CN1185822C - 咬尾编码的解码技术 - Google Patents

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Abstract

一种对编码数字数据解码的方法。解码器产生复制的解码网格并使用复制的网格执行一定数目(Dmax)的解码操作。每次解码偏移一定量δ，存储每次的结果并与以前的结果比较以产生最终的输出信息序列。

Description

咬尾编码的解码技术
发明领域
本发明一般涉及编码数字信息的解码；更具体地，本发明涉及对以咬尾码(tail biting code)编码的数字信息进行解码的技术。
发明背景
陆地移动***中的移动电话受到同频干扰(即，来自远方服务小区中使用相同载波频率的其它电话的干扰)的限制比功率上的考虑更甚。因此，所需的每比特发射能量中0.5dB或甚至1dB的损耗一般都不会引起声音(或数据)质量可察觉的下降。基站可以向电话发射更多的功率，而且电话可以向基站增加功率。结果，陆地***可以比较易于允许由差错控制编码引起的开销损耗。
移动卫星通信***则相反，严重地受到功率的限制，非常需要节省所需的发射比特能量。GSM是目前最广泛使用的数字语音传输的无线蜂窝电话标准，它已经适合提供对地球同步圆轨道卫星以及通过正常的陆地蜂窝网络的无线通信。在维持兼容-GSM的移动卫星通信***中的良好性能的同时，希望降低差错控制编码的开销。
通过这些背景，现在将提供GSM原理的简要描述。
示范的GSM超帧结构由图1A中所示的4×26帧组成。图1A中的每一行包括26个TDMA帧。在每一行中，帧1-12和14-25每个包括八个业务时隙。TDMA帧13(IDLE(空闲)帧)不用于传输，但是允许移动接收机捕获并解码来自相邻基站的广播控制信道(BCCH)信号突发。由于GSM中的相邻基站是不要求同步的，空闲帧保证移动站能够捕获BCCH，不管相邻基站之间是否存在时间偏差。
超帧结构中的每个第26帧(图1A中的最后一列)包含慢随路控制信道(SACCH)信息。在每个超帧的4个SACCH突发上交织每个SACCH消息。每个SACCH帧包括8个时隙(每帧中每个业务时隙一个)，允许每个移动链路一个唯一的SACCH信道。
从每帧中的8个时隙中，每个移动单元分配一个(它的“信道”)。移动单元的数字编码话音数据帧在8个连续帧上交织，每帧中保持相同的时隙。可以使用块对角线交织以降低延迟，因此前四个时隙(在每个8帧交织图案中)各包括一半来自当前语音帧、一半来自前一语音帧的比特。后四个时隙(在每个8帧交织图案中)各包括一半来自当前语音帧、一半来自下一语音帧的比特。
语音帧由语音编码器产生，例如，每20ms产生一个。语音编码速率为13Kbps时，对应于每20ms的语音帧260比特。语音比特被编码到456比特。在GSM中，这456比特分成57比特一组的8组。一个语音帧的57比特与另一个语音帧的57比特交织(如上面针对块对角线交织所描述的)。对这114比特，添加一个26比特的同步字、两个1比特的FACCH(快随路控制信道)标志，两组3个拖尾比特(用于调制)、以及8.25比特以便容纳上升/下降斜坡和保护时间，从而构成包括156.25比特的TDMA时隙(577μs)。这些比特以270.833KB/s(＝13MHz/48)的比特率发射。
每个GSM突发的示范格式在图1B中表示。8.25比特的保护和上升/下降斜坡时间在每个突发之间提供。一个突发的上升/下降斜坡可以与相邻突发的上升/下降斜坡重叠，但是不能与其它比特重叠。上行链路(移动站)传输中的上升/下降斜坡通常为4.25比特周期，留下4比特周期空白用于在基站接收不同移动突发之间的时间对准误差。基站发送SACCH命令，以使移动单元的发射定时超前或延迟来完成这个功能。GSM***中的基站具有固定的发射定时，因此基本上能够将整个8.25比特周期用于上升/下降斜坡。
