CN117914172B - 构网型逆变器电压环控制参数设计方法、设备及介质 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及逆变器领域，公开构网型逆变器电压环控制参数设计方法、设备及介质。包括建立基于电感电流比例反馈有源阻尼和电压谐振调节器的构网型逆变器模型；判断谐振频率fr与1/6倍采样频率fs的大小；分别针对两种大小关系情况，确定***开环右半平面极点数与电感电流反馈系数Hi的对应关系；推导出幅值裕度GM和相角裕度PM对控制参数的约束表达式；推导出***基波增益幅值Tfo对控制参数的约束表达式；根据约束表达式设置期望的GM、PM和Tfo，绘制开环截止频率fc和电感电流反馈系数Hi的可选区域；从可选区域内取合适的fc和Hi，计算控制器谐振系数Krv；根据所选参数，绘制***增益波特图，检验是否满足设计要求。
Description
技术领域
本发明涉及逆变器控制参数设计领域，更具体地，涉及构网型逆变器电压环控制参数设计方法、设备及介质。
背景技术
近年来，为应对能源危机与大气污染等问题，我国以风电、光伏为代表的新能源发电占比逐步提高。而并网逆变器是实现新能源发电单元接入电网的重要接口装置，根据其控制方式的不同，可以分为跟网型(Grid-following)逆变器和构网型(Grid-forming)逆变器两种。与跟网型逆变器相比，构网型逆变器具有模拟传统同步发电机外特性的能力，能够为电网提供惯性支撑，因而构网型逆变器更适用于选用了高比例新能源发电单元的新型电力***。
构网型逆变器常采用LC滤波器来滤除高次谐波，而LC滤波器存在谐振问题，即在其谐振频率处，存在谐振尖峰的同时伴随着相位跳变，容易导致并网逆变器失稳的问题，因此需要对该谐振尖峰进行阻尼。与无源阻尼相比，电感电流比例反馈有源阻尼因无能量损耗和灵活高效的特征而更受青睐。此外，由于数字控制延时的影响，构网型逆变器的输出阻抗在某些频段内呈现非无源性，因此具有失稳振荡风险。为解决此问题，有学者发现在单电压环控制下，去掉比例谐振(Proportional-Resonant, PR)电压控制器中的比例项，即采用谐振电压(Resonant, R)控制器，可拓宽输出阻抗的无源性频段，改善逆变器控制***的稳定性。
然而，现有研究并没有对上述电压控制器参数和电感电流反馈系数的优化选取提出普适性方法。在实际工程应用中，普遍采用试凑的方法进行参数设计，这样的方法导致设计效率低下，且可能造成无法适应电网阻抗的宽范围变化、无法兼顾***的稳态和动态性能的问题。若电压控制器参数和电感电流反馈系数等参数设计不合理，会使***存在失稳风险，特别是当电网遭受大扰动故障时，不合理的控制参数设计可能导致***直接失去稳定性而崩溃。
发明内容
针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提出一种构网型逆变器电压环控制参数设计方法、设备及介质，旨在减少构网型逆变器参数设计中的试凑过程，同时有利于分析***性能与优化闭环控制参数，从而使得***在有效阻尼LC滤波器谐振峰的同时具有理想的稳态和动态性能。
本发明提出了构网型逆变器电压环控制参数设计方法，包括以下步骤：
步骤S101，建立基于电感电流比例反馈有源阻尼和电压谐振调节器的构网型逆变器数学模型；
步骤S102，判断谐振频率f r与1/6倍的采样频率f s的大小关系；
步骤S103，分别针对f r＜f s/6和f r≥f s/6两种情况，确定***开环右半平面极点数P与电感电流反馈系数H i的对应关系；
步骤S104，基于***开环右半平面极点数P，结合奈奎斯特稳定判据，推导出幅值裕度GM和相角裕度PM对构网型逆变器电压环控制参数的约束表达式；
步骤S105，根据***稳态误差要求，推导出***的基波增益幅值T fo对构网型逆变器电压环控制参数的约束表达式；
步骤S106，根据上述构网型逆变器电压环控制参数的约束表达式，并设置期望的幅值裕度GM、相角裕度PM和基波增益幅值T fo，绘制出***开环截止频率f c和电感电流反馈系数H i的可选区域；
步骤S107，从可选区域内选取合适的***开环截止频率f c和电感电流反馈系数H i，并计算得到控制器谐振系数K rv；
步骤S108，根据步骤S107中选取的***开环截止频率f c和电感电流反馈系数H i，绘制***增益波特图，检验环路增益是否满足设计要求。
进一步地，上述步骤S101中所采用的电压谐振调节器为R控制器。
进一步地，上述步骤S103中，
当f r＜f s/6时，若电感电流反馈系数H i满足：
其中，L f为滤波器电感值，f s为采样频率，f r为谐振频率，则***开环右半平面极点数P为0；
