，这个信号叠加在接收信号上或被用来代替这个接收信号并有类似于白噪声的诸去相关特性。

我们也已知这样一些回波消除器，其中有数个回波预报滤波器，向通信信道传输的信号是通过根据预先定义的诸判据，如误差信号能量的最小化，选择诸滤波器中的一个，不然就通过组合来自数个回波预报滤波器的诸输出得到的(请参见W.Armbrusterd的“有两个滤波器结构的宽频带声学回波消除器”，Signal Processing VI：Theories andApplications，1992，1611-1614页，或J.S.Soo等人的“一个多级规模(MSS)的频域自适应滤波器”，IEEE Trans.on Signal Processing，Vol.39，No.1，1991年1月，115-121页)。这个回波消除器，例如，能够包括一个或多个自适应滤波器，它们用不同的诸收敛参量或者根据不同的诸自适应算法，和/或一个或多个有诸固定系数的滤波器，和/或一个或多个其诸系数是由学习确定的滤波器工作。

本发明的一个主要目的是改善收敛性和/或来自一个回波消除器，特别是来自一个涉及一个频谱分辨率的回波消除器(在频域中或用分波段滤波)的输出信号的质量。

这样，本发明提出一种回波消除法，其中一个接收信号输入到一个回波发生器***，从所说的***收集一个观察信号，将接收信号滤波以便产生至少一个回波预报信号以预报观察信号中的接收信号的回波，和从观察信号减去一个回波预报信号以便产生一个误差信号。根据本发明，观察信号分解成M个和频谱的不同频率有关的频谱分量，M表示一个大于1的整数，求得一个回波预报信号的M个相应的频谱分量，从观察信号和回波预报信号的诸频谱分量计算M个量，所说的M个量中的每一个都有一个渐进变化的值，它代表观察信号的M个频谱分量中的一个分别和回波预报信号的相应的频谱分量之间的一个相似度，并且作为所说的M个被计算的量的函数实施至少误差信号的一个频谱成形。

M个量提供关于在观察信号中存在诸干涉(环境噪声或本地语音)的信息，这种信息是频率选择的并有渐进的变化，这样就保证了信息的丰富性和精确性，它们都很大于在整个频带上基本上是二进制确定类型的常规的诸通话重叠检测器。

当接收信号的滤波作为接收信号和误差信号的函数被自适应时，误差信号的频谱成形可用来产生一个用于接收信号滤波自适应的被滤波的误差信号。因此成形在于，优选地以一种非线性的方式，衰减误差信号的诸频谱分量，对此计算的量表明观察信号和回波预报信号的相应的诸频谱分量之间的一个相当弱的相似度。

误差信号的频谱成形也可用来产生一个滤波后的误差信号，回波消除器将它传输到通信信道。在这种情形中，滤波后，优选地以一种非线性的方式，倾向于衰减误差信号的诸频谱分量，对此计算的量表明信号y(n)和z(n)的相应的诸频谱分量之间的一个相当大的相似度。

和诸通话重叠检测器领域中的习惯的实践相反，将回波预报信号的诸频谱分量而不是接收信号的和观察信号的相应的诸频谱分量比较，以便定量这些分量之间的相似度。这样，通过实施对接收信号的滤波已经考虑了诸回波路径的暂时的诸特点。

注意如果回波消除器有数个回波预报滤波器，可以想象回波预报信号，在其基础上计算出代表诸相似度的M个量的回波预报信号不和从观察信号减去以便产生受频谱成形(滤波和/或滤波后)影响的误差信号的回波预报信号相同。特别是可能为一个有诸固定系数的滤波器作好了准备，这个滤波器专门用来产生用于计算M个相似量的回波预报信号。

当观察信号和回波预报信号的M个频谱分量是这些信号的诸傅氏分量时，代表观察信号和回波预报信号的两个相应的傅氏分量之间的相似度的量是一个作为这些傅氏分量之间的相干性的函数的值是有利的。在有频域中滤波的一个回波消除器中采用这个安排将是有利的，因为傅氏变换和哈特莱变换的诸计算在任何情况下对于这个情形都是需要的。这些安排也能用于在时域中滤波的情形。