3t(拖尾)比特使信道和调制滤波器的脉冲响应在突发内结束。接收结束比特的尾以保证结束比特周与突发中间的比特相同的错误概率来解调是很重要的。
同步字任一侧的标志比特(1f+1f)表示以前的或当前的20ms语音帧是否包含语音信息或FACCH控制信息。一个完整的20ms语音帧一般共有8个相关的标志比特，这使对该帧是语音还是FACCH可以进行可靠的择多判决。
26比特的同步字允许使用22个方程来确定符号间隔的、5抽头模型的组合信道脉冲响应(包括发射和接收滤波以及物理信道)的系数。因此，每个突发可以不用来自前一突发的附加信息而进行解调。为了实现跳频，GSM保证一个突发的5个信道抽头与下一个的抽头之间不相关。577μs的短突发长度考虑到这样的假设：信道抽头在突发中是不变的，即从中心同步字确定的每个抽头的相位和幅度在突发的末端仍然有效，即使在900MHz上以250公里/小时的速度或在2GHz上以100公里/小时的速度时也是如此。
全速率GSM帧由8个业务突发组成，格式如上所述，8个突发在同一载波上复接。或者，每帧的第一时隙(每个服务小区只有一个固定载波)可提供给广播控制信道(BCCH)。BCCH时隙不跳频，但是帧中包含业务的其它时隙可以跳频。因此，与BCCH相同载波上的业务时隙可以逐帧地包含来自不同移动站的数据。BCCH载波是所有时隙中功率最大的，无论业务时隙是否包含激活的业务。如果空闲的话，业务时隙用虚业务填充。这有助于移动站在第一次上电时检测BCCH载波。
一旦检测到，BCCH时隙格式包含有助于移动站在上电时捕获网络同步的特性。连续帧中的BCCH时隙构成重复的51-帧模式。这个帧中的每个时隙具有规定的用途。51时隙中的两个包含FCH(频率校正突发)，它是“未调制”的突发。更特别地，FCH突发是交替的“1010...”比特模式，在GSM调制之后，产生单一的偏离载波频率达1/4个比特率的谱线(即，按FSK用法中的连续的MARK符号)。这在移动站中可以用窄带滤波器检测到，使信噪比增强10-15dB，从而得到可靠的瞬时检测并提供与BCCH时隙结构的粗时间同步。同步信道(SCH)突发与FCH相隔固定数目的时隙，因此一旦定位了FCH突发，移动站就可以找到SCH突发。SCH突发包含扩展的同步字加上基站和网络ID。与SCH的相关提供了比特级的精确同步。当使用多信道抽头解调器时不需要比比特级更精确的同步。
BCCH帧周期51对于104(4×26)帧的业务信道超帧周期特别重要。帧周期51(多帧)使BCCH时隙在51×52个TDMA帧上滑动，并保证FCH(以及类似的SCH)出现在IDLE帧中的某个时刻。这使移动站在通话中锁定到业务超帧格式，以便只使用空闲帧并以较慢的时间扫描相邻基站从而进入与它们的正常同步捕获过程。存储当前和相邻基站之间的定时偏差以便加速未来的扫描和最终的越区切换。此外，51×52的扩展帧模式长度加上其它的广播信息将被用于定义加密过程中使用的帧编号方案。
对于卫星通信，基本超帧格式类似于GSM的“半速率”格式，其中特定的移动站只使用每个交替的TDMA帧(8时隙)，有效地得到两倍长度(9.23ms)的16时隙帧。我们称此为半速率卫星模式。半速率卫星模式也可以这样定义，从而移动站只使用每个第4 TDMA帧(8时隙)，有效地得到32时隙的帧长度(18.46ms)。
对于32时隙模式或16时隙模式的使用，要依据业务分布和信道条件来决定。
全速率卫星模式的超帧结构在图2A中表示。在图2A中，前12帧F1到F12的每一个包含16个业务时隙，而且第13帧包含16个SACCH时隙。每个SACCH时隙与相应的业务时隙相关联。为了每个业务时隙保留一个SACCH(现在是16)，SACCH帧可以与IDLE帧合并，得到16时隙的SACCH帧。
在GSM中，SACCH消息可以在四个连续SACCH帧上交织。20ms的语音数据可以使用对角线交织来交织，但是只在4帧上进行(相同的交织延迟)。或者，可以在8个业务帧上对角线交织40ms的语音帧。
