CN118021430A - 一种高频电刀及其驱动装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种高频电刀及其驱动装置，其在直流电源至输出电路之间设置逆变电路和谐振变压模块，并设置控制模块控制逆变电路的工作状态，根据脉冲频率调制方案调控输出功率，同时，谐振变压模块在高频变压器的原边和副边分别设置有第一谐振电路和第二谐振电路。本发明的高频电刀驱动装置采用脉冲频率调制方案实现瞬时输出功率的宽度需求，可有效避免逆变电路开关管出现极低开关占空比，降低***输出效率的问题，同时在高频变压器的原边和副边设置双谐振网络，保障脉冲频率调制下输出的各种频率波形的保真性，保障脉冲频率调制的实施有效性，从而可有效提升多模式高频电刀在各模式多种工作频率下的工作效率，提升手术效果。

Description

一种高频电刀及其驱动装置

技术领域

本发明涉及医疗器械技术领域，特别涉及一种高频电刀及其驱动装置。

背景技术

高频电刀（高频手术器）是一种取代机械手术刀进行组织切割的电外科器械，它通过手术电极尖端产生的高频高压电流与肌体接触时对组织进行加热，实现对肌体组织的分离和凝固，从而起到切割和止血的目的。

其中，为保障可输出较为理想的正弦波的高频电信号，保障手术效果，其驱动电路中需要设置谐振电路，同时需要控制输出频率与谐振电路的谐振频率一致，以避免正弦波畸变问题，其中，切割和止血的需求不同，切割需要持续输出，同时根据平均功率的安全阈值设定相对较低的瞬时功率，以保障手术安全，而止血需要较高的瞬时功率，同时需要降低输出占空比，以保障平均功率恒定且处于安全功率以下。

在安全把控和多种手术需求下，多种模式中的瞬时功率跨度较大，使得输出的高频电信号的电压电流宽度较大，为满足输出宽度需求，在现有技术中，多模式高频电刀的驱动一般采用PWM移相调控的方式实现各模式对输出信号的要求，然而在手术中，不同的手术部位或手术阶段对应的人体组织的阻抗不同，使得输出负载变化较大，在恒定功率控制下，高频电刀手术电极上的瞬时功率变化较大，使得在PWM移相调控中，在切割模式下，容易出现极低瞬时功率调控需求，对应其逆变电路开关管需要工作在极低开关占空比下，此时开关管的死区时间对***效率的影响增加，使得***输出效率降低，手术效果差。

发明内容

基于此，本发明的目的是提供一种高频电刀及其驱动装置，以提高多模式高频电刀的整体工作效率，提升高频电刀的手术效果。

本发明一方面提供一种高频电刀驱动装置，其包括：连接的直流电源至输出电路之间的逆变电路和谐振变压模块，以及控制模块，其中，

所述输出电路与高频电刀的手术电极连接，以向所述手术电极提供与目标工作模式相匹配的高频驱动电压，所述目标工作模式对应的参数包括目标功率和目标占空比，所述目标功率小于或等于预设的安全功率，所述目标工作模式包括由电切强化至电凝强化逐步转换的自动电切、无血电切、经典电凝、快速电凝、强力电凝和喷射电凝多个模式，且随着向电凝强化的转换，所述目标占空比逐步减小；

所述谐振变压模块包括第一谐振电路、高频变压器和第二谐振电路，所述第一谐振电路设置在所述高频变压器的原边，所述第一谐振电路与所述逆变电路连接，所述第二谐振电路设置在所述高频变压器的副边，所述第二谐振电路与所述输出电路连接，以将所述逆变电路的输出传递至所述输出电路；

所述控制模块与所述逆变电路连接，用于根据所述目标占空比控制所述逆变电路的输出占空比，使所述逆变电路的输出占空比与所述目标占空比一致，以及根据所述输出电路的输出功率与所述目标功率的差调节所述逆变电路输出信号的频率，以使所述输出电路的输出功率与所述目标功率一致；

其中，所述目标占空比越小，所述逆变电路输出信号的频率越低、且与所述谐振变压模块的谐振频率越接近，所述谐振变压模块的阻抗越小；

所述第一谐振电路包括依次串联在所述逆变电路的输出端至所述直流电源的负端的第一谐振电感器、励磁电感器和第一谐振电容器，所述高频变压器的原边绕组与所述励磁电感器并联，所述第二谐振电路包括与所述高频变压器的副边绕组串联的第二谐振电感器和第二谐振电容器，所述谐振变压模块在所述第二谐振电容器的两端输出高频电压。