已经建议在诸通话重叠检测器中应用相干函数(请参见T.Gansler等人的“一个基于相干性的通话重叠检测器”，Proc.of the internationalConference on Signal Processing Applications andTechnology，Boston，1995年10月，332-336页)。除了不同的应用方面外，可能注意到这些作者计算了观察信号和接收信号之间的相干性，所以不校正声学信道，并且连同诸被计算的相干性作出的诸决定有二进制性质。

另一方面，可以用一个在观察信号和回波预报信号的相应的诸傅氏分量之间在复数平面上形成的角度的绝对值的递减函数代替相干函数。这个递减函数特别地可以是角度在±π/2范围内的余弦函数或余弦平方函数。可以指出这个余弦函数直接和相干函数有关。这个公式化的优点是余弦函数或其平方能够简单地计算出来而不需要一个存储器，为了计算用来得到相干函数的诸值的诸平均值就需要一个存储器。所以测量更迅速地反映出诸信号中的诸种变化。

在一个分波段回波消除器的情形中，通过分解成观察信号的M个分波段得到观察信号的M个频谱分量，对接收信号实施同样的分波段分解以便产生接收信号的M个相应的频谱分量，回波预报信号以它的M个频谱分量的形式产生，这M个频谱分量分别由M个自适应滤波器给出，接收信号的M个频谱分量分别地加到这M个自适应滤波器，误差信号以M个频谱分量的形式产生，M个频谱分量的每一个都是通过从观察信号的一个相应的频谱分量减去回波预报信号的一个频谱分量得到的。在这种情形，代表观察信号和回波预报信号的两个相应的频谱分量之间的相似度的量是一个作为这些频谱分量之间的归一化的互相关性的函数的值是最好的。

本发明的其它特点和优点将出现在下面的诸非限制实施例的描述中，并请参照附图，其中：

图1，以前已经解说过，是一个在时域中全频带滤波的自适应回波消除器的一个基本图；

图2，以前已经解说过，是一个在频域中滤波的自适应回波消除器的一个基本图；

图3，以前已经解说过，是一个有分波段滤波的自适应回波消除器的一个基本图；

图4和5，以前已经解说过，是图3的回波消除器的分解和复合装置的简图；

图6是根据本发明的一个自适应回波消除器的一个基本图；

图7是图6的回波消除器的一个相干性计算单元的一个简图；

图8是在根据图6的一个回波消除器中用来对误差信号滤波的装置的一个简图；

图9和图10是说明能够用来实施本发明的诸非线性函数的诸可能的形式的图；

图11和图12是图8的滤波装置的变化的诸实施例的图；和

图13是允许在一个有分波段滤波的自适应回波消除器中实施本发明的装置的一个简图。

图6需要参照图1的回波消除器的基本图，在图6中附加三个用来实施本发明的模块32，33和34。模块32计算M个量，它们以某个频谱分辨率表征观察信号z(n)和回波预报信号y(n)之间的相似度。模块33是一个滤波器，它在这些M个量的基础上，实施误差信号e(n)的一个频谱成形，并向自适应控制模块9提供这样成形的信号e1(n)。模块34是一个后滤波器(post-filter)，它在M个量的基础上实施误差信号e(n)的另一个频谱成形，以便将这样滤波后的信号e2(n)传输给连接到回波消除器的通信信道。

虽然图6的图已经在根据图1的回波消除依赖于在时域中的全频带滤波的情形中建立起来，我们懂得附加三个模块，如32，33和34，一般地使在任何形式的回波消除器中实施本发明成为可能。

在图6的情形中，由模块32计算的M个量是观察信号z(n)的诸傅氏分量和回波预报信号y(n)的相应的诸傅氏分量之间的一个相干函数的诸值。于是模块32能够有图7中所示的结构。