卫星通信***是受到严重的功率限制和带宽限制的，要求以用于数字蜂窝中的比特率的1/2到1/3进行语音编码。另一方面，噪声受限而不是同频干扰受限的情况将会要求比陆地蜂窝***更多的纠错编码，从而增加了发射比特率。因此，用于卫星通信***的16时隙帧名义上提供了每用户的相对于陆地蜂窝***的正确比例的发射比特。
但是，特定的卫星***可能是功率或带宽受限的、或噪声或自干扰受限的。这种情况针对不同***而不同，甚至同一***的不同服务小区也不同。因此，也可能定义一个32时隙模式，它提供每用户以半发射比特率。这种模式使用与16时隙模式相同的语音编码以及一半的纠错编码，或者甚至更低的语音纠错编码速率或信息速率。为了解释的目的，假设32时隙模式使用相同的语音编码速率和相同的纠错编码。也使用了与图2A中定义的16时隙结构相同的时隙和超帧结构，但是只发射交替的帧。未使用的帧可以分配给其它用户，使得服务小区中不受来自附近服务小区的同频干扰限制的带宽利用加倍。
用于本例中的编码和交织使用对移动站或地面接收机完全透明的16或32时隙格式，使得它们不需要通过层3的复杂消息交换而在从一种模式切换到另一种之前进行通知。
语音被编码到4kB/秒，使用由性能等同的两个比率2/3的码构成的比率1/3码进行纠错编码。一个2/3比率编码的信息流(6kB/秒)在偶帧上发射(或可能不是这种情况)，另一个流传输使用另一个2/3比率码编码的相同信息，并在奇帧上发射(或可能不是这种情况)。接收机总是接收每一帧，并从同步相关中确定该帧是否包含所需的突发。如果另一个移动站被分配了该突发，所用的同步码将正交于第一移动站，以便区分更容易。如果偶和奇帧都包含所需的数据，来自两个2/3比率码的组合比特构成1/3比率码，使性能增强，功率也加倍。如果只有奇帧包含所需数据，偶帧被抹去并在解码器中不给出权重，得到单一的2/3比率纠错码的性能。如果偶帧有时包含所需数据、有时不包含(这要根据解交织比特之后出现在到解码器的输入流中的哪个地方而定)，则性能将在2/3比率码和1/3比率码之间变化。
只有一个16时隙帧分配给SACCH，因此如果工作在带32个不同移动站链路的32时隙模式，则通过消息中的奇/偶比特将SACCH帧寻址到奇帧移动站或偶帧移动站。
卫星下行链路可以从TDMA开销的降低中得到好处。同步比特数据从26降低到22，而同时使FACCH标志比特被删除。降低开销的下行链路卫星模式时隙格式在图2B中表示。由于与GSM的8时隙格式相比的不同的16时隙格式，电话中的信号处理负荷至少降低了一半，使FACCH解码器和语音帧解码器在每帧上都能运行。这也提供了更可靠的语音/FACCH判决，正如从当前产品实现方案中所确定的那样。语音解码器算法首先被执行，然后在GSM正常地处理下一个语音帧的时间中来运行FACCH解码器。CRC表示解码输出将被译为语音还是FACCH信息。
在包含广播控制信道(BCCH)的载波上，每个16时隙帧—包括SACCH帧—的第一时隙被提供给BCCH信道。BCCH结构与GSM中的情况相同，由51帧重复模式组成，包括FCH、SCH、广播控制信道(BCCH)和寻呼信道(PCH)。这个结构中的帧号(0-50)与业务超帧结构的帧号(0-51)组合起来后，为了加密目的而规定了帧编号方案的最低有效部分。