可选地，所述输出电路包括与所述第二谐振电容器并联的负载电阻器，以及串联在所述第二谐振电容器与所述负载电阻器之间的隔直电容器。

可选地，所述控制模块还用于采集所述直流电源的母线电压和输出电流，以根据所述直流电源的母线电压和输出电流获得平均电源输出功率。

可选地，所述控制模块还用于根据所述平均电源输出功率与所述目标功率的差，结合预设的映射关系，获得补偿频率，以根据所述补偿频率与所述谐振变压模块的谐振频率的和获得调制频率，并根据所述调制频率控制所述逆变电路的开关频率，以使所述逆变电路输出信号的频率与所述调制频率一致，使所述平均输出功率与所述目标功率一致。

可选地，所述控制模块还用于采集所述输出电路的输出状态，以获得负载阻抗，并根据负载阻抗和预设的调控规则实时调整所述映射关系。

可选地，所述控制模块还用于根据预设的频率范围对所述调制频率进行限幅，以在所述调制频率超出所述预设的频率范围时，将所述调制频率限制在所述预设的频率范围内。

可选地，所述控制模块还用于根据所述调制频率获得所述逆变电路中开关管的驱动信号，并根据开关管的驱动信号的上升沿或下降沿的计数值，结合所述调制频率、所述输出占空比的输出周期，控制所述输出占空比。

可选地，所述逆变电路为半桥电路，且所述半桥电路中的开关管为氮化镓功率开关管。

可选地，所述半桥电路中两个开关管的控制时序彼此反相，且开关占空比为50%。

本发明另一方面提供一种高频电刀，其包括本发明提供的高频电刀驱动装置。

本发明提供的高频电刀驱动装置在直流电源至输出电路之间设置逆变电路和谐振变压模块，并设置控制模块控制逆变电路的工作状态，进而调控最终输出的高频驱动电压的功率，其中，通过脉冲频率调制方案调控逆变电路输出信号的频率，根据谐振变压模块的频率阻抗特性调控传递阻抗，进而调节终输出的高频驱动电压的功率，同时，谐振变压模块在高频变压器的原边和副边分别设置有第一谐振电路和第二谐振电路，可有效保障脉冲频率调制中各频率的输出波形，为脉冲频率调制的实现提供保障。本发明的高频电刀驱动装置采用脉冲频率调制方案实现瞬时输出功率的宽度需求，可有效避免逆变电路开关管出现极低开关占空比，降低***输出效率的问题，同时在高频变压器的原边和副边设置双谐振网络，保障脉冲频率调制下输出的各种频率波形的保真性，保障脉冲频率调制的实施有效性，从而可有效提升多模式高频电刀在各模式的多种工作频率下输出波形的保真性，提高输出效率，提升手术效果。

且第一谐振电路构成串联谐振网络，第二谐振电路构成并联谐振网络，设置双谐振网络一方面可以降低输出的总谐波失真（THD），使得输出波形质量更好，另一方面在开关频率改变的情况下，当开关频率偏离谐振频率时，双谐振网络可改善输出波形畸变情况，改善波峰因子，保障输出波形的谐波特性。串联谐振网络可预先实现直流滤波，在优化谐波特性的同时，还可避免逆变产生的直流分量传递至后级电路，降低后续电路隔直设计复杂度。并联谐振网络可实现增益放大，降低对高频变压器的变压能力需求，降低升压实现成本；且将并联谐振网络设置在高频变压器的后级，其带来的增压影响可方便地直接作用至后级的输出电路，而不会影响到前级高频变压器原边和副边的电压，进而可降低高频变压器的工作耐压负担，可提高高频变压器的可靠性，进而提高***整体的工作可靠性。

本发明提供的高频电刀包括上述高频电刀驱动装置，根据脉冲频率调制方案调控瞬时输出功率，并在高频变压器的原边和副边设置双谐振网络，可有效提升多模式高频电刀在各模式的多种工作频率下输出波形的保真性，保障输出效率，提升手术效果。