在图7的模块32中，串联/并联变换器36和37分别接收信号z(n)和Y(n)，并将它们改变成M个样品的诸相继的块的形式。这些块一般地可能重叠或不重叠。信号y(n)和z(n)的傅氏变换是通过实施一个常规的FFT算法的单元38和39在长度为M的诸样品的这些块上实施的。我们用Z_p(m)和Y_p(m)标记由单元38和39给出的诸第m个傅氏分量，它们和观察信号z(n)及回波预报信号y(n)的排序为P的块有关(1≤m≤M)。

对于每个频率指标m，将傅氏分量Z_p(m)和Y_p(m)提供给一个相关的单元41.m，它计算相干函数mscc_p(m)的相应值。这些单元41.m都有同样的结构。在考虑的例子中，采用的相干函数是相干性的诸模平方(“数值平方一相干性”)，它表示为：

{msc}_{p} (m) = \frac{{| γ_{p}^{YZ} (m) |}^{2}}{γ_{p}^{YY} (m) \cdot γ_{p}^{ZZ} (m)} - - - - (1)

其中g_p ^YY(m)和g_p ^ZZ(m)表示信号y(n)和z(n)的频谱功率密度，是在对于第m个频率的块P的时刻估算的，g_p ^YY(m)表示这两个信号的交叉频谱密度，是在对于第m个频率的块P的时刻估算的。这些频谱功率密度能够简单地用模41.m在一个忘却因子λ，0＜＜λ＜1，的帮助下如下计算出来：

γ_{p}^{YY} (m) = {λ \cdot γ}_{p - 1}^{YY} (m) + (1 - λ) \cdot {| Y_{p} (m) |}^{2} - - - - (2)

γ_{p}^{ZZ} (m) = {λ \cdot γ}_{p - 1}^{ZZ} (m) + (1 - λ) \cdot {| Z_{p} (m) |}^{2} - - - - (3)

γ_{p}^{YZ} (m) = {λ \cdot γ}_{p - 1}^{YZ} (m) + (1 - λ) \cdot Y_{p} (m) {[Z_{p} (m)]}^{*} - - - - (4)

其中|·|²表示模的平方，(·)^*表示一个复数的共轭。

对于每一个频谱分量指数m，量msc_p(m)显示一个渐进的变化，作为傅氏分量Z_p(m)和Y_p(m)之间的相似度的函数在0和1之间递增。这个量用M个样品的每一个新块加以修正。

图8表示处理误差信号e(n)的滤波器33和后滤波器34的一个简图。这里，这些处理的操作是在频域中进行的，滤波器33和34共用产生误差信号e(n)的诸傅氏分量E_p(m)的诸电路。这些电路包括一个串联/并联变换器53，它以和图7的变换器36，37相同的方式产生误差信号e(n)的M个样品的诸块，和一个FFT计算单元54。

滤波器33包括M个电路56.m(1≤m≤M)，每一个电路都对相干函数的各自的一个值msc_p(m)计算一个递增的非线性函数FNL1所取的值。非线性函数FNL1有，例如，图9所示的形式，它由0＜a1＜b1和0＜T1＜1这样三个参量a1，b1和T1定义：函数FNL1(x)对于0≤x≤a1等于T1，当x从a1增加到b1时，它从T1增加到1，并且对于b1≤x≤1它等于1。参量组T1，a1和b1对于M个傅氏分量的每一个能够是相同的，或者从一个傅氏分量到另一个傅氏分量能够是不同的。用作这些参量的诸数值能够实验地或者通过作为特殊的应用和装配有回波消除器的终端特征的函数进行模拟来确定。由一个电路56.m产生的每个值FNL1(msc_p(m))提供给各自的一个乘法器57.m，这个乘法器也接收误差信号的相应的傅氏分量E_p(m)。由M个乘法器57.m给出的诸值E1_p(m)提供给一个IFFT计算单元58，单元58以有M个样品的一个块的形式得到它们的逆傅氏变换。一个并联/串联变换器59在单元58给出的诸块的基础上形成被滤波的误差信号e1(n)。