现在将描述GSM BCCH和示范的卫星模式BCCH之间的主要区别。首先，发射卫星模式BCCH的载波不一定在所有时隙中激活。如果当前没有通话在特定波束和载波上建立，只有BCCH时隙可以包含能量。其次，即使当激活的业务时隙被包含在与卫星模式BCCH相同的帧中，由于动态功率控制算法，它们也不一定都处于相同的功率电平。卫星BCCH时隙也可以以高于平均业务突发的功率来进行发送。第三，FCH不是未调制的突发，而是可以重定义为高余量短消息业务(HM-SMS)。这种短消息业务的更多细节在题为“High Power Short Message Service UsingBroadcast Control Channel(使用广播控制信道的高功率短消息业务)”的共同未决、公共受让的申请中提供，该申请全文在这里结合作为参考。SCH也可以用于HM-SMS。这种实现提供了每51帧HM-SMS中4个消息突发的容量。HM-SMS信号结构允许移动单元在非常不利的位置进行捕获，在理想的、自由空间AWGN信道上提供多达30dB的余量。每个HM-SMS突发包含类似于长同步字的有限数目预定比特模式中的一个，并且也以比其它47个BCCH突发高的功率发射。HM-SMS突发因此对于移动站在正常情况下快速启动***捕获是很理想的，并满足FCH和SCH的功能。第四，在卫星BCCH上的广播信息的消息内容与GSM不同，尽管包含一些相同的参数。卫星BCCH将广播与卫星***有关的所有卫星的参数，从而足够使移动站从卫星信号确定它的位置。
由于是通过电池来提供耗用电流，移动电话是峰值功率受限的。QMSK和π/QPSK的峰值到平均包络变化范围是在3-4dB之间。此外，它们需要线性功放，这比恒定包络调制所使用的C类或准C类功放效率至少低50％。因此，在上行链路上，诸如GMSK这样的恒定包络调制更具有功率有效性。GMSK不具有很高的邻道干扰保护，因此需要卫星解调器中的额外信号处理。在下行链路上，由于航天器具有线性矩阵功放，因此可以使用线性调制提供较高的邻道干扰保护，不需电话中的附加处理。可以使用位移正交相移键控(OQPSK)以允许用诸如GSM中的GMSK兼容的接收机来进行解调。
差错控制编码一般用于数字信息的传输，而且特别用于移动无线***。例如，约束长度从5到7的卷积编码技术一般被用于美国数字蜂窝(American Digital Cellular)和GSM中。
在常规的移动无线***中，卷积编码的限定需要移位寄存器在已知状态(例如，全零)中开始并结束。移位寄存器首先以m个零的第一序列来启动，这里m是编码器中存储器件的数目，后面跟随信息序列。在传输结束，m个零的第二序列被加入到信息序列的结尾。第二序列中的m个零称为拖尾比特。拖尾比特导致L/(L+m)的功耗，这里L是信息序列块长度。在陆地移动***中，这个功耗不会出现问题，因为这种***不是功率受限的。
计划中的未来全球和区域卫星***也建议使用卷积编码。由于卫星的功率受限，拖尾比特损耗(为0.5dB的量级)导致***链路余量显著降低。
为了避免拖尾比特损耗，可以使用咬尾编码，其中移位寄存器用前m个信息比特启动，其后跟随着信息序列。在这种情况下，初始状态和最终状态是相同的，如同常规的卷积编码那样。存在对这种码的解码问题。最大似然解码对于卷积或咬尾码太复杂，因为需要在2m种状态上搜索以便限定该码。
正如本领域一般技术人员所理解的，常规的卷积编码器可以用网格图来描述。网格长度L要根据卷积码需要多长时间才能确定而定。然后通过寻找通过网格的最可几路径进行解码，这通常使用熟知的Viterbi算法。具有最佳量度的路径被选为发送序列所追溯的路径。希望提供可靠的而且相对简单的方法来对卷积和咬尾码解码。进一步还希望提供一种降低功耗的解码方法，使得该方法可以有利地用于卫星或其它功率受限的电信***。
发明内容
在使用本发明方法的解码器中，解码网格被复制并级联成原始的网格。根据示范实施例，复制解码网格以产生长度为2L的网格，尽管网格也可以修改为其它倍数。
根据示范实施例，使用本发明方法的解码器接收解码的数字数据；产生复制并且级联的解码网格；执行解码网格的第一次解码，为此，要执行以下步骤：从索引点开始确定索引点的最佳状态、并回溯一条最佳路径、如果必要的话对解码结果重排序以便补偿环绕；在适当的存储器中存储第一次解码的结果；执行一次或多次附加的解码，在存储器中存储每次附加解码的结果，并将存储的结果与先前的解码结果比较以便确定共同的信息比特或符号。根据本发明的另一方面，可以使用多数逻辑而且/或者可以为未分辨的比特选择任意解码结果。
