CN117713544A - 一种功率变换器、功率变换器控制方法、装置及介质 - Google Patents

一种功率变换器、功率变换器控制方法、装置及介质 Download PDF

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Abstract

本申请公开了一种功率变换器、功率变换器控制方法、装置及介质，应用于电压调节领域。本申请中包括：N个调节单元组，N个开关单元、N个滤波电容和I个谐振钳位单元；各调节单元组包括M个调节单元且位于同一条回路中，其中M为大于零的整数；各滤波电容的第一端与对应的开关单元的输出端和调节单元组中的首个调节单元的输入端相连，滤波电容的第二端接地；一个开关单元最多与对应的谐振单元相连，N为大于零的偶数，I为N‑1或N，谐振钳位单元的第一端与开关单元的输出端和滤波电容的第一端相连，谐振钳位单元的第二端与滤波电容的第二端相连，并接地。可见，利用谐振钳位单元的功能，实现开关单元的零电压开关以及滤波电容的无损耗充放电。

Description

一种功率变换器、功率变换器控制方法、装置及介质
技术领域
本申请涉及电压调节领域，特别是涉及一种功率变换器、功率变换器控制方法、装置及介质。
背景技术
近年来，通常采用电源变换器电路实现高电压至低电压(或者低电压至高电压)的电源转换。目前将48V母线转换成低压(如1V)的对其电子设备供电的变换器采用两级变换器级联的形式，如图1所示。前级变换器的输入为VIN，输出为中间母线电压VMID。后级变换器通常为Buck变换器。两级变换器级联架构中，前级变换器承受输入电压VIN和中间母线输出电流，后级变换器承受中间母线电压VMID和输出电流IOUT，即两级级联架构解耦了输入电压应力和输出电流应力，其中中间母线电容CMID需要较大的电容值，从而维持VMID稳定。
现有的，基于上述两级变换器级联形式的一种改进形式的变换器的具体结构如图2所示，其中，图2中没有中间母线电容CMID，图2中的电压输入端VIN，第一开管Q1，第二开关Q2、第三开关SH1，第四开关SH2，第五开关SL1，第六开关SL2，第一电感L1，第二电感L2，输出端为VOUT，输出电容COUT，飞跨电容CF。其中，第一开关Q1的第一端与电压输入端VIN相连，第一开关Q1的第二端与飞跨电容CF的第一端、第四开关SH2的第一端相连；飞跨电容CF的第二端与第二开关Q2的第一端、第三开关SH1的第一端相连，第四开关SH2的第二端与第六开关SL2的第一端，第二电感L2的第一端相连；第六开关SL2的第二端接地；第二电感L1的第二端作为输出端VOUT，同时与输出电容COUT的第一端相连；第二开关Q2的第二端接地；第三开关管SH1的第二端与第五开关管SL1的第一端、第一电感L1的第一端相连；第五开关管SL1的第二端接地；第一电感L1的第二端与第二电感L2的第二端相连，同作为输出端VOUT，并与输出电容COUT的第一端相连；输出电容COUT的第二端接地。其中，Irail1为第二开关Q2处的电流，Vrail1为第二开关Q2处的电压；Irail2为第一开关Q1处的电流，Vrail2为第一开关Q1处的电压。实际电路中，各元器件以及它们之间的互联导线都存在寄生电感、寄生电容等寄生参数，因此在开关切换时，线路中会感应出电压电流尖峰，同时，由于寄生电感的存在，导致零电流开关过程中也出现电流震荡，没有真正实现零电流软开关，存在整体效率较低的问题。
鉴于上述技术，寻求一种功率变换器是本领域技术人员亟待解决的问题。
发明内容
本申请的目的是提供一种功率变换器、功率变换器控制方法、装置及介质。可以解决现有技术中的因各元器件以及它们之间的互联导线存在寄生电感、寄生电容等寄生参数，因此在开关切换时，线路中会感应出电压电流尖峰，以及零电流开关过程中也出现电流震荡，没有真正实现零电流软开关，从而整体效率较低的问题。
为解决上述技术问题，本申请提供一种功率变换器，包括：N个调节单元组，N个开关单元、N个滤波电容和I个谐振钳位单元；
各调节单元组包括M个调节单元且位于同一条回路中，各单元调节组中的调节单元串联，其中M>0，且为整数；
各滤波电容的第一端与对应的开关单元的输出端和调节单元组中的首个调节单元的输入端相连，滤波电容的第二端接地；
一个开关单元最多与对应的谐振单元相连，N>0，且N为偶数，I为N-1或N，I为整数；