附图说明

图1为本发明实施例中的高频电刀驱动装置的主要结构示意图；

图2为本发明实施例中的高频电刀驱动装置在自动电切模式下的输出仿真波形；

图3为本发明实施例中的高频电刀驱动装置在无血电切模式下的输出仿真波形；

图4为本发明实施例中的高频电刀驱动装置的功率调控相关流程示意图；

图5为本发明实施例中的高频电刀驱动装置的半桥电路的相关驱动信号的时序示意图；

图6为本发明实施例中的高频电刀驱动装置在快速电凝模式下的输出仿真波形；

图7为本发明实施例中的高频电刀驱动装置在强力电凝模式下的输出仿真波形；

图8为本发明实施例中的高频电刀驱动装置在喷射电凝模式下的输出仿真波形；

图9为本发明实施例中的高频电刀驱动装置在开环控制下的输出仿真波形。

如下具体实施方式将结合上述附图进一步说明本发明。

具体实施方式

为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的若干实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容更加透彻全面。

需要说明的是，当元件被称为“固设于”另一个元件，它可以直接在另一个元件上或者也可以存在居中的元件。当一个元件被认为是“连接”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件或者可能同时存在居中元件。本文所使用的术语“垂直的”、“水平的”、“左”、“右”以及类似的表述只是为了说明的目的。

除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。本文所使用的术语“及／或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。

在现有技术中，为保障高频电刀输出的高频电信号的输出波形的保真性，降低高频正弦波信号出现畸变问题，需要设定一个工作频率，同时设置谐振频率与该工作频率一致的谐振电路，同时，在多模式高频电刀中，常采用PWM移相调控的方式实现恒功率控制，具体的，其根据输出占空比控制一个输出周期中的输出时段长度，根据开关占空比控制逆变电路中开关管在一个开关周期中的开启时间，控制逆变电路从直流电源取电的瞬时输出功率，通过控制一个输出周期中的输出时段长度和瞬时输出功，进而实现平均输出功率恒定的调控。在止血要求较高的模式下，降低输出占空比，增加开关占空比，输出时段长度减小，输出时段内的输出功率提升，整体的平均输出功率维持不变；切割要求与止血要求相反，需要降低输出时段内的输出功率，对应需要降低开关占空比，在不同的手术部位或手术阶段对应的人体组织的阻抗不同时，输出负载变化较大，容易出现极低瞬时输出功率调控需求，对应其逆变电路开关管需要工作在极低开关占空比下，此时开关管的死区时间对***效率的影响增加，使得***输出效率降低，手术效果差。

基于现有技术中开关管死区时间对***输出效率的影响较高，手术效果差的问题，本发明提供一种高频电刀驱动装置，以通过PFM（脉冲频率调控）调控的方式实现高频电刀输出电压和输出电流的调控，避免出现极低开关占空比和高频大电流的情况，降低死区时间对输出效率的影响，同时在高频变压器的原边和副边分别设置一谐振网络，保障工作频率范围内各频率的输出波形的保真性，保障PFM调控的实施有效性，从而有效提升了多模式高频电刀在各种模式下的输出效率，提升手术效果。

其中，输出占空比主要用于调控一个驱动周期内的输出时长，进而与瞬时功率匹配，在宏观上调节平均输出功率；PFM调控主要调节输出信号在一个驱动周期内的输出时段的振荡频率，调节谐振变压模块的阻抗，进而调节输入电流，从输入功率和传递增益上调控输出功率。且在PFM调控中，逆变电路的开关管在一个开关周期内的开关占空比恒定为50%，在各模式下，受开关管的死区时间影响小，可保障控制效率，且在高输出电压和输出电流的模式下，输出频率向谐振频率偏移，同时频率降低，电流增加会增加开关管的时区时间，通过频率的降低，又可降低死区时间对输出效率的影响，从而可提升在高输出电压和输出电流的模式下的输出效率。

具体的，如图1所示，在本实施例中，该高频电刀驱动装置包括依次连接的直流电源、半桥电路400、谐振变压模块和输出电路，以及控制模块，输出电路与高频电刀的手术电极连接，以向手术电极提供与目标工作模式相匹配的高频驱动电压，驱动高频电刀工作在目标工作模式下。