这个信号e1(n)被自适应控制模块9以和图1的常规情形中的信号e(n)相同的方式利用。能够根据任何适当的算法实施滤波器7的自适应。

后滤波器34包括M个电路61.m(1≤m≤M)，每一个电路都对相干函数的各自的一个值msc_p(m)计算一个递减的非线性函数FNL2所取的值。非线性函数FNL2有，例如，图10所示的形式，它由0＜a2＜b2＜1和0＜T2＜1这样三个参量a2，b2和T2定义：函数FNL2(x)对于0≤x≤a2等于1，当x从a2增加到b2时，它从1减少到T2，并且对于b2≤x≤1它等于T2。参量组T2，a2和b2对于M个傅氏分量的每一个能够是相同的，或者从一个傅氏分量到另一个傅氏分量能够是不同的。用作这些参量的诸值能够实验地或者通过模拟确定。由一个电路61.m产生的每个值FNL2(msc_p(m))提供给各自的一个乘法器62.m，这一个乘法器也接收误差信号的相应的傅氏分量E_p(m)。由M个乘法器62.m给出的诸值E2_p(m)提供给一个IFFT计算单元63上，单元63以有M个样品的一个块的形式得到它们的逆傅氏变换。一个并联/串联变换器64在单元63给出的诸块的基础上形成滤波后的误差信号e2(n)。

当在一个回波消除器工作的框架内通过在频域中的滤波提供如32，33和34那样的诸模块(图6)时，应该注意用于诸相干计算的频谱分辨率能够等于或小于用于仿造诸回波的滤波器的频谱分辨率。换句话说，根据图2的注意事项，可以有M＝2N或M＜2N。另一方面，诸相干计算的修正速率，它对应于图7中M个样品的诸块P的更新速率，能够不同于图2中2N个样品的诸块k的更新速率。

此外，为了误差信号的滤波可以将诸信号的频谱细分成Q个分波段(Q＞1)然后平均对于属于一个给定分波段的诸频率分量的相干函数的诸值，正是这样得到的平均值被馈送到非线性函数FNL1和FNL2。于是对于一个给定的频带，一个非线性函数的值用来加权属于这个分波段的误差信号的诸傅氏分量中的每一个。

图11和图12表示根据图2工作在频域中的一个回波消除器的情形中，对于误差信号的滤波器和后滤波器的这种诸实施方案，相干函数msc_p(m)(1≤m≤M，并且M≤2N)的诸值由一个模块32得到，和图7所示一致。假设第q个分波段(1≤q≤Q)复盖信号z(n)和y(n)的M_q个傅氏分量，对于这些信号模块32已经计算了相干函数的诸值，并且复盖由FFT单元17计算的误差函数的N_q个傅氏分量。分成Q个分波段的细分，例如根据如用在心理声学领域中的一个Bark标度，可以是均匀的(M₁＝M₂＝......＝M_Q和N₁＝N₂＝......＝N_Q)或不均匀的。

图11所示的误差信号的滤波器包括Q个积分电路66.q(1≤q≤Q)，它们的每一个都计算和分波段Q相关的相干函数的M_q个值的算术平均值，和Q个电路67.q，它们对由诸积分电路66.q给出的诸平均值计算递增非线性函数FNL1所取的诸值，这些值对每个分波段可以是相同的或不同的。滤波器进一步包括2N个乘法器68.f(1≤f≤2N)，每个都接收误差信号的各自的一个傅氏分量E_k(f)以及由电路67.q给出的值，这里q表示属于误差信号的傅氏分量f的分波段。在图11的情形中，被滤波的误差信号e1(n)没有明显地在时域中产生，而是以它的2N个傅氏分量E1_k(f)的形式产生，这些傅氏分量是分别由乘法器68.f给出的误差信号的被加权的诸傅氏分量。这些分量E1_k(f)作为被滤波的误差信号提供给2N个自适应控制模块9.f它们有和图2所示的相同的类型。