其中，谐振钳位单元的第一端与开关单元的输出端和滤波电容的第一端相连，谐振钳位单元的第二端与滤波电容的第二端相连，并接地。
优选地，谐振钳位单元包括：谐振电感和钳位电容；
其中，谐振电感的第一端与开关单元的第一端和滤波电容的第一端相连，谐振电感的第二端与钳位电容的第一端相连；
钳位电容的第二端与滤波电容的第二端相连，并接地；
其中，谐振电感的第一端为谐振钳位单元的第一端，钳位电容的第二端为谐振钳位单元的第二端。
优选地，开关单元包括：第一前端开关、第二前端开关和第一前端电容；
第一个开关单元的第一前端开关的第一端与电压输入端相连，第X个开关单元的所述第一前端开关的第一端和第X-1个开关单元的第一前端开关的第二端相连，第一前端开关的第二端与第一前端电容的第一端相连；X为大于1小于N的整数；
第一前端电容的第二端与第二前端开关的第一端，滤波电容的第一端和调节单元组中的首个调节单元的输入端相连；其中，同一组中每个调节单元的输入端均相连；
第二前端开关的第二端接地；
其中，第一前端电容的第二端为开关单元的输出端。
优选地，调节单元包括：第一后端开关、第二后端开关和第一后端电感；
其中，第一后端开关的第一端与开关单元的输出端和滤波电容的第一端相连，第一后端开关的第二端与第二后端开关的第一端和第一后端电感的第一端相连；
第二后端开关的第二端接地；
第一后端电感的第二端与电压输出端相连。
优选地，还包括：输入电容和输出电容；
其中，输入电容的第一端与电压输入端、首个开关单元中的输入端相连，输入电容的第二端接地；
输出电容的第一端与调节单元组的输出端相连，输出电容的第二端接地。
优选地，一种应用于上述功率变换器的功率变换器控制方法，包括：
控制同一开关单元的第一前端开关的第一导通时间和第二前端开关的第二导通时间分别为第一预设导通周期的前半个第一预设导通周期时间和后半个第一预设导通周期时间，且第一预设导通周期内包括第一死区时间；
第j个开关单元的第一前端开关的第三导通时间和第k个开关单元的第一前端开关的第四导通时间分别为第二预设导通周期的前半个第二预设导通周期时间和后半个第二预设导通周期时间，且第二预设导通周期内包括第二死区时间，其中，j≤N，且为奇数，k≤N，且为偶数。
优选地，还包括：
第一死区时间和第二死区时间不小于谐振钳位单元的充放电时间。
优选地，还包括：
第A个开关单元中的第一前端开关和第B个开关单元中的第二前端开关同步动作；
第B个开关单元中的第一前端开关和第A个开关单元中的第二前端开关同步动作，其中，A≤N，且为奇数，B≤N，且为偶数。
为解决上述技术问题，本申请还提供一种功率变换器控制装置，包括存储器，用于存储计算机程序；
处理器，用于执行计算机程序时实现上述的功率变换器控制方法的步骤。
为解决上述技术问题，本申请还提供一种计算机可读存储介质，计算机可读存储介质上存储有计算机程序，计算机程序被处理器执行时实现上述的功率变换器控制方法的步骤。
本申请所提供的一种功率变换器，包括：N个调节单元组，N个开关单元、N个滤波电容和I个谐振钳位单元；各调节单元组包括M个调节单元且位于同一条回路中，各单元调节组中的调节单元串联，其中M>0，且为整数；各滤波电容的第一端与对应的开关单元的输出端和调节单元组中的首个调节单元的输入端相连，滤波电容的第二端接地；一个开关单元最多与对应的谐振单元相连，N>0，且N为偶数，I为N-1或N，I为整数；其中，谐振钳位单元的第一端与开关单元的输出端和滤波电容的第一端相连，谐振钳位单元的第二端与滤波电容的第二端相连，并接地。可见，在功率变换器中，大多数的开关单元均与谐振钳位单元相连，利用谐振钳位单元的功能，在开关单元内部结构中的开关开通或者关断时对开关的自身体现出的输出电容以及滤波电容进行谐振充放电，从而实现开关单元的零电压开关以及滤波电容的无损耗充放电。利用滤波电容，缩短Buck变换器的换流寄生回路，减小寄生电感，降低开关切换时的电压电流尖峰，有效地降低了开关损耗以及由寄生参数引起的损耗，从而提升了***的效率。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例，下面将对实施例中所需要使用的附图做简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本申请提供的现有技术第一电路图；
图2为本申请提供的现有技术第二电路图；
图3为本申请提供的现有技术第三电路图；
图4为本申请提供的现有技术第四电路图；