直流电源提供直流输入电压Uin，控制模块控制半桥电路400的开关状态，以使半桥电路400可根据直流输入电压Uin提供高频谐振电压输出，输出的高频谐振电压通过谐振变压模块变压传递至输出电路，通过输出电路提供高频输出电压Uo至负载电阻器R。

其中，在用户选定目标工作模式后，目标工作模式对应的参数提供至控制模块，控制模块在确认到目标工作模式对应的相关参数后，可根据目标工作模式对应的参数控制***输出与之对应的高频驱动电压。

具体的，如图2和图3所示，分别为高频输出电压Uo在自动电切模式和无血电切模式下的仿真波形，在自动电切模式下，输出波形均匀，无明显毛刺和失真情况；在无血电切模式下，输出占空比降低，频率降低，传递阻抗降低，输出时段的输出电压和输出电流增加，凝血效果增强。随着凝血需求的增加，进一步降低输出占空比和频率，可进一步降低传递阻抗，提升输出时段的输出电压和输出电流，在此不再详述。

具体的，控制模块包括电流采样单元100、直流母线电压采样单元200、控制单元300和功率计算单元，电流采样单元100和直流母线电压采样单元200对直流电源的输出电流（正极输出电流）和母线电压采样，获得母线电压Us和输出电流Is，以根据获得的母线电压Us和输出电流Is通过功率计算单元进行乘积运算后，提供平均输出功率Po。

确定工作模式后，其功率需要恒定，对应的，其功率控制流程如图4所示，获得的母线电压Us和输出电流Is通过功率计算单元进行乘积运算后，提供平均输出功率Po至控制单元300，在控制单元300中，可通过减法逻辑运算器将平均输出功率Po与目标功率Pref做减法运算，运算出的差值输出至PI控制器（比例积分控制器），以根据预设的映射关系计算出补偿频率，将补偿频率与谐振变压模块的谐振频率fr通过加法逻辑运算器做加法运算，获得第一目标频率，第一目标频率再通过限幅控制器限幅处理后，获得调制频率，控制单元300再根据调制频率驱动半桥电路400中的第一开关管S1和第二开关管S2工作在该调制频率下。

其中，在电源的供应电压一定时，负载阻抗、开关频率、输出功率三方关联，PI控制器的比例系数和积分系数可根据三者的关联关系进行设计，以实现输出功率的恒定控制。然而实际场景并非为理想条件，在实际控制中，控制结果一般不能直接达到目标效果，即实际的输出功率难以一次性调控到与目标输出功率一致，其偏差可通过PI控制逐步稳定，即在实际调控中，平均输出功率与目标功率保持动态性一致。

在本实施例中，谐振变压模块工作在谐振频率fr下的阻抗最小，占空比确认后，在平均输出功率Po与目标功率Pref不一致时，以谐振频率fr为调控中心，调控第一开关管S1和第二开关管S2的开关频率，调控平均输出功率Po使其向目标功率Pref偏移，直至与目标功率Pref一致，整体上为负反馈闭环控制。同时由于PI控制的控制特征，在实际调控中，平均输出功率与目标功率之间一般会存在一定的偏差，并逐步接近，即在PI控制下，其调控结果一般为平均输出功率与目标功率的差保持在一定范围内，且差距逐步减小，为动态性一致。

且在本实施例中，提供的谐波质量较高，输入输出一致性高，对输出功率的检测可采用输入功率代替，对应PI控制的功率采样可在电源侧实现，进而可将电源低压与输出侧的高压分离，实现高压隔离控制，可提高安全性，且采样布局更容易实现，可降低采样成本。

在可选实施例中，对输出电路采样，获得输出电压和输出电流，进而获得输出功率，同时可根据输出状态获得负载阻抗，在负载阻抗一定时，输出功率和开关频率的特征曲线（映射关系）一定，在负载阻抗变化时，输出功率和开关频率的特征曲线同步变化（调控规则），在相同的开关频率下，输出功率不同，对应需要根据变化后的输出功率和开关频率的特征曲线调整PI控制器的参数，在实际应用中，手术组织、刀头距离手术组织的距离、作用时长等均会影响负载阻抗的大小，为保障恒定功率控制，可根据负载阻抗变化时、输出功率和开关频率的特征曲线的变化规则制定调控规则，根据负载阻抗和该调控规则实时调控PI控制器的参数，以调整其匹配的输出功率和开关频率的特征曲线，保障恒定功率控制精度，进而保障手术效果。

