CN1177424C

CN1177424C - 信道估计方法及装置

Info

Publication number: CN1177424C
Application number: CNB011309075A
Authority: CN
Inventors: 刚李; 李刚; 金宇
Original assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Current assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Priority date: 2001-08-24
Filing date: 2001-08-24
Publication date: 2004-11-24
Anticipated expiration: 2021-08-24
Also published as: CN1407748A

Abstract

本发明公开了一种应用于CDMA***下行信道的信道估计方法及装置。对接收信号进行匹配滤波、多径搜索以及解扩解绕，得到L个分离径的信号；对上述L径的信号进行第一级信道估计；根据第一级信道估计结果恢复出各传播径上的导频信道接收信号，并分别对L径的信号中的每一径去除其它各径导频信道对该径造成的多径干扰；对去干扰后的L径的信号进行第二级的匹配滤波和解扩解绕，并进行第二级信道估计，得到信道估计结果。本发明通过两级信道估计，并在第二级信道估计之前采用并行干扰抑制抵消导频信道对业务信道十分严重的多址干扰，提高信道估计性能，适用高速数据传输。

Description

信道估计方法及装置

技术领域

本发明涉及码分多址(CDMA)移动通信技术领域，特别是涉及一种针对下行衰落信道的接收信号的信道估计方法及装置。

背景技术

在现代蜂窝移动通信中，为了消除信道传输特性及信道衰落等的传输影响，更加准确地接收用户业务数据，通常采用信道估计技术。根据现在的CDMA协议，在下行链路公用物理信道中采用了公共导频信道(CPICH)，被设计用于完成下行接收机的信道估计等功能。在一次连接中，CPICH的发射能量会比专用业务信道(DPCH)的发射能量高出7个dB左右，一次连接中的各下行物理信道的发射功率见表1所示。

表1 一次连接中传输的下行物理信道功率

Physical Channel	Power
Physical Channel	Power	CPICH	CPICH_Ec/DPCH_Ec ＝7dB
PCCPCH	PCCPCH_Ec/DPCH_Ec ＝5dB	CPICH	CPICH_Ec/DPCH_Ec ＝7dB
PCCPCH	PCCPCH_Ec/DPCH_Ec ＝5dB	SCH	SCH_Ec/DPCH_Ec ＝5dB
PICH	PICH_Ec/DPCH_Ec ＝2dB	SCH	SCH_Ec/DPCH_Ec ＝5dB
PICH	PICH_Ec/DPCH_Ec ＝2dB	DPCH	Test dependent power

假设在进行信道估计之前已经完成了多径搜索过程，得到了L条分离径。在下行传输中采用的是四相移相键控(QPSK)调制，DPCH信道的发射信号基带表达式为：

v (t) = Σ_{n = 0}^{+ \infty} (b_{n} + j d_{n}) x (t - n T_{b}) . . . (1)

其中，{b_n}为同相数据序列；{d_n}为正交数据序列，T_b为比特时间长度。

这一信息符号再乘以PN码序列扩频，PN码序列为：

g (t) = Σ_{n = 0}^{M - 1} c_{n} p (t - n T_{c}) . . . (3)

其中，{c_n}表示PN码，T_c为码片周期，M为扩频增益。

假设导频信道所有的导频码元值都为1，则导频符号可以表示为：

g_{E} (t) = \sqrt{P} Σ_{n = 0}^{M - 1} c_{n}^{(E)} p (t - n T_{c}) . . . (5)

其中，P表示公共导频信道相对于业务信道的功率增益，c_n ^(E)为导频信道对应的PN码序列。业务及导频总的发射信号为：

s (t) = Σ_{n = 0}^{+ \infty} [b_{n} g_{I} (t - n T_{b}) + j d_{n} g_{Q} (t - n T_{b})] + Σ_{n = 0}^{+ \infty} g_{E} (t - n T_{b}) . . . (6)

假设单用户情况，则接收信号基带形式为：

r (t) = Σ_{n = 0}^{+ \infty} Σ_{i = 1}^{L} a_{i} [(b_{n} + j d_{n}) g (t - n T_{b} - τ_{i}) + g_{E} (t - n T_{b} - τ_{i})] e^{j θ_{i}} + n (t) . . . (7)