Q个积分电路66.q也形成图12所示的误差信号的后滤波器的一部分，它也包括Q个电路69.q，Q个电路69.q对由诸积分电路66.q给出的诸平均值，计算递减的非线性函数FNL2所取的诸值，这些值对于每个分波段可以是相同的或不同的。后滤波器进一步包括2N个乘法器71.f(1≤f≤2N)，每个乘法器都接收误差信号的各自的一个傅氏分量E_k(f)以及由电路69.q给出的值，这里q表示属于误差信号的傅氏分量f的分波段。将分别由诸乘法器68.f给出的加权的傅氏分量E2_k(f)提供给产生2N个样品的诸块的一个IFFT计算单元72。从这些块，一个和图2的单元22相似的单元73一个区段一个区段地构造滤波后的误差信e2(n)，一个并联/串联变换器74将这个误差信号变回到序列的形式。

如前面已经指出的，本发明的另一个有利的可供选择的方案在于用角度_p(m)的一个递减函数代替分量Z_p(m)和Y_p(m)之间的相干性函数，角度_p(m)是在复数平面中，在复数Z_p(m)和Y_p(m)之间形成的，在图7所示的情形中，复数Z_p(m)和Y_p(m)是由FFT单元38和39产生的。换句话说，角度_p(m)是复数Z_p(m)/Y_p(m)的幅角。如果a和a′分别表示Z_p(m)和Y_p(m)的实部，b和b表示它们的虚部，那么：

{\cos φ}_{p} (m) = \frac{{aa}^{'} + {bb}^{'}}{\sqrt{(a^{2} + b^{2}) (a^{' 2} + b^{' 2})}}

角度_p(m)的这个余弦，它在-π/2和+π/2之间(因为一个π的相移意味着诸干涉的存在，假如在信号y(n)中已由滤波器7实施了声学信道的补偿)，是分量Z_p(m)和Y_p(m)之间相似度的另一个归一化的度量，它的优点是容易一块一块地被计算出来而不需存储为了进行诸平均(根据关系式(2)到(4))的许多的量。实践中，可以计算cos_p(m)的平方α_p(m)以便避免平方根的计算，在非线性函数FNL1和FNL2的定义中可能考虑平方根的计算。

在这个可供选择的另一个方案中，如此设计图7的诸单元41.m，使得如

果aa′+bb′≤0，则给出a_p(m)＝0，在其它情形，则给出a_p(m)＝(aa′+bb′)²/[(a²+b²)(a′²+b′²)]。这些量a_p(m)′可以一种类似于msc_p(m)的方式用如在图9到12中图解地表示出来的那些诸滤波器和诸后滤波器处理。

在一个分波段回波消除器的情形中，根据本发明所需的频谱分辨率不是从一个傅氏变换导出的，而是从分解成M个分波段的一个分解导出的。于是用来以一种渐进的方式定量信号z(n)和y(n)之间的相似度的M个量能够等于由诸频谱分量z_(i)(n’)和y_(i)(n’)之间的归一化互相干的一个函数所取的诸值，如：

r_{(i)} = \frac{E {[y_{(i)} (n^{'}) \cdot z_{(i)} (n^{'})]}^{2}}{E [y_{(i)}^{2} (n^{'})] \cdot E [z_{(i)}^{2} (n^{'})]} - - - - (5)

其中E[·]表示数学期望。关系式(5)的诸数学期望可以通过在一个分析窗上的精确平均计算出来，在这种情形，用每一个新窗修正r_(i)，或者以一种类似于关系式(2)到(4)的方式用一个忘却因子计算出来，在这种情形，可用每一个子取样时间修正r_(i)。根据信号z_(i)(n’)和y_(i)(n’)之间的相似度，r_(i)的值从0到1渐进地增加。