若电感电流反馈系数H i满足：
则***开环右半平面极点数P为2；
当f r≥f s/6时，对任意的电感电流反馈系数H i>0，***开环右半平面极点数P为2。
进一步地，上述步骤S104中，
当f r＜f s/6，且***开环右半平面极点数P=0时，要求开环环路增益在f r处的幅值裕度GM1＞0dB；
当f r＜f s/6，且***开环右半平面极点数P=2时，要求开环环路增益在f r处的幅值裕度GM1＞0dB，开环环路增益在f s/6处的幅值裕度GM2＜0dB；
当f r≥f s/6时，***开环右半平面极点数P=2，要求开环环路增益在f r处的幅值裕度GM1＜0dB，开环环路增益在f s/6处的幅值裕度GM2＞0dB。
幅值裕度GM1、GM2对电感电流反馈系数H i_GM1、H i_GM2的约束表达式为：
其中，GM1为开环环路增益在f r处的幅值裕度，GM2为开环环路增益在f s/6处的幅值裕度，L f为滤波器电感值，f c为***开环截止频率，f s为采样频率，f r为谐振频率；
开环环路增益在***开环截止频率f c处的相角裕度PM对电感电流反馈系数H i_PM的约束表达式为：
其中，PM为开环环路增益在f c处的相角裕度，f c为***开环截止频率，T s为采样周期，L f为滤波器电感值，C f为滤波器电容值。
进一步地，上述步骤S105中，基波增益幅值T fo对***开环截止频率f c_Tfo的约束表达式为：
其中，T fo为基波增益幅值，f o为基波频率，ζ为控制器的阻尼比。
进一步地，上述步骤S106中，***开环截止频率f c和电感电流反馈系数H i的可选区域为H i_GM1、H i_GM2、H i_PM和f c_Tfo这几条约束曲线所包围的区域。
进一步地，上述步骤S107中，选取的***开环截止频率f c低于1/10的等效开关频率f sw；在保证足够的幅值裕度GM的前提下，通常选取较小的H i；控制器谐振系数K rv的计算公式为：
其中，f c为***开环截止频率。
进一步地，上述步骤S108中，当环路增益满足设计要求时，输出开环截止频率f c、电感电流反馈系数H i和控制器谐振系数K rv的参数选取结果；当环路增益不满足设计要求时，返回步骤S107重新选取开环截止频率f c、电感电流反馈系数H i。
本发明还提出了一种计算机设备，包括储存器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现上述的构网型逆变器电压环控制参数设计方法。
本发明还提出了一种计算机存储介质，其上存储有计算机程序，该计算机程序被处理器执行时实现上述的构网型逆变器电压环控制参数设计方法。
通过本发明构思的以上技术方案，与现有技术相比，本发明提出的构网型逆变器电压环控制参数设计方法不仅能够有效减少构网型逆变器参数设计中的试凑过程，还有利于分析***性能与优化闭环控制参数，从而使得***在有效阻尼LC滤波器谐振峰的同时具有理想的稳态和动态性能。
附图说明
图1为三相构网型逆变器控制结构示意图。
图2为本发明的构网型逆变器电压环控制参数设计方法的步骤流程图。
图3为图1中的三相构网型逆变器的控制框图。
图4为设计示例中各约束条件下***开环截止频率f c和电感电流反馈系数H i的可选区域示意图。
图5为设计示例中的***环路增益波特图。
图6为设计示例中逆变器在各状态下的仿真波形。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图以及具体实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
图1为三相构网型逆变器控制结构示意图。如图1所示，三相构网型逆变器包括电源模块1、三相逆变桥模块2、LC滤波器模块3、公共电网模块4、以及控制器模块5。其中，电源模块1包括直流电源V dc，三相逆变桥模块2包括开关管及其续流二极管；LC滤波器模块3包括滤波电感L f和滤波电容C f；公共电网模块4包括三相电压源v g和等效电网阻抗Z g；控制器模块5包括功率同步控制器、输出电压控制器G v(z)、以及作为电感电流比例反馈有源阻尼系数的电感电流反馈系数H i。
在图1的结构中，控制器模块5的控制***采用功率同步控制得到输出电压指令v * o_αβ，并通过反馈电感电流i L_αβ对LC滤波器模块3的谐振峰进行有源阻尼。
如图2所示，本发明所提供的控制参数设计方法包括以下步骤：
步骤S101，建立基于电感电流比例反馈有源阻尼和电压谐振调节器的构网型逆变器数学模型。具体而言，根据图1所示的逆变器控制结构示意图，可以得到其控制框图如图3所示。其中，G d(s)为1.5拍控制延时，其表达式为：