这里a_i和e^jθi分别表示第i径信道衰落的幅值和相角。

以本地产生的PN码对r(t)的导频信道进行解扩解绕：

c (τ + n T_{b}) = \frac{1}{T_{b}} {&Integral;}_{τ + n T_{b}}^{τ + (n + 1) T_{b}} r (t) g_{E} (t - τ - n T_{b}) dt, {&ForAll;}_{τ} &Element; [0, T_{b}] τ . . . (8)

将(7)式带入(8)式，得到：

c (t) = Σ_{n = 0}^{+ \infty} Σ_{i = 1}^{L} [a_{i} \sqrt{P} e^{j θ_{i}} ξ (t - τ_{i} - n T_{b})] + c_{E, E} (t) + c_{E, I} (t) + c_{E, Q} (t) + c_{E, n} (t) . . (9)

式中第一部分

Σ_{n = 0}^{+ \infty} Σ_{i = 1}^{L} a_{i} \sqrt{P} e^{j θ_{i}} ξ (t - τ_{i} - n T_{b})

是当t＝τ_i+nT_b时导频信道各接收径与导频信道扩频码之间的自相关；c_E，E(t)是当t≠τ_i+nT_b时的自相关；c_E，I(t)、c_E，Q(t)分别是导频信道扩频码与业务信道接收到的各径的互相关；c_E，n(t)是导频信道扩频码与高斯白噪的互相关。定义c(t)的模值为：

D (t) = R_{e}^{2} {c (t)} + I_{m}^{2} {c (t)}

如果忽略c_E，E(t)、c_E，I(t)、c_E，Q(t)、c_E，n(t)的影响，经过多径搜索之后，选出使D(t)值最大的L个时间点，得到L径信号达到时刻 j＝1，2，...，L在RAKE的每一个径得到以下导频信道和业务信道值：

可以近似认为：

c_{d} (t) = (b_{n} + j d_{n}) a_{j} e^{j θ_{j}}

业务信道数据估计值

可以从下式得到：

在实际情况中，导频信道和业务信道的绕码并不是理想正交的，因此，在解扩时，导频信道对业务信道有十分严重的多址干扰(MAI)，大大降低了接收机的性能。使用功率很高的导频信道使这一缺点更加突出。

发明内容

本发明的目的就在于提供一种应用于CDMA***下行接收机中的信道估计方法及装置，其采用并行干扰抑制减轻导频信道产生的多址干扰，提高信道估计性能。

本发明提供一种应用于CDMA***下行信道的信道估计方法，包括：

(a)对接收信号进行匹配滤波、多径搜索以及解扩解绕，得到L个分离径的信号，其中L为接收机可处理的多径数目；

(b)对上述L径的信号进行第一级信道估计；

(c)将本地产生的导频码元进行扩频加绕以及成型滤波，然后分别与步骤(b)得到的信道估计结果对应相乘，得到各传播径上的导频信道接收信号；将上述的各传播径上的导频信道接收信号相加，其输出和再分别与各传播径上的导频信道接收信号相减，得到各径受到的其它径的导频信道多址干扰；将接收信号分别与各径受到的其它径的导频信道多址干扰相减，得到去干扰后的L径的信号；

(d)对去干扰后的L径的信号进行第二级的匹配滤波和解扩解绕，并进行第二级信道估计，得到信道估计结果。

本发明同时提供一种应用于CDMA***下行信道的信道估计装置，包括：

一第一级匹配滤波和解扩解绕部分，将所接收的基带信号进行匹配滤波、多径搜索以及解扩解绕，得到L个分离径的信号，其中L为接收机可处理的多径数目；

一第一级信道估计部分，包括对应多径数目的L个低通滤波器和插值模块，其对导频信号进行信道估计，并通过低通滤波器去噪，再分别经过插值模块，得到码片采样级的第一级信道估计值；

一多址干扰估计部分，包括一多址干扰估计器和对应多径数目的L个第一加法器；其中该多址干扰估计器包括一本地导频发生器、一含成型滤波的调制器、一第二加法器和对应多径数目的L个乘法器、L个第三加法器，将本地导频发生器产生的导频码元通过调制器进行扩频加绕以及成型滤波，然后通过乘法器分别与第一级信道估计部分输出的各径的信道估计值对应相乘，得到各径到达接收端的导频信道接收信号值，再通过第二加法器相加后，输出和通过L个第三加法器分别与各径的导频信道接收信号值相减，得到各径受到的其它径的导频信道多址干扰；将接收信号分别通过L个第一加法器与该各径受到的其它径的导频信道多址干扰相减，得到去干扰后的L径的信号。