于是一个分波段i的每个处理路径都可用图13所示的装置予以补充，这包括：

一个单元76，它对分别由分解装置D和与分波段i有关的滤波器7提供的分量z_(i)(n’)和y_(i)(n’)，计算归一化互相干函数的值r_(i)；

一个电路77，它对r_(i)的值计算一个递增的非线性函数FNL1所取的值，这个函数可能有和图9所示的相同的类型并且可能从一个分波段到另一个分波段是不同的；

一个乘法器78，它用由电路77提供的值给由减法器8给出的误差信号的频谱分量e_(i)(n’)加权，并且它将加权的分量e1_(i)(n’)供给和分波段i有关的自适应控制模块9；

一个电路79，它对r_(i)的值计算一个递减的非线性函数FNL2所取的值，这个函数可能有和图10所示的相同的类型并且可能从一个分波段到另一个分波段是不的；和

一个乘法器81，它用由电路79提供的值给由减法器8给出的误差信号的频谱分量e_(i)(n’)加权，并且它将加权的分量e2_(i)(n’)供给复合装置的适当的模块R。

和不同的分波段有关的M个电路77和M个乘法器78以一种类似于图6的滤波器33的方式构造滤波器，这个滤波器对接收信号x(n)的滤波的自适应，作为M个量r_(i)的函数，实施误差信号的频谱成形。

M个电路79，M个乘法器81和复合模块R，以一种类似于图6的后滤波器34的方式构造后滤波器，这个后滤波器对来自回波消除器的输出信号的产生，作为M个量r_(i)的函数，实施误差信号的频谱成形。

为了计算关系式(5)的诸数学期望，单元76可包括三个平均电路82，83和84它们分别接收来自一个乘法器86和来自两个平方电路87及88的

，y² _(i)(n’)和z² _(i)(n’)的相继的诸值。用一个接收来自一个平方电路91的分子和来自一个乘法器92的分母的除法器89计算关系式(5)的商。

在上述的描述和所附的诸图中，已在诸模块，诸单元或个体化的诸电路的硬件设计的基础上提出了本发明的诸实施例，以便使说明尽可能地清楚。熟练的技术人员将了解本发明也能以不同的方式，特别是通过如诸回波消除器技术中常见的那样，给一个适当的数字信号处理器编程来实施。

Claims

1.一个回波消除法，其中，将一个接收信号(x(n))输入到一个回波发生器***(1)，从所说的***收集一个观察信号(z(n))，将接收信号滤波以便产生至少一个回波预报信号(y(n))，为了预报在观察信号中接收信号的一个回波，和从观察信号减去一个回波预报信号以便产生一个误差信号(e(n))，这个方法的特征在于将观察信号(z(n))分解成M个和频谱的诸不同频率相关的频谱分量(z_p(m)；z_(i)(n’))，M表示一个大于1的整数，得到一个回波预报信号(y(n))的M个相应的频谱分量(Y_p(m)；y_(i)(n’))，从观察信号和回波预报信号的诸频谱分量计算M个量(msc_p(m)；a_p(m)；r_(i))，所说的M个量的每一个都有一个渐进变化的值，它代表观察信号的M个频谱分量中的一个分别和相应的回波预报信号的频谱分量之间的一个相似度，作为所说的M个计算得到的量的函数至少实施一个误差信号(e(n))的一个频谱成形。

2.一个根据权利要求1的方法，其中，使接收信号的滤波作为接收信号和一个误差信号的函数自适应，并且实施误差信号(e(n))的一个频谱成形，产生一个被滤波的误差信号(e(n))，它是实施的接收信号(x(n))的滤波的自适应的函数。

3.一个根据权利要求1或2的方法，其中，实施一个误差信号(e(n))的一个频谱成形，产生一个滤波后的误差信号(e2(n))，将它传输到一个通信信道。

4.一个根据权利要求1到3的任何一个的方法，在那里，观察信号(z(n))和回波预报信号(y(n))的M个频谱分量(Z_p(m)，Y_p(m))是所说诸信号的诸傅氏分量，并且代表观察信号和回波预报信号的两个相应的傅氏分量(Z_p(m)，Y_p(m))之间的相似度的量(msc_p(m)等于一个所说的两个傅氏分量之间的一个相干函数的一个值。