因此本发明提供了一种简单、可靠、而且有效的解码方法，对在卫星电信***中传输的、以咬尾码编码的信息解码特别有利。
附图的简要描述
对发明更完整的理解可以在结合附图阅读如下优选实施例的详细描述时得到，其中类似的参考标记表示类似的单元，其中：
图1A-B分别是GSM超帧和典型的GSM突发的图，它们用于本发明可以实施的陆地电信***；
图2A-B分别是超帧结构和减少开销的下行链路时隙格式图，用于本发明可以实施的卫星电信***；
图3是示范通信***中单元的框图，其中可以实施根据本发明的解码器和方法；
图4是描述根据本发明的示范方法的流程图；以及
图5A-5D是表示根据本发明的示范解码过程的网格图。
优选实施例的详细描述
现在参考图3，表示了适于实现本发明的示范通信***。现在参考图1，表示了用于发送编码的数字通信信号的示范通信***，本发明方法可以在其中实施。该***包括：信道编码器10，用于对待发送的数字数据比特或符号编码；调制器12，用于对编码数据符号调制并通过传输信道14将符号发送到接收机；解调器16，用于在接收机中检测/解调所发的符号；以及解码器18，用于对检测到的数据符号解码。编码的、调制的符号优选地使用时分多址(TDMA)发射，其中的符号被成帧发射，每帧包括多个时隙。在TDMA***中，通信信道被定义为每帧中的一个或多个时隙，这些时隙被指定为通信发射机和接收机所使用。每个时隙包括多个编码比特或符号。可以理解本发明也适用于其它通信方法。
根据本发明的第一实施例，解码器通过复制的解码网格执行一定次数D≤Dmax的过程，产生初步的解码信息序列。然后解码器执行解码信息比特的模式匹配，以确定最终输出的信息序列。
现在参考图4，它表示了描述本发明示范实施例的流程图。在步骤100，解码器接收编码数据，一般是以块接收的。优选地，编码数据以咬尾的卷积码编码。在步骤102，通过将最初的解码网格复制并级联合理的次数，解码器便可产生解码网格。令L表示接收矢量的长度。根据发明的优选实施例，最初的网格被复制以便构成长度为2L的网格。在步骤104，第一遍D1将从第一索引点2L-x开始。解码器选择第一索引点的最佳状态，并回溯长度为L的最佳路径。相应的信息比特标为c1 1，c1 2，...，这里每个cj j代表k个连续比特。在步骤106，解码器在合适的存储器中存储这个初步的解码信息序列以便为以后使用。
解码器重复步骤104，并从第二索引点(例如2L-x-δ)开始执行第二遍D2。然后解码器选择第二索引点的最佳状态并回溯长度为L的最佳路径。解码器对相应的信息比特重排序以便考虑环绕，并将重排序的比特标为c2 1，c2 2，...。这些结果存储在合适的存储器中并与先前的解码的结果比较。很可能来自D1和D2的部分第一和第二信息序列是一致的。这些共同的比特现在可以假设是已知而且正确解码的，而且网格可以适当地被“剪短”。这种剪短在图5A-D中表示，其中为了简便，x＝1而且δ＝1。为了解释的目的，假设c2 3＝c1 3，c2 4＝c1 4，和c2 8＝c1 8。
解码器可以执行第三遍D3，类似于D2，从第三索引点(例如2L-x-2δ)开始。在第三遍中，“已知”位置(在本例中为位置3，4和8)被跳过。在本例中，c3 1＝c2 1而且c3 2＝c2 2，因此现在可以固定这些比特。结果，在第四遍，只有位置5，6和7上的比特还是未知的。下表总结了这个示范实现的结果。
D1：c1 1  c1 2  c1 3  c1 4  c1 5  c1 6  c1 7  c1 8
D2：c2 1  c2 2  c1 3  c1 4  c2 5  c2 6  c2 7  c1 8
D3：c2 1  c2 2            c3 5  c3 6  c3 7
D4：                    c4 5  c4 6  c4 7