其中，以谐振频率fr为调控中心，可提高调控速度，在第一目标频率超出预设频率范围时，可通过限幅控制器将其限制在预设频率范围的极限频点处，可保障频率调控处于可控范围内，保障控制的可靠性。其中，不同的高频电刀的工作频率范围一般有所不同，根据现有的各种高频电刀的配置，200KHz至5MHz的频率范围可覆盖绝大部分的高频电刀工作需求，预设频率范围的具体参数可根据适配的高频电刀的具体需求适应性选择。

由于谐振频率一般设置在该预设频率范围的中部频点处，例如对于工作频率为200KHz至2MHz的高频电刀，谐振频率一般可设置为500KHz，由谐振频率开始，降低或提升频率，均可提升谐振变压模块的等效阻抗，因此，与一个目标功率对应的第一目标频率可能会有两个解，与调控范围需求对应，一般选择宽度较大的500KHz至2MHz范围作为宏观调控区间，在自动电切、无血电切、经典电凝、快速电凝、强力电凝至喷射电凝的顺序下，输出占空比逐步减小，频率从2MHz至500KHz逐步降低。或者选择200KHz至500KHz范围作为宏观调控区间，在自动电切、无血电切、经典电凝、快速电凝、强力电凝至喷射电凝的顺序下，输出占空比逐步减小，频率从200KHz至500KHz逐步增加。

对此，在获得目标占空比和目标功率时，可预先计算出第一目标频率可能的频点，并判断其解是否会超出预设频率范围，在可能的频点为一个，且超出预设频率范围时，对应在目标占空比下，在预设频率范围内，可获得的最低功率依旧大于目标功率，此时可通过降低输出占空比的方式实现更低的目标功率需求；在可能的频点为两个，且其中一个超出预设频率范围时，可选择另一个频点作为调控方向，在均超出预设频率范围时，可通过降低输出占空比的方式实现更低的目标功率需求。

在半桥电路400的驱动控制中，在获得调制频率后，可根据目标占空比和预设的驱动周期计算出一计数值，如图5所示，该计数值为第一开关管S1和第二开关管S2在驱动周期T中的输出时段D内的总导通次数，第一开关管S1和第二开关管S2的驱动信号的频率相同，时序相位互补，在一个导通驱动周期内，连续交替导通。

其中，第一开关管S1和第二开关管S2的驱动控制通过驱动时序信号和驱动电压信号VG控制，驱动时序信号的频率根据调制频率设定，用于控制驱动电压信号的输出时序，驱动时序信号设置互补的两组，分别用于第一开关管S1和第二开关管S2的控制。

在具体实施中，可将两个驱动时序信号的上升沿作为触发信号，通过计数器进行计数，在计数器计数达到计数值时，停止驱动电压信号VG的输出，可实现半桥电路400的准确关闭，在计时达到驱动周期T时，再继续驱动电压信号的输出，并重复计数操作，即可实现半桥电路400的控制，实现占空比和PFM的联合控制。

为提高谐振效率，提高输出波形的质量，在本实施例中，谐振变压模块包括第一谐振电路500、高频变压器Tr和第二谐振电路600，高频变压器Tr的原边绕组与副边绕组的线圈匝比为n∶1。其中，高频变压器是指工作频率超过中频（10kHz）的电源变压器，具体的配置选择可根据需求适配的高频电刀的工作频率范围等适应性选择。

在本实施例中，第一谐振电路500为串联谐振网络，第二谐振电路600为并联谐振网络，可有效提高输出波形质量，提高实际输出波形与预计波形的一致性，使得可通过管控直流电源的平均输出功率Po（即逆变电路和谐振放大电路的输入功率），实现对谐振变压模块的输出功率的准确管控，其功率检测和调控均在输入侧实现，可提高功率调控速度，且功率检测和调控受谐振变压模块的信号传递物理延时影响小，功率控制的时效性有保障，可靠性高。