5.一个根据权利要求1到3的任何一个的方法，在那里观察信号(z(n))和回波预报信号(y(n))的M个频谱分量(Z_p(m)，Y_p(m))是所说诸信号的诸傅氏分量，并且代表观察信号和回波预报信号的两个相应的傅氏分量(Z_p(m)，Y_p(m))之间的相似度的量(α_p(m))等于一个在复数平面上在所说的两个傅氏分量之间形成的角度(_p(m))的绝对值的一个递减函数的一个值。

6.一个根据权利要求4或5的方法，在那里，得到误差信号(e(n))的M个傅氏分量(E_p(m))，它们分别对应于观察信号(z(n))和回波预报信号(y(n))的M个傅氏分量(Z_p(m)，Y_p(m))，并且在那里，误差信号(e(n))的每一个频谱成形包括它的M个傅氏分量(E_p(m))中的每一个的一个加权，这个加权是通过和代表观察信号和回波预报信号的相应的傅氏分量(Z_p(m)，Y_p(m))之间的相似度的M个量(msc_p(m)；α_p(m))的每一个的值有一个非线性依赖关系的一个量来实施的。

7.一个根据权利要求4或5的方法，其中，得到至少等于误差信号(e(n))的诸傅氏分量(E_K(f))的M的一个数2N，在那里，诸信号的诸傅氏分量分布在数个以前确定的分波段中，并且对于每个分波段，计算代表和观察信号和回波预报信号的所说的分波段有关的诸傅氏分量之间的相似度的M个量(msc_p(m)；α_p(m))的一个平均值，和在那里误差信号(e(n))的每一个频谱成形包括它的2N个傅氏分量(E_K(f))中的每一个的一个加权，这个加权是通过和对属于误差信号的所说的傅氏分量的分波段计算得到的平均值有一个非线性依赖关系的一个量来实施的。

8.一个根据权利要求2和权利要求6和7中任何一个的方法，其中，对于误差信号(e1(n))的产生，用一个递增的非线性函数(FNL1)定义所说的非线性依赖关系。

9.一个根据权利要求8的方法，其中，通过将一个逆傅氏变换加到误差信号的加权的诸傅氏分量(E1_p(m))产生被滤波的误差信号(e1(n))。

10.一个根据权利要求8的方法，其中，实施接收信号(x(n))的一个傅氏变换，以便得到一个数2N，它至少等于诸傅氏分量(X_K(f))的M，和以2N个傅氏分量(Y_K(f))形式产生一个回波预报信号(y(n))，这些傅氏分量是通过用各自的自适应复数系数给接收信号的傅氏分量(X_K(f))加权得到的，所说的诸系数中的每一个都和所用的误差信号的一个加权的傅氏分量(E1_K(f))，以及接收信号的相应的傅氏分量(X_K(f))有关，为了自适应所说的系数值。

11.一个根据权利要求3和权利要求6和7中任何一个的方法，其中，对于滤波后的误差信号(e2(n))的产生，用一个递减的非线性函数定义所说的非线性依赖关系，通过将一个逆傅氏变换加到误差信号的加权的诸傅氏分量(E2_p(m)；E2_K(f))得到滤波后的误差信号(e2(n))。

12.一根据权利要求1至3的任何一个的方法，其中，通过观察信号(z(n))的一个分波段的分解得到观察信号的M个频谱分量(z_(i)(n’))，其中，在接收信号(x(n))上实施同样的分波段的分解，以便产生接收信号的M个相应的频谱分量(x_(i)(n’))，在那里，回波预报信号(y(n))以它的M个频谱分量(y_(i)(n’))的形式产生，这些分量是分别由M个自适应的滤波器给出的，接收信号的M个频谱分量(x_(i)(n’))分别地加到这些滤波器上，其中，误差信号(e1(n))以M个相应的频谱分量(e_(i)(n’))的形式产生，这些分量中的每一个都通过从观察信号的一个相应的频谱分量(z_(i)(n’))减去回波预报信号的一个频谱分量(y_(i)(n’))得到，和在那里，代表观察信号和回波预报信号的两个相应的频谱分量(z_i(n’)，y_(i)(n’))之间的相似度的量(r_(i))等于一个在所说的两个频谱分量之间的一个归一化的互相关的函数的一个值。