图5为本申请提供的现有技术第五电路图；
图6为本申请提供的现有技术第六电路图；
图7为本申请提供的现有技术第七电路图；
图8为本申请提供的现有技术第八电路图；
图9为本申请提供的图片2对应的第一工作波形图；
图10为本申请提供的图片2对应的第二工作波形图；
图11为本申请提供的图片2对应的电路回路图；
图12为本申请实施例提供的功率变换器对应的电路图；
图13为本申请实施例提供的功率变换器对应的具体的电路图；
图14为本申请实施例提供的图13对应的工作波形图和第一种SH开关的驱动方案；
图15为本申请实施例提供的图13对应的工作波形图和第二种SH开关的驱动方案；
图16为本申请一实施例提供图13对应的简化电路图；
图17为本申请实施例提供的图16对应的第一工作波形图；
图18为本申请实施例提供的图16对应的第二工作波形图；
图19为本申请实施例提供的调节单元的第一电路图；
图20为本申请实施例提供的调节单元的第二电路图；
图21为本申请实施例提供的调节单元的第三电路图；
图22为本申请另一实施例提供的功率变换器对应的第一电路图；
图23为本申请另一实施例提供的功率变换器对应的第二电路图；
图24为本申请实施例提供的图22对应的简化电路图；
图25为本申请实施例提供的图23对应的简化电路图；
图26为本申请实施例提供的图24对应的工作波形图；
图27为本申请另一实施例提供的功率变换器控制装置的结构图。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下，所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护范围。
本申请的核心是提供一种功率变换器。
为了使本技术领域的人员更好地理解本申请方案，下面结合附图和具体实施方式对本申请作进一步的详细说明。
近年来，采用电源变换器电路实现高电压至低电压(或者低电压至高电压)的电源转换的发展历程为：
1、图3所示为常见的12V至1V电源转换***所采用的Buck变换器电路图，图3中的VIN为高压端口，VOUT为低压端口，第一开关S1，第二开关S2，第一电容CIN，第二电容COUT，电感L。其中，第一电容CIN的第一端与高压端口VIN和第一开关S1的第一端相连，第一电容CIN的第二端接地；第一开关S1的第二端与第二开关S2的第一端和电感L的第一端相连；第二开关S2的第二端接地；电感L的第二端与低压端口VOUT和第二电容COUT的第一端相连，第二电容COUT的第二端接地。通过控制两个开关S1和S2的周期性通断，可以实现VIN到VOUT的转换。令开关周期为Ts，S1导通的时间为DTs，S2导通的时间为(1-D)Ts，则VOUT＝DVIN(通常称D为占空比)。S1和S2耐压等于VIN，电流等于输出电流。在大电流应用中，一般采用多相并联。
2、然而，当输入母线电压提升至48V时，Buck电路将不再适用。首先，对于半导体器件而言，相同的封装尺寸条件下，电压等级越高的器件对应的导通损耗和开关损耗越大。在48V输入情境下器件电压应该等于输入电压，此时若仍采用Buck方案，特别是在大电流场合下，***损耗将急剧增大。其次，48V通过Buck电路直接降压到1V，占空比D仅有2％，器件导通时间极短，利用率较低；且不论是对于数字还是模拟控制器，极小的导通时间都会影响控制的稳定性和瞬态响应性能，给***安全带来隐患。
因此，在输入电压和输出电压相差较大时，直接采用上述单级Buck变换器并不是一个合适的方案。更为常用的方案是采用两级变换器级联的形式，如图1所示。前级变换器的输入为VIN，输出为中间母线电压VMID。后级变换器通常为Buck变换器。两级变换器级联架构中，前级变换器承受输入电压VIN和中间母线输出电流，后级变换器承受中间母线电压VMID和输出电流IOUT，即两级级联架构解耦了输入电压应力和输出电流应力，其中中间母线电容CMID需要较大的电容值，从而维持VMID稳定。(通常要求VMID的纹波峰峰值小于5％)。在CMID较大的情况下，前级变换器和后级变换器可以认为是两个独立的变换器，其工作频率、相位等参数可以独立控制。