可以理解，每次连续的解码在偏移前一次索引点一个偏移量δ的索引点处开始。每次解码结果与前一次进行比较，从而确定网格中每个位置上的比特。因此，解码器重复步骤104和106一定次数。解码器在所有比特确定之后停止，或者在预定的最大遍数Dmax之后停止。如果在Dmax遍之后，一些比特仍未分辨，解码器选择其中一遍(例如第一遍)并确定它的信息比特为未分辨比特。然后，解码器在步骤108输出最终的输出信息序列。
根据另一个实施例，解码器使用多数逻辑对编码信息解码。如同在前一实施例中，解码器执行Dmax遍，在复制的网格中每次偏移一个偏移量δ。为补偿环绕所必需的，每遍的信息比特被适当地重排序，并存储在合适的存储器中。在解码器完成Dmax遍之后，对存储的结果逐比特地应用多数逻辑法则，以便输出解码的信息比特。可以理解如果Dmax是偶数，等秩(ties)是可能的。通过任意选择这些遍之一(例如，第一遍)的未分辨比特，解码器可以打破这种等秩情况。如果Dmax是奇数，就不存在模糊性。
尽管前面描述包含很多细节和特性，但是可以理解它们只是说明性的例子并用于解释的目的，不能理解为是对本发明或发明人对该领域的贡献的限制。很多不背离所附权利要求和它们的合法等效物所定义的发明精神和范围的修改对于本领域的一般技术人员来说是很显然的。

Claims (13)

1一种对编码数字通信信号解码的方法，该方法包括：
接收(100)编码的数字数据；
产生(102)复制和级联的解码网格；
执行(104)编码数字数据的多次解码，以便得到多次解码信息序列，每次解码在所述解码网格中的不同索引点开始；
将多次解码信息序列进行比较(106)；和
根据所述比较，输出(108)最终解码信息序列。
2.权利要求1的方法，其特征在于，对多次解码信息序列进行比较(106)的步骤包括比较(106)至少第一次和第二次解码序列，以识别共同比特，其中所述共同比特包括确定的信息比特。
3.权利要求2的方法，其特征在于还包括：通过根据所述确定的信息比特剪短(102)所述解码网格而形成(102)剪短解码网格。
4.权利要求3的方法，其特征在于，执行(104)多次解码包括至少一次利用所述剪短解码网格来执行(104)的解码。
5.权利要求4的方法，其特征在于还包括：根据对解码信息序列和在先的解码信息序列进行比较(106)来识别出(106)另外的确定的信息比特，该解码信息序列是用所述剪短解码网格解码所述编码数字数据而得出，还进一步包括根据所述另外的确定信息比特来剪短(104)所述剪短解码网格。
6.权利要求5的方法，其特征在于，输出(108)最终解码信息序列还包括为任何未定的信息比特从多次解码信息序列中的一次解码信息序列选择(108)一个信息比特。
7.权利要求5的方法，其特征在于，输出(108)最终解码信息序列还包括为任何未定的信息比特执行(108)多次解码信息序列中的多数逻辑运算。
8.权利要求1的方法，其特征在于，比较(106)所述多次解码信息序列包括对多次信息解码序列中的各比特位执行(106)多数逻辑运算。
9.权利要求8的方法，其特征在于还包括：为每个未由所述多数逻辑运算确定的比特位从其中之一的多次解码信息序列选择(106)一个信息比特。
10.权利要求1的方法，其特征在于，所述复制并级联的解码网格具有长度nL，且通过复制(102)并级联(102)具有长度L的第一次解码网格而产生，其中n为有理数。
11.权利要求10的方法，其特征在于，第一次解码(104)是通过在解码网格中的第一索引点2L-x开始而执行，其中x为所述解码网格的一个特定值。
12.权利要求11的方法，其特征在于，第二次解码(104)是通过在第二索引点2L-x-δ开始而执行，其中δ为索引点偏移。
13.权利要求1的方法，其特征在于，编码的数字通信信号以差错控制编码来编码。
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