式中，T s为采样周期，s为复变量。
G v(s)为电压控制器的传递函数，本发明中具体为R控制器，其表达式为：
式中，Krv为控制器谐振系数，ω 0为基波角频率，ζ为控制器阻尼比，s为复变量。
进一步地，根据图3可以推导出控制***的开环增益T(s)表达式为：
式中，ω r为LC滤波器的谐振角频率，H i为电感电流反馈系数，L f为滤波器电感值，s为复变量。
步骤S102，判断谐振频率f r与1/6倍的采样频率f s的大小关系。具体而言，比较f r与f s/6的大小关系，通过比较可分为f r＜f s/6和f r≥f s/6两种情况。
步骤S103，分别针对f r＜f s/6和f r≥f s/6两种情况，确定***开环右半平面极点数P与电感电流反馈系数H i的对应关系。具体而言，***开环右半平面极点数P受f r与f s/6两者大小关系以及电感电流反馈系数H i的影响而不同，而***开环右半平面极点数P会影响后续步骤中的稳定裕度约束条件，因此需要对不同情况下的***开环右半平面极点数P进行讨论。
当f r＜f s/6时，若电感电流反馈系数H i满足：
其中，L f为滤波器电感值，f s为采样频率，f r为谐振频率，则***开环右半平面极点数P为0；
若电感电流反馈系数H i满足：
则***开环右半平面极点数P为2。
当f r≥f s/6时，对任意的电感电流反馈系数H i>0，***开环右半平面极点数P一定为2。
步骤S104，基于***开环右半平面极点数P，结合奈奎斯特稳定判据（NyquistStability Criterion），推导出幅值裕度GM和相角裕度PM对构网型逆变器电压环控制参数的约束表达式。具体而言，幅值裕度GM对电感电流反馈系数H i的约束条件受到f r与f s/6两者大小关系以及***开环右半平面极点数P的影响而不同：
当f r＜f s/6时，如果***开环右半平面极点数P=0，***开环环路增益相频曲线仅在f r处穿越-180°，根据奈奎斯特稳定判据，要求开环环路增益在f r处的幅值为负值才能保证控制***稳定，即开环环路增益在f r处的幅值裕度GM1＞0dB；
如果***开环右半平面极点数P=2，***开环环路增益相频曲线分别在f r和f s/6两处穿越-180°，根据奈奎斯特稳定判据，要求开环环路增益在穿越频率较高者处幅值为正值，在穿越频率较低者处幅值为负值，从而才能保证控制***稳定。即，要求开环环路增益在f r处的幅值裕度GM1＞0dB，在f s/6处的幅值裕度GM2＜0dB；
当f r≥f s/6时，此时***开环右半平面极点数P一定为2，***开环环路增益相频曲线分别在f s/6和f r两处穿越-180°，根据奈奎斯特稳定判据，要求开环环路增益在穿越频率较高者处幅值为正值，在穿越频率较低者处幅值为负值，从而才能保证控制***稳定。即，要求开环环路增益在f r处的幅值裕度GM1＜0dB，在f s/6处的幅值裕度GM2＞0dB。
上述幅值裕度GM1和GM2对电感电流反馈系数H i_GM1、H i_GM2的约束表达式为：
其中，GM1为开环环路增益在f r处的幅值裕度，GM2为开环环路增益在f s/6处的幅值裕度，L f为滤波器电感值，f c为***开环截止频率，f s为采样频率，f r为谐振频率。
与幅值裕度的约束条件不同，相角裕度PM对构网型逆变器电压环控制参数的约束条件不受f r与f s/6两者大小关系以及***开环右半平面极点数P的影响，开环环路增益在***开环截止频率f c处的相角裕度PM对电感电流反馈系数H i_PM的约束表达式始终为：
其中，PM为开环环路增益在f c处的相角裕度，f c为***开环截止频率，T s为采样周期，L f为滤波器电感值，C f为滤波器电容值。
步骤S105，根据***稳态误差要求，推导出***的基波增益幅值T fo对构网型逆变器电压环控制参数的约束表达式。具体而言，通过推导输出电压误差的表达式可以得到***的稳态误差仅与基波增益幅值T fo有关，因此***稳态误差对闭环参数的约束就可以转化为基波增益幅值T fo对闭环参数的约束。基波增益幅值T fo对***开环截止频率f c_Tfo的约束表达式具体为：
其中，T fo为基波增益幅值，f o为基波频率，ζ为控制器阻尼比。
步骤S106，根据上述构网型逆变器电压环控制参数的约束表达式，并设置期望的幅值裕度GM、相角裕度PM和基波增益幅值T fo，绘制出***开环截止频率f c和电感电流反馈系数H i的可选区域。具体而言，由输出电压稳态误差要求确定基波增益幅值T fo；由***稳定性和鲁棒性要求确定幅值裕度GM；由***动态性能要求确定相角裕度PM。通常，为了保证***具有良好的稳态性能和动态性能，一般要求T fo>40dB；GM1>3dB；GM2<-3dB；30°<PM<60°。此外，***开环截止频率f c和电感电流反馈系数H i的可选区域具体是由H i_GM1、H i_GM2、H i_PM和f c_Tfo这几条约束曲线所包围的区域。