其中，前级变换器通常为开关电容变换器，如图4和图5所示，常见的开关电容器通常采用开环控制，他们的电压变比固定，图4为3比1，图5为4比1，其中图4中，VIN为输入电压、Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6和Q7为开关，CIN、CF1、CF2和CMID为电容，VOUT为输出电压。图5中的VIN为输入电压、Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8、Q9和Q10为开关，CIN、CF1、CF2和CMID为电容，VOUT为输出电压。如果用在图1的两级级联架构中作为前级，则中间母线电压VMID分别为16V和12V，当开关电容变换器传递的功率较高时，由于元器件损耗和线路压降，中间母线电压VMID会略低于理想值，这一情况不会影响后级变换器正常工作。开关电容变换器的一大优点是不需要电感这一磁性元件，从而节省了体积。但开关电容变换器中存在电容的直接并联，包括飞跨电容(CF)之间的并联以及飞跨电容与中间母线电容的并联。由于电容存在开关纹波，其电压并不相等，两个电容并联之后，其电压最终趋于相等。由电路基本原理可知，电压不相等的电容并联后，其存储的总能量会损失。这一现象也被称为电荷分配损耗。而且电容电压差异越大，电荷分配损耗也越大。因此在开关电容变换器中，通常需要较大的飞跨电容值和母线电容值，来减小电荷分配损耗。
为了解决上述电荷分配损耗问题，在开关电容变换器中加入电感，利用电感承受电容电压差异，并抑制电流尖峰，如图6和图7所示，其中图6所式的电路是在图4的基础上增加了电感L1和L2，图7所示的电路是在图5的基础上增加了电感L1、L2和L3。如果电感和飞跨电容的谐振频率等于开关电容变换器的工作频率，则开关电容变换器工作在谐振模式，可实现零电压开关或零电流开关等软开关的效果。但这类方案中，外加的电感串联在主功率电流的回路中，因此电感的电流有效值和导通损耗较大。
上述方案实质上是利用一个受控电流源(即外加的电感)对飞跨电容进行充放电，从而抑制了电荷分配损耗。基于这一原理，有一些方案中采用电流源型变换器对飞跨电容进行充放电，同样可以实现抑制电荷分配损耗的效果。在图3所示的Buck变换器中，输入端和输出端都有滤波电容用于过滤开关纹波，因此它是一个电压源型变换器。假如将CIN移除，那么VIN将直接提供S1开关开通时的电感电流，电流斜率、幅值由电感值、输入电压和Buck变换器占空比决定，因此在这一情况下，Buck变换器的输入侧表现为受控电流源特征。因此，将图1两级级联架构中的中间母线电容移除(实际应用中，仍会保留一小部分CMID，约占10％，用于吸收开关尖峰)，利用后级变换器的受控电流源特征，对前级开关电容变换器进行充放电，可抑制电荷分配损耗。以图8为例，前级是一个2比1开关电容变换器，后级是一个Buck变换器，其中，包括开关Q1、Q2、Q3、Q4、SH1和SL，电压输入端VIN，电感L0，电容COUT，电流IMID，电压VMID。前级和后级之间没有中间母线电容，因此IMID为一个受控的脉冲电流，幅值等于后级Buck变换器电感电流，占空比等于Buck变换器占空比，IMID直接对CF进行充放电。因此前后级中的电流均为受控电流，不会出现电流尖峰。
4、图8所示的实施例中，可明确在前级变换器中，需要四个开关，在此基础上，提出了一种新型电路，该电路在实现电压转换功能的同时，可以降低前级变换器的器件数量，如图2所示，前级的2比1开关电容变换器输出端拆分为两个输出端(Vrail1和Vrail2)，每个输出端各接一个Buck变换器。飞跨电容CF由Irail1充电，Irail2放电，Irail1和Irail2仍为受控的脉冲电流。其中具体的连接关系为：图2中的电压输入端VIN，第一开管Q1，第二开关Q2、第三开关SH1，第四开关SH2，第五开关SL1，第六开关SL2，第一电感L1，第二电感L2，输出端为VOUT，输出电容COUT，飞跨电容CF。其中，第一开关Q1的第一端与电压输入端VIN相连，第一开关Q1的第二端与飞跨电容CF的第一端、第四开关SH2的第一端相连；飞跨电容CF的第二端与第二开关Q2的第一端、第三开关SH1的第一端相连，第四开关SH2的第二端与第六开关SL2的第一端，第二电感L2的第一端相连；第六开关SL2的第二端接地；第二电感L1的第二端作为输出端VOUT，同时与输出电容COUT的第一端相连；第二开关Q2的第二端接地；第三开关管SH1的第二端与第五开关管SL1的第一端、第一电感L1的第一端相连；第五开关管SL1的第二端接地；第一电感L1的第二端与第二电感L2的第二端相连，同作为输出端VOUT，并与输出电容COUT的第一端相连；输出电容COUT的第二端接地。