13.一个根据权利要求12的方法，其中，误差信号(e(n))的每一个频谱成形包括它的M个频谱分量(e_(i)(n’))中的每一个的一个加权，这个加权是用一个以一种非线性的方式依赖于在观察信号和回波预报信号的相应的诸频谱分量(z_i)(n’)，y_(i)(n’))之间的互相关函数的值(r_(i))的量来实施的。

14.一个根据权利要求2和13的方法，其中，对于被滤波的误差信号(e1(n))的产生，用于加权误差信号的每一个频谱分量(e_(i)(n’))的量是互相关函数的值(r_(i)))的一个递增的非线性函数(FNL1)，和在那里，加入接收信号的一个频谱分量(x_(i)(n’))的每一个滤波器(7)作为所说的分量(x_(i)(n’))和误差信号的相应的加权的频谱分量(e_(i)(n’))的一个函数被自适应。

15.一个根据权利要求3和13的方法，其中，对于滤波后的误差信号(e2(n))的产生，用于加权误差信号的每一个频谱分量(e_(i)(n’))的量是互相关函数的值(r_(i))的一个递减的非线性函数(FNL2)，和在那里，滤波后的误差信号(e2(n))通过误差信号的加权的诸频谱分量(e2_(i)(n’))的一个复合及双重分波段分解得到。

16.一个自适应回波消除器，其中，将一个接收信号(x(n))输入到一个回波发生器***(1)，从所说的***得到一个观察信号(z(n))，它包括：滤波装置(7)，它通过滤波接收信号，产生至少一个回波预报信号(y(n))，为了预报在观察信号中接收信号的一个回波，和减法器装置(8)，它通过从观察信号减去一个回波预报信号，产生一个误差信号(e(n))，这个自适应回波消除器的特征在于它进一步包括：装置(38；D)，它将观察信号(z(n))分解成M个和频谱的诸不同频率相关的频谱分量(Z_p(m)；z_(i)(n’))，M表示一个大于1的整数；装置(41.m；76)，它从观察信号的M个频谱分量和一个回波预报信号(y(n))的M个相应的频谱分量(Y_p(m)；y_(i)(n’))，计算M个量(msc_p(m)；α_p(m)；r_(i)，所说的M个量的每一个都有一个渐进变化的值，它代表观察信号的M个频谱分量中的一个分别和相应的回波预报信号的频谱分量之间的一个相似度；以及装置(33，34，77，78，79，81，R)，它们用来频谱成形作为所说的M个被计算量的函数的误差信号(e(n))。

17.根据权利要求16的自适应回波消除器，它进一步包括自适应装置(9)，它用滤波装置(7)，动态地调整诸滤波参量作为接收信号和误差信号的一个函数，其中频谱成形装置包括一个滤波器(33；77，78)，将误差信号(e(n))馈入其中，并将来自它的输出信号(e1(n))提供给自适应装置(9)。

18.根据权利要求16或17的自适应回波消除器，其中，频谱成形装置包括一个后滤波器(34；79，81，R)，将误差信号(e(n))馈入其中，并且来自它的输出给出来自回波消除器的输出信号(e2(n))。

19.根据权利要求16到18中的任何一个的自适应回波消除器，其特征在于安排用来滤波接收信号(x(n))的装置(7)以便实施在频域中的一个滤波。

20.根据权利要求16到18中的任何一个的自适应回波消除器，其特征在于安排用来滤波接收信号(x(n))的装置(7)以便实施在M个分波段中的一个滤波，诸信号的M个频谱分量分别和M个分波段相关。