具体的，第一谐振电路500包括依次串联在半桥电路400的输出端至直流电源的负端之间的第一谐振电感器Lr、励磁电感器Lm和第一谐振电容器Cr，励磁电感器Lm与高频变压器Tr的原边绕组并联；第二谐振电路600包括与高频变压器Tr的副边绕组串联的第二谐振电感器Lp和第二谐振电容器Cp，谐振变压模块在第二谐振电容器Cp的两端提供高频电压输出。其中，在本实施例中，第一谐振电路500和第二谐振电路600的谐振频率相同，以降低功率匹配计算复杂度，保障控制效率。

且第一谐振电路500构成串联谐振网络，第二谐振电路600构成并联谐振网络，设置双谐振网络一方面可以降低输出的总谐波失真（THD），使得输出波形质量更好，另一方面在开关频率改变的情况下，当开关频率偏离谐振频率时，双谐振网络可改善输出波形畸变情况，改善波峰因子，保障输出波形的谐波特性。

且串联谐振网络可预先实现直流滤波，在实现谐振优化的同时，还可避免逆变产生的直流分量传递至后级电路，降低后续电路隔直设计复杂度。

并联谐振网络可实现增益放大，降低高压输出对高频变压器的变压能力需求，降低升压实现成本；且将并联谐振网络设置在高频变压器的后级，其带来的增压影响可方便地直接作用至后级的输出电路，而不会影响到前级高频变压器原边和副边的电压，进而可降低高频变压器的工作耐压负担，可提高高频变压器的可靠性，进而提高***整体的工作可靠性。

为进一步降低直流影响，提高高频电刀的安全性，在本实施例中，输出电路主要包括与第二谐振电容器Cp并联的负载电阻器R，以及串联在第二谐振电容器Cp与负载电阻器R之间的隔直电容器CL，通过第一谐振电路500中的第一谐振电容器Cr和隔直电容器CL对半桥电路400可能产生的直流偏置影响进行双重隔离，可有效降低最终输出电压中的直流量，降低直流对人体的伤害，提高高频电刀的安全性。

其中，谐振变压模块的参数设计可根据直流输入电压Uin、高频输出电压Uo、高频电刀的工作频率范围和功率范围等需求设计，在一具体实例中，谐振频率设计为500KHz，直流电源可提供的直流输入电压Uin为500V，对应的谐振变压模块的参数设计可以为：高频变压器的变压比例n=5/26、Lr=11.66uH、Cr=8.8nF、Lm=81.62uH、Lp=0.2mH、Cp=500pF、CL=100nF、R=2000Ω，其可提供的高频输出电压Uo的仿真波形如图2和图3，以及图6、图7和图8所示，分别对应自动电切、无血电切、快速电凝、强力电凝和喷射电凝模式下的输出波形，输出占空比分别为100%、30%、20%、15%、10%，频率分别为662KHz、573KHz、572KHz、564.75KHz、531.25KHz，除自动电切模式下功率为100W外，其他模式工作在230W恒定功率下，输出时段内的综合输出功率逐步增加。且在开环情况下，直流输入电压Uin为400V，在输出频率与谐振频率一致，为500KHz时，如图9所示，最大输出可达到4000V。

在本实施例中，逆变电路选择半桥电路400，其中的第一开关管S1和第二开关管S2优选为氮化镓功率开关管，其具有导通电阻低、损耗低、禁带宽度高的优点，低导通电阻、低损耗可充分满足高功率输出需求，高禁带宽度可充分满足PFM调控的频率范围需求，且便于零电压开通技术的实现，进一步降低逆变损耗，提高效率。

可以理解，本发明的实现主要在于利用谐振变压模块的频率阻抗特性，通过频率调控同时实现输出电压和输出电流的调控需求，在输出占空比低时，可选择较低频率，减少死区时间在输出时段的占比，降低死区时间对输出效率的影响；在输出占空比高时，PFM调控中，逆变电路开关管开关占空比维持为50%，可避免出现极低开关占空比情况，降低死区时间在开关占空比中的占比，降低死区时间对逆变效率的影响。在不脱离上述发明构思的情况下，对于逆变电路和谐振变压模块，基于不同的实际需求，还可以选择全桥电路、单边谐振网络、复合谐振网络、其他功率开关管等设计。