其中，Irail1为第二开关Q2处的电流，Vrail1为第二开关Q2处的电压；Irail2为第一开关Q1处的电流，Vrail2为第一开关Q1处的电压。实际电路中，各元器件以及它们之间的互联导线都存在寄生电感、寄生电容等寄生参数。如图2所示，在不考虑线路的寄生电感、寄生电阻、寄生电容等寄生参数时，图2所示的电路对应的波形图如图9所示，前级Q1和Q2的驱动占空比为0.5，后级两个Buck变换器的占空比为D。前后级的开关时刻不同步，因此在前级Q1和Q2开通和关断时，Irail1和Irail2等于0，前级没有电流，Q1和Q2在各自开通时只存在自身输出电容的放电电流，Q1和Q2在各自关断时不存在电流，Q1和Q2为零电流开关，零电流开关只有开通损耗，即输出电容存储的电荷能量。但是实际电路中，各元器件以及它们之间的互联导线都存在寄生电感、寄生电容等寄生参数，因此在开关切换时，较高的di/dt和dv/dt会在线路中感应出电压电流尖峰，如图10所示。Q1和Q2开通和关断，SH1开通和关断，SH2开通和关断时，都会产生电压电流尖峰。主要原因为：图2所示的电路的开关换流回路比Buck变换器更复杂，回路面积更大，导致回路寄生电感增大。如图11所示，Q1和Q2的换流回路(Q1关闭至Q2开通，或Q2关闭至Q1开通)包含了CIN，Q1，CF，Q2；SH1和SL1的换流回路包含了CIN，Q1，CF，SH1，SL1；SH2和SL2的换流回路包含了Q2，CF，SH2，SL2。而传统Buck变换器上下管的换流回路只包括CIN，SH，SL。由于寄生电感的存在，导致Q1和Q2的零电流开关过程中也出现电流震荡，没有真正实现软开关。
因此，为解决上述技术问题，本申请提供一种功率变换器，包括：N个调节单元组，N个开关单元、N个滤波电容和I个谐振钳位单元；
各调节单元组包括M个调节单元且位于同一条回路中，各单元调节组中的调节单元串联，其中M>0，且为整数；
各滤波电容的第一端与对应的开关单元的输出端和调节单元组中的首个调节单元的输入端相连，滤波电容的第二端接地；
一个开关单元最多与对应的谐振单元相连，N>0，且N为偶数，I为N-1或N，I为整数；
其中，谐振钳位单元的第一端与开关单元的输出端和滤波电容的第一端相连，谐振钳位单元的第二端与滤波电容的第二端相连，并接地。
在具体的实施例中，如图12所示，功率变换器，包括：N个调节单元组，N个开关单元、N个滤波电容和I个谐振钳位单元，其中，调节单元组和开关单元一一对应，也就是说每一个调节单元组的输入端均与对应的开关单元的输出端相连，其中，开关单元为现有技术，包括：第一前端开关、第二前端开关和第一前端电容，其具体的连接关系为：第一前端开关的第一端与电压输入端相连，第一前端开关的第二端与第一前端电容的第一端相连；第一前端电容的第二端与第二前端开关的第一端，滤波电容的第一端和调节单元组中的首个调节单元的输入端相连；第二前端开关的第二端接地；第一前端电容的第二端为所述开关单元的输出端。因此各开关单元在功率变换器上的连接关系为：第一个开关单元的第一前端开关的第一端与电压输入端相连，第X个开关单元的第一前端开关的第一端和第X-1个开关单元的第一前端开关的第二端相连，第一前端开关的第二端与第一前端电容的第一端相连；X为大于1小于N的整数。因此可以看出，如果将一个调节单元组和一个开关单元作为一个回路，则功率变换器中有N条回路，且各开关回路相连，也就是各开关单元相连，各调节单元组相连。也就是第i个开关单元中的第一前端开关的第一端与第i-1个开关单元中的第一前端开关的第二端相连，而第i个调节单元组与第i-1个调节单元组的输出端相连，并作为功率变换器的输出端，实现高压到低压的转换。同时，本申请提供的I个谐振钳位单元，谐振钳位单元的数量与开关单元的数量相等，或者至少少一个，也就是说，至少有N-1个开关单元与对应的谐振钳位单元相连。其中N为偶数的目的是，在控制奇数组和偶数组对应的开关单元是，需要保证输入，输出的变量相同。
其中，每个调节单元组包括M个调节单元，各单元调节组中的调节单元串联；其中M>0，且为整数，其中M和N没有大小关系，可以相等也可以不等。当然，在实际应用中，调节单元的数量越多，整体的功率变换器越稳定。