步骤S107，从可选区域内选取合适的***开环截止频率f c和电感电流反馈系数H i，并计算得到控制器谐振系数K rv。在选取合适的***开环截止频率f c时，为了抑制高次谐波，f c一般需低于1/10的等效开关频率f sw；在选取合适的电感电流反馈系数H i时，为了提高***的动态性能，在保证足够的幅值裕度GM的前提下，通常选取较小的H i。此外，控制器谐振系数K rv的计算公式为：
其中，f c为***开环截止频率。
步骤S108，根据步骤S107中所选取的***开环截止频率f c和电感电流反馈系数H i，绘制***增益波特图，检验环路增益是否满足所有的设计要求。若满足设计要求，则输出开环截止频率f c、电感电流反馈系数H i和控制器谐振系数K rv的参数选取结果；若不满足设计要求，则返回步骤S107重新选取开环截止频率f c、电感电流反馈系数H i。
最后，在表1给出的电路参数条件下，进行设计示例与仿真验证的演示。
表1 仿真电路参数
按本设计示例中的参数通过计算可得谐振频率，设计时要求GM1>3dB，GM2<-3dB，PM>45°，T fo>40dB。
按照步骤S104和步骤S105中得到的H i_GM1、H i_GM2、H i_PM和f c_Tfo约束表达式可以画出的f c和H i的可选区域，图4为设计示例中各约束条件下***开环截止频率f c和电感电流反馈系数H i的可选区域示意图，可选区域如图4中阴影部分所示。按照闭环参数设计步骤，并结合图4所示区域，选取f c=400Hz，H i=10，计算得对应的K rv=2513。
进一步地，根据选取的闭环参数绘制***环路增益波特图，图5为设计示例中的***环路增益波特图。如图5所示。由于该设计示例中选取的H i=10满足，***开环右半平面极点数P=0，***开环环路增益相频曲线仅在f r处穿越-180°，故在检验幅值裕度时只需验证GM1是否满足要求即可。根据该波特图可以计算得到***的环路增益GM1=5.97dB，PM=54.80°，T fo=52.04dB，满足设计需求。
为了验证上述分析的正确性和闭环参数设计的合理性，基于PLECS仿真平台搭建了三相组网型并网逆变器的仿真模型。图6为设计示例中逆变器在各状态下的仿真波形。其中图6中的(a)为并网模式下满载稳态运行波形，图6中的(b)为离网模式下参考电压幅值降低0.5p.u.时的运行波形，图6中的(c)为离网模式下负载半满载跳变波形。图6表明，采用本发明所提出的参数设计方法，可以在有效阻尼LC滤波器谐振峰的同时使***具有良好的稳态和动态性能。
本发明的构网型逆变器电压环控制参数设计方法可运用在计算机设备、计算机存储介质等处，辅助设计人员进行参数选择，去除了构网型逆变器参数设计中的试凑过程，同时有利于分析***性能与优化闭环控制参数，从而使得***在有效阻尼LC滤波器谐振峰的同时具有理想的稳态和动态性能。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (7)
1.构网型逆变器电压环控制参数设计方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤S101，建立基于电感电流比例反馈有源阻尼和电压谐振调节器的构网型逆变器数学模型；
步骤S102，判断谐振频率f r与1/6倍的采样频率f s的大小关系；
步骤S103，分别针对f r＜f s/6和f r≥f s/6两种情况，确定***开环右半平面极点数P与电感电流反馈系数H i的对应关系，
当f r＜f s/6时，若电感电流反馈系数H i满足：
其中，L f为滤波器电感值，f s为采样频率，f r为谐振频率，则***开环右半平面极点数P为0，
若电感电流反馈系数H i满足：
则***开环右半平面极点数P为2；
当f r≥f s/6时，对任意的电感电流反馈系数H i>0，***开环右半平面极点数P为2；
步骤S104，基于***开环右半平面极点数P，结合奈奎斯特稳定判据，推导出幅值裕度GM和相角裕度PM对构网型逆变器电压环控制参数的约束表达式，
当f r＜f s/6，且***开环右半平面极点数P=0时，要求开环环路增益在f r处的幅值裕度GM1＞0dB，
当f r＜f s/6，且***开环右半平面极点数P=2时，要求开环环路增益在f r处的幅值裕度GM1＞0dB，开环环路增益在f s/6处的幅值裕度GM2＜0dB，