本发明还提供一种高频电刀，其包括本发明提供的高频电刀驱动装置，可有效降低逆变电路开关管死区时间对输出效率的影响，有效提升多模式高频电刀在各模式的多种工作频率下输出波形的保真性，保障输出效率，提升手术效果。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种具体实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (10)

1.一种高频电刀驱动装置，其特征在于，包括：连接在直流电源至输出电路之间的逆变电路和谐振变压模块，以及控制模块，其中，

所述输出电路与高频电刀的手术电极连接，以向所述手术电极提供与目标工作模式相匹配的高频驱动电压，所述目标工作模式对应的参数包括目标功率和目标占空比，所述目标功率小于或等于预设的安全功率，所述目标工作模式包括由电切强化至电凝强化逐步转换的自动电切、无血电切、经典电凝、快速电凝、强力电凝和喷射电凝多个模式，且随着向电凝强化的转换，所述目标占空比逐步减小；

所述谐振变压模块包括第一谐振电路、高频变压器和第二谐振电路，所述第一谐振电路设置在所述高频变压器的原边，所述第一谐振电路与所述逆变电路连接，所述第二谐振电路设置在所述高频变压器的副边，所述第二谐振电路与所述输出电路连接，以将所述逆变电路的输出传递至所述输出电路；

所述控制模块与所述逆变电路连接，用于根据所述目标占空比控制所述逆变电路的输出占空比，使所述逆变电路的输出占空比与所述目标占空比一致，以及根据所述输出电路的输出功率与所述目标功率的差调节所述逆变电路输出信号的频率，以使所述输出电路的输出功率与所述目标功率一致；

其中，所述目标占空比越小，所述逆变电路输出信号的频率越低、且与所述谐振变压模块的谐振频率越接近，所述谐振变压模块的阻抗越小；

所述第一谐振电路包括依次串联在所述逆变电路的输出端至所述直流电源的负端的第一谐振电感器、励磁电感器和第一谐振电容器，所述高频变压器的原边绕组与所述励磁电感器并联，所述第二谐振电路包括与所述高频变压器的副边绕组串联的第二谐振电感器和第二谐振电容器，所述谐振变压模块在所述第二谐振电容器的两端输出高频电压。

2.根据权利要求1所述的高频电刀驱动装置，其特征在于，所述输出电路包括与所述第二谐振电容器并联的负载电阻器，以及串联在所述第二谐振电容器与所述负载电阻器之间的隔直电容器。

3.根据权利要求1所述的高频电刀驱动装置，其特征在于，所述控制模块还用于采集所述直流电源的母线电压和输出电流，以根据所述直流电源的母线电压和输出电流获得平均电源输出功率。

4.根据权利要求3所述的高频电刀驱动装置，其特征在于，所述控制模块还用于根据所述平均电源输出功率与所述目标功率的差，结合预设的映射关系，获得补偿频率，以根据所述补偿频率与所述谐振变压模块的谐振频率的和获得调制频率，并根据所述调制频率控制所述逆变电路的开关频率，以使所述逆变电路输出信号的频率与所述调制频率一致，使所述平均输出功率与所述目标功率一致。

5.根据权利要求4所述的高频电刀驱动装置，其特征在于，所述控制模块还用于采集所述输出电路的输出状态，以获得负载阻抗，并根据负载阻抗和预设的调控规则实时调整所述映射关系。

6.根据权利要求4所述的高频电刀驱动装置，其特征在于，所述控制模块还用于根据预设的频率范围对所述调制频率进行限幅，以在所述调制频率超出所述预设的频率范围时，将所述调制频率限制在所述预设的频率范围内。

7.根据权利要求4所述的高频电刀驱动装置，其特征在于，所述控制模块还用于根据所述调制频率获得所述逆变电路中开关管的驱动信号，并根据开关管的驱动信号的上升沿或下降沿的计数值，结合所述调制频率、所述输出占空比的输出周期，控制所述输出占空比。

8.根据权利要求1所述的高频电刀驱动装置，其特征在于，所述逆变电路为半桥电路，且所述半桥电路中的开关管为氮化镓功率开关管。

9.根据权利要求8所述的高频电刀驱动装置，其特征在于，所述半桥电路中两个开关管的控制时序彼此反相，且开关占空比为50%。

10.一种高频电刀，其特征在于，包括权利要求1至9任一项所述的高频电刀驱动装置。