其中，如图12所示，开关单元具体包括：第一前端开关QAi、第二前端开关QBi、第一前端电容CFi。功率变换器中还包括滤波电容Cri。其中，i代表第几条回路，也就是第几个开关单元。其中，第一前端开关QAi的第一端与电压输入端Vin相连，第一前端开关QAi的第二端与第一前端电容CFi的第一端相连，第一前端电容CFi的第二端与第二前端开关QBi的第一端、滤波电容Cri的第一端相连；第二前端开关QBi的第二端接地；滤波电容Cri的第二端接地；第一前端电容CFi的第二端为开关单元的输出端；其中，当开关单元为I个中任意一个时，谐振钳位单元的第一端与对应回路中的滤波电容Cri的第一端相连，谐振钳位单元的第二端与滤波电容Cri的第二端相连，并接地。其中，在每一个回路的开关单元中，大多数的开关单元均与谐振钳位单元相连，利用谐振钳位单元的功能，在第一前端开关QAi和第二前端开关QBi开通或者关断时对第一前端开关QAi和第二前端开关QBi的输出电容以及滤波电容Cri进行谐振充放电，从而实现第一前端开关QAi和第二前端开关QBi的零电压开关以及滤波电容Cri的无损耗充放电。利用滤波电容Cri，缩短Buck变换器的换流寄生回路，减小寄生电感，降低开关切换时的电压电流尖峰，有效地降低了开关损耗以及由寄生参数引起的损耗，从而提升了***的效率。
本申请所提供的一种功率变换器，包括：N个调节单元组，N个开关单元、N个滤波电容和I个谐振钳位单元；各调节单元组包括M个调节单元且位于同一条回路中，各单元调节组中的调节单元串联，其中M>0，且为整数；各滤波电容的第一端与对应的开关单元的输出端和调节单元组中的首个调节单元的输入端相连，滤波电容的第二端接地；一个开关单元最多与对应的谐振单元相连，N>0，且N为偶数，I为N-1或N，I为整数；其中，谐振钳位单元的第一端与开关单元的输出端和滤波电容的第一端相连，谐振钳位单元的第二端与滤波电容的第二端相连，并接地。可见，在功率变换器中，大多数的开关单元均与谐振钳位单元相连，利用谐振钳位单元的功能，在开关单元内部结构中的开关开通或者关断时对开关的自身体现出的输出电容以及滤波电容进行谐振充放电，从而实现开关单元的零电压开关以及滤波电容的无损耗充放电。利用滤波电容，缩短Buck变换器的换流寄生回路，减小寄生电感，降低开关切换时的电压电流尖峰，有效地降低了开关损耗以及由寄生参数引起的损耗，从而提升了***的效率。
在上述实施例的基础上，作为一种优选的实施例，谐振钳位单元包括：谐振电感和钳位电容；
其中，谐振电感的第一端与开关单元的第一端和滤波电容的第一端相连，谐振电感的第二端与钳位电容的第一端相连；
钳位电容的第二端与滤波电容的第二端相连，并接地；
其中，谐振电感的第一端为谐振钳位单元的第一端，钳位电容的第二端为谐振钳位单元的第二端。
优选地，开关单元包括：第一前端开关、第二前端开关和第一前端电容；
第一个开关单元的第一前端开关的第一端与电压输入端相连，第X个开关单元的，第一前端开关的第一端和第X-1个开关单元的第一前端开关的第二端相连，第一前端开关的第二端与第一前端电容的第一端相连；
第一前端电容的第二端与第二前端开关的第一端，滤波电容的第一端和调节单元组中的首个调节单元的输入端相连；其中，同一组中每个调节单元的输入端均相连；
第二前端开关的第二端接地；
其中，第一前端电容的第二端为开关单元的输出端。
优选地，调节单元包括：第一后端开关、第二后端开关和第一后端电感；
其中，第一后端开关的第一端与开关单元的输出端和滤波电容的第一端相连，第一后端开关的第二端与第二后端开关的第一端和第一后端电感的第一端相连；
第二后端开关的第二端接地；
第一后端电感的第二端与电压输出端相连。
优选地，还包括：输入电容和输出电容；
其中，输入电容的第一端与电压输入端、首个开关单元中的输入端相连，输入电容的第二端接地；
输出电容的第一端与调节单元组的输出端相连，输出电容的第二端接地。
在具体实施例中，如图13所示，其中，如图13所示的每一条回路中的调节单元组包括一个调节单元，而谐振钳位单元的数量为N个，也就是说，每一个开关单元均与一个谐振钳位单元相连。其中，功率变换器，包括：N个调节单元组，N个开关单元、N个滤波电容和I个谐振钳位单元，其中，调节单元组和开关单元一一对应，每个调节单元组包括M个调节单元，其中，开关单元具体包括：第一前端开关QAi、第二前端开关QBi和第一前端电容CFi，调节单元包括：第一后端开关SHi、第二后端开关SLi和第一后端电感Li；谐振钳位单元包括：谐振电感Lri和钳位电容Cci。在此基础上，功率变换器还包括：输入电容CIN和输出电容COUT和滤波电容Cri，其中，i代表第几条回路，也就是第几个开关单元、调节单元组和谐振钳位单元。