一第二级匹配滤波和解扩解绕部分，将上述多址干扰估计部分输出的L径的信号进行匹配滤波和解扩解绕处理；

一第二级信道估计部分，包括对应多径数目的L个低通滤波器、插值模块和乘法器，其对上述匹配滤波和解扩解绕处理后的导频信号进行信道估计，并通过低通滤波器去噪，再分别经过插值模块按照业务信道码元级进行插值，得到码片采样级的业务信道估计值，分别与上述匹配滤波和解扩解绕处理后的业务信号通过乘法器共轭相乘，得到各径的业务信号的软输出；

一RAKE合并部分，将上述各径的业务信号软输出进行RAKE合并，判决并输出数据。

本发明通过两级信道估计，并在第二级信道估计之前采用并行干扰抑制(PIC)抵消导频信道对业务信道十分严重的多址干扰，提高信道估计性能，适用高速数据传输。

附图说明

图1为本发明下行并行干扰抑制(PIC)信道估计结构图。

图2为第一级信道估计结构图。

图3为第二级信道估计结构图。

图4为MAI估计器结构图。

图5为下行几种信道估计方法性能比较，DPCH扩频因子为8。

图6为下行几种信道估计方法性能比较，DPCH扩频因子为128。

具体实施方式

下面结合附图对本发明进行详细描述。

本发明提出，在信道估计中采用并行干扰抑制(PIC)的方法，进行两级信道估计，在第二级中根据第一级得到的信道估计结果恢复出各传播径上的公共导频信道(CPICH)的接收信号，并在对每一径进行信道估计之前先去除其它各径导频信道对该径造成的多址干扰。

第一级信道估计的过程与普通下行信道估计过程完全一致，接收端输入的接收信号经过匹配滤波、多径搜索以及解扩解绕之后，被分解为L个(L为接收机可处理径数)传播径的接收信号。对于每一径分别进行同样的处理：这里假设CPICH导频信道码元为全1，则导频信道信号的值c_k，pl(l＝1，2，...L)就是信道衰落的粗略估计值

{\tilde{a}}_{k, pl} (l = 1,2, . . . L),

令

\overset{&OverBar;}{a} 1_{l}^{(k)} = {[\tilde{a} 1_{k, l}, \tilde{a} 1_{k - 1, l}, . . ., \tilde{a} 1_{k - J + 1, l}]}^{T}

表示第l径的过去J个码元距离的粗略信道估计矢量，数字1表示第一级。减去了MAI之后，信道估计问题可以被分解为KL个滤波任务。这一滤波过程可以表示为：

式中w＝[ω(1)，ω(2)，...ω(J)]^T是一阶数为J的线性滤波器，一般滤波器的抽头权值选为1/J，也就得到一个移动平均估计器(MA)。MA的长度应适应于当前经历的信道条件，否则将导致很大的延迟误差。除非信噪比很低，这一移动平均滤波器不可能是一个最优的设计，但它具有实现简单的优点。

对于抽头权值W的最优选择依赖于信噪比和信道衰落率，而这些因素对于每一个用户和每一径都是不同的，并且信道是时变的，因此这些滤波器也应该是自适应的。可以采用自适应预测器来实现滤波器的自适应。这里举出一种基于梯度的递归算法：线性FIR自适应LMS(Least Mean Square)预测器，其第l径输出为：

式中，下标k，l表示第l径的第k个码元对应的值，其误差信号为：

整个LMS算法调整系数w_k，l可以写为：

w_{k, l} = w_{k - 1, l} + 2 μ_{k, l} e_{k, l} {\overset{&OverBar;}{a}}_{k, l}^{*} . . . (16)

一般说来各个步长μ_k，l的最优取值是不相等的。

将经过去噪的CPICH信道衰落值线性插值到码片采样sample量级上去，得到恢复CPICH信道接收信号所需的信道衰落值

在进行第二级信道估计之前，是一个并行干扰抵消过程。首先将接收端产生的导频信道发射信号经过与发射端相同的扩频、加绕以及成型滤波的过程之后，得到g_E′。根据多径搜索部分提供的各径延时信息分别做不同的延时，再分别与对应的相乘，恢复出各径导频信道接收信号：

第l径受到的其它径导频信道的多址干扰为：

输入给第二级信道估计第l径的去干扰信号为：

s2_k，l＝s_k，l-I_k，l (19)