当f r≥f s/6时，***开环右半平面极点数P=2，要求开环环路增益在f r处的幅值裕度GM1＜0dB，开环环路增益在f s/6处的幅值裕度GM2＞0dB，
幅值裕度GM1、GM2对电感电流反馈系数H i_GM1、H i_GM2的约束表达式为：
其中，GM1为开环环路增益在f r处的幅值裕度，GM2为开环环路增益在f s/6处的幅值裕度，L f为滤波器电感值，f c为***开环截止频率，f s为采样频率，f r为谐振频率，
开环环路增益在***开环截止频率f c处的相角裕度PM对电感电流反馈系数H i_PM的约束表达式为：
其中，PM为开环环路增益在f c处的相角裕度，f c为***开环截止频率，T s为采样周期，L f为滤波器电感值，C f为滤波器电容值；
步骤S105，根据***稳态误差要求，推导出***的基波增益幅值T fo对构网型逆变器电压环控制参数的约束表达式，
基波增益幅值T fo对***开环截止频率f c_Tfo的约束表达式为：
其中，T fo为基波增益幅值，f o为基波频率，ζ为控制器的阻尼比；
步骤S106，根据上述构网型逆变器电压环控制参数的约束表达式，并设置期望的幅值裕度GM、相角裕度PM和基波增益幅值T fo，绘制出***开环截止频率f c和电感电流反馈系数H i的可选区域；
步骤S107，从可选区域内选取合适的***开环截止频率f c和电感电流反馈系数H i，并计算得到控制器谐振系数K rv；
步骤S108，根据步骤S107中选取的***开环截止频率f c和电感电流反馈系数H i，绘制***增益波特图，检验环路增益是否满足设计要求。
2.根据权利要求1所述的构网型逆变器电压环控制参数设计方法，其特征在于，所述电压谐振调节器为R控制器。
3.根据权利要求1所述的构网型逆变器电压环控制参数设计方法，其特征在于，所述步骤S106中，***开环截止频率f c和电感电流反馈系数H i的可选区域为由H i_GM1、H i_GM2、H i_PM和f c_Tfo这几条约束曲线所包围的区域。
4.根据权利要求3所述的构网型逆变器电压环控制参数设计方法，其特征在于，所述步骤S107中，选取的***开环截止频率f c低于1/10的等效开关频率f sw；控制器谐振系数K rv的计算公式为：
其中，f c为***开环截止频率。
5.根据权利要求1所述的构网型逆变器电压环控制参数设计方法，其特征在于，所述步骤S108中，当环路增益满足设计要求时，输出开环截止频率f c、电感电流反馈系数H i和控制器谐振系数K rv的参数选取结果；当环路增益不满足设计要求时，返回步骤S107重新选取开环截止频率f c、电感电流反馈系数H i。
6.一种计算机设备，包括储存器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，其特征在于，所述处理器执行所述计算机程序时实现如权利要求1-5中任一项所述的构网型逆变器电压环控制参数设计方法。
7.一种计算机存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，该计算机程序被处理器执行时实现如权利要求1-5中任一项所述的构网型逆变器电压环控制参数设计方法。
Priority Applications (1)
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| CN202410319316.0A CN117914172B (zh) | 2024-03-20 | 2024-03-20 | 构网型逆变器电压环控制参数设计方法、设备及介质 |
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| CN112564499A (zh) * | 2020-12-04 | 2021-03-26 | 河海大学 | 模块化多电平直流变压器高压侧逆变器参数设计方法 |
| CN113629984A (zh) * | 2021-07-27 | 2021-11-09 | 浙江大学 | 一种基于双环电流控制策略的三相lcl型sapf参数设计方法 |
| CN115632401A (zh) * | 2022-12-21 | 2023-01-20 | 浙江大学 | 一种计及负载和电网阻抗影响的sapf参数设计方法 |
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2024
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