其具体的连接关系为：第一后端开关SHi的第一端与滤波电容Cri的第一端、第一前端电容CFi的第一端相连，第一后端开关SHi的第二端与第二后端开关SLi的第一端和第一后端电感Li的第一端相连；第二后端开关SLi的第二端接地，第一后端电感Li的第二端为调节单元的第二端；谐振电感Lri的第一端与第一前端电容CFi的第二端、滤波电容Cri的第一端和第二前端开关QBi的第一端相连，谐振电感Lri的第二端与钳位电容Cci的第一端相连；钳位电容Cci的第二端与滤波电容Cri的第二端相连，并接地；输入电容CIN的第一端与电压输入端Vin、第一开关单元中的第一前端开关QA1的第一端相连，输入电容CIN的第二端接地；输出电容COUT的第一端与调节单元组的输出端相连，输出电容COUT的第二端接地，其中，输出电压为Vout。
其中，需要说明的是，本申请提供的实施例仅是一种可以实现的方式，但是不限于只有该种实现方式。
综上述内容，再结合功率变换器控制方法，可以确定上述功率变换器整体实现抑制开关尖峰，并实现零电压开关的功能的过程。其中，功率变换器的控制方法，包括：控制同一开关单元的第一前端开关的第一导通时间和第二前端开关的第二导通时间分别为第一预设导通周期的前半个第一预设导通周期时间和后半个第一预设导通周期时间，且第一预设导通周期内包括第一死区时间；第j个开关单元的第一前端开关的第三导通时间和第k个开关单元的第一前端开关的第四导通时间分别为第二预设导通周期的前半个第二预设导通周期时间和后半个第二预设导通周期时间，且第二预设导通周期内包括第二死区时间，其中，j≤N，且为奇数，k≤N，且为偶数。在此基础上，还包括：第一死区时间和第二死区时间不小于谐振钳位单元的充放电时间；第a个开关单元中的第一前端开关和第b个开关单元中的第二前端开关同步动作，其中，a≤N，且为奇数，b≤N，且为偶数；第b个开关单元中的第一前端开关和第a个开关单元中的第二前端开关同步动作。
综上述内容所述，图13对应的工作示意波形如图14所示，其中，每个前级的输出端都接了一个Buck变换器，每个前级的输出端和参考地之间，接入由谐振电感Li、钳位电容Cci和滤波电容Cri组成的吸收电路，其中谐振电感Li、钳位电容Cci串联，它们串联后作为一个整体再与滤波电容Cri并联。其中，前级输出端电压Vrail1、Vrail3、Vrail5、Vrail(n-1)同步上升和下降，前级输出端电压Vrail2、Vrail4、Vrail6、VrailN同步上升和下降，即从输入侧从上往下，每个奇数序号的前级输出端同步，每个偶数序号的前级输出端同步。每个Vrail的幅值为0V至从输入侧从上往下，第i个飞跨电容也就是第一前端电容CFi的直流电压为：/>因此第N个飞跨电容的直流电压为0V。每个钳位电容Cci的直流电压都等于：/>
其中，在t1时刻前，N个后级Buck变换器处于续流状态，即N个第二前端开关SLi导通。前级奇数序号电感：Lr1、Lr3、Lr5至Lr(N-1)正向充电，电感电流斜率为前级偶数序号电感：Lr2、Lr4、Lr6至LrN负向充电，电感电流斜率为/>在t1时刻，前级奇数序号A开关：QA1、QA3、QA5至QA(N-1)以及前级偶数序号B开关：QB2、QB4、QB6至QBN关闭，所有谐振电感Lri对前级奇数序号A开关和偶数序号B开关的输出电容充电，对前级偶数序号A开关和奇数序号B开关的输出电容放电，对奇数序号Cr和后级奇数序号SH的输出电容放电，对偶数序号Cr和后级偶数序号SH的输出电容充电。CF和Cc的电容值很大，电压基本不变。
在t2时刻，前级偶数序号A开关和奇数序号B开关的输出电容、奇数序号Cr和后级奇数序号SH的输出电容都被放电至0，前级偶数序号A开关和奇数序号B开关、和后级奇数序号SH的体二极管导通，奇数序号的Vrail(VCr)被钳位至0V，偶数序号的Vrail(VCr)被钳位至Vin/N。每个Lr两端电压反向。在t3时刻，前级偶数序号A开关和奇数序号B开关驱动信号使能，因为前级偶数序号A开关和奇数序号B开关的体二极管已提前导通，前级偶数序号A开关和奇数序号B开关实现了零电压开通。
t4至t5时刻，是SH一次开通与关断的过程，这个过程和传统单级Buck变换器一样。偶数序号Cr可以吸收开关过程的电压电流尖峰。