这一信号再经过和第一级信道估计相同的匹配滤波、解扩解绕、滤波去噪，得到CPICH信道衰落值 (数字2表示第二级)，然后根据CPICH与业务信道DPCH的扩频因子(令其为SF)之比256/SF进行线性插值，得到DPCH信道各码元对应的信道衰落值

并由其得到了第l径DPCH发射信号的估计软输出：

式中c_k，dl为第二级经过匹配滤波、解扩解绕后的DPCH信道信号。最后，对L径的软输出值之和进行硬判决或者送入后续的解码部分，完成并行干扰抑制信道估计的全部操作。

下面结合附图给予具体的说明。

首先参见图1所示，基带接收信号r首先进入并行干扰抑制信道估计器的匹配滤波器和解扩解绕部分101，得到L径经历信道衰落和噪声的信号(L为接收机可处理的多径数目)，它们被送入第一级信道估计部分102，其具体结构见图2。

假设导频信道码元为全1，则第l径的CPICH信道接收信号 a1_l ^(k)，(l＝1，2，...L)即为第l径衰落信道的粗略估计值，这一粗略信道值通过低通滤波器201、202、...203去噪，得到的较为精确的第l径信道值

再分别经过插值模块204、205、...206，插到码片采样级

被送入MAI估计器103中。

图4是MAI估计器103的结构图，其作用是根据第一级信道估计值和已知的导频信道码元，恢复出到达接收机端的各径的导频信道接收数据。它将本地导频码元发生器401产生的导频码元通过调制器402进行扩频、加绕以及成型滤波，然后分别与各径得到的信道估计结果通过乘法器403、404、...405对应相乘，输出

表示第1径、...第L径到达接收端的导频信道信号估计值，它们经过加法器406相加，输出和与通过加法器407、408、...409相减得到的结果I_l(l＝1，2，...L)，即为第l径受到的其它径导频信道多址干扰。

在进入第二级信道估计之前，接收端总的输入信号r分别与MAI估计器103输出的各径受到的其它径导频信道的多址干扰I_l(l＝1，2，...L)通过加法器106、...107相减以抵消干扰，然后经过第二级的匹配滤波、解扩、解绕部分104进行匹配滤波和解扩解绕处理，输出的L径信号送入第二级信道估计部分105。

第二级信道估计部分的具体结构图见图3。和第一级处理类似的，由于事先假设了导频信道发射信号为全1，这里104输出的CPICH信号就等于CPICH码元级的带噪信道衰落值 a2_l ^(k)(l＝1，2，...L)，它通过低通滤波器301、302、...303去噪后的值进入插值模块304、305、...306，按照DPCH码元级进行插值，得到DPCH信道纠偏所需的信道值

从104输入的经过匹配、解扩解绕的DPCH信号c_k，dl(l＝1，2，...L)与经过共轭后的信道衰落值通过乘法器307、308、...309相乘，得到各径的DPCH软输出

它们通过累加器108累加后得到的RAKE合并值

可用做后续硬判决或者解码部分的输入。

图5是仿真得到的当DPCH扩频因子为8时几种信道估计方法的误码率曲线比较，其中中间的曲线为无干扰抑制的理想信道估计误码率曲线；上面的曲线为无干扰抑制的非理想信道估计误码率曲线；下面的曲线为加成型匹配的并行干扰抑制误码率曲线。从结果可以看出，当在信道估计中引入并行干扰抑制时，误码率将比无干扰抑制的理想信道估计还好得多，与不带干扰抑制的信道估计方法相比，即使在SNR＝1dB时也要提高近2个dB，是十分显著有效的。可见，本发明非常适用于高速数据传输的情况，因为这时DPCH的扩频因子较小，多址干扰对于解绕解扩的影响相对较大。

图6是仿真得到的当DPCH扩频因子为128时几种信道估计方法的误码率曲线比较，其中以横坐标为1为准的下面的曲线为无干扰抑制的理想信道估计误码率曲线；上面的曲线为无干扰抑制的非理想信道估计误码率曲线；中间的曲线为加成型匹配的并行干扰抑制误码率曲线。当扩频因子较高时，加入并行干扰抑制性能的改善虽然没有当扩频因子较低时那么大，也超过或接近无干扰抑制的理想信道估计曲线，这说明本发明是十分有效的。

Claims

1、一种应用于CDMA***下行信道的信道估计方法，其特征在于至少包括以下步骤：

(b)对上述L径的信号进行第一级信道估计；

2、一种应用于CDMA***下行信道的信道估计装置，其特征在于至少包括：