在t6时刻前，N个后级Buck变换器处于续流状态，即N个SL导通。前级奇数序号电感：Lr1、Lr3、Lr5至Lr(N-1)负向充电，电感电流斜率为前级偶数序号电感：Lr2、Lr4、Lr6至LrN正向充电，电感电流斜率为/>在t6时刻，前级偶数序号A开关：QA2、QA4、QA6至QAN以及前级奇数序号B开关：QB1、QB3、QB5至QB(N-1)关闭，所有谐振电感Lr对前级偶数序号A开关和奇数序号B开关的输出电容充电，对前级奇数序号A开关和偶数序号B开关的输出电容放电，对偶数序号Cr和后级偶数序号SH的输出电容放电，对奇数序号Cr和后级奇数序号SH的输出电容充电。CF和Cc的电容值很大，电压基本不变。
在t7时刻，前级奇数序号A开关和偶数序号B开关的输出电容、偶数序号Cr和后级偶数序号SH的输出电容都被放电至0，前级奇数序号A开关和偶数序号B开关、和后级偶数序号SH的体二极管导通，偶数序号的Vrail(VCr)被钳位至0V，奇数序号的Vrail(VCr)被钳位至Vin/N。每个Lr两端电压反向。在t7时刻，前级奇数序号A开关和偶数序号B开关驱动信号使能，因为前级奇数序号A开关和偶数序号B开关的体二极管已提前导通，前级奇数序号A开关和偶数序号B开关实现了零电压开通。
由上述分析可知，在t3至t6阶段，每个奇数序号的Vrail被钳位至0，每个后级奇数序号的SH的体二极管导通；在t8至t11阶段，每个偶数序号的Vrail被钳位至0，每个后级偶数序号的SH的体二极管导通。通常体二极管导通时的压降高于开关器件沟道导通时的压降，因此为了降低导通损耗，可以在t3至t6阶段和在t8至t11阶段，将对应后级奇数序号的SH和后级偶数序号的SH开通，其对应的驱动信号如图15所示。
此外，因为最后一个前端电容CFN的直流电压等于0，不起作用。故图13可进一步简化，如图16所示，前级的QAN、QBN、CFN、LrN、CcN都被移除，除第N个Vrail的幅值为Vin/N至2Vin/N外，其余状态和图13一致。此时图16对应的两种驱动方案如图17和图18所示。
其中，需要说明的是，调节单元的形式还可以是图19、图20和图21所示的形式，或者其他直流-直流变换器，本申请不限定，可以根据用户的需要，自行设置。其中，图19中包括开关SH和SL和电感L，图20中包括开关SH1、SH2、SL1和SL2；电感L1和L2；电容CS1，图21中包括开关S1、S2、S3和S4；电感L；电容CF。
举例：当功率变换器一共两个开关单元对应两条回路，其中，每一条回路中的调节单元组包括一个调节单元，谐振钳位单元的数量为1个，此时，谐振钳位单元的位置可以跟第一条回路中的开关单元相连，也可以根据第二条回路中的开关单元相连。分别如图22和图23所示，此时图22和图23中包括：第一前端开关Q1和Q3、第二前端开关Q2和Q4、第一前端电容CF和CFF、滤波电容Cr1和Cr2、第一后端开关SH1和SH2、第二后端开关SL1和SL2、第一后端电感L1和L2、谐振电感Lr、钳位电容Cc，输入电容Cin、输出电容Cout，输入电压Vin，输出电压Vout。对应的，图22和图23也可以化简，如图24和图25所示，其中，跟图22和图22相比，缺少第一前端开关Q3、第二前端开关Q4、第一前端电容CFF。以图24所示，对应的工作示意波形如图26所示。
其中，在t1时刻前，两个后级Buck变换器处于续流状态，即两个第二后端开关SL1和SL2导通。谐振电感Lr正向充电，电感电流斜率为在t1时刻，Q1关闭，Lr的电流对Q1的输出电容充电CQ1，对Q2的输出电容CQ2、SH1的输出电容CH1、SH2的输出电容CH2、Cr1、Cr2进行放电，CF和Cc的电容值很大，电压基本不变。
在t2时刻，Q2的输出电容CQ2、SH1的输出电容CH1、Cr1被放电至0，SH2的输出电容CH2、Cr2被放电至Vin/2，Q2和SH1的体二极管导通，Vrail1被钳位至0V，Vrail2被钳位至Vin/2。Lr两端电压反向，开始负向充电，电感电流斜率为在t3时刻，Q2驱动信号使能，因为Q2的体二极管已提前导通，Q2实现了零电压开通。
t4至t5时刻，是后级Buck的SH2一次开通与关断的过程，这个过程和传统单级Buck变换器一样。Cr2可以吸收开关过程的电压电流尖峰，因此这一开关过程的损耗和应力低于上述所示电路。
在t6时刻，前级Q2关闭，Lr的电流对Q1的输出电容CQ1放电，对Q2的输出电容CQ2、SH1的输出电容CH1、SH2的输出电容CH2、Cr1、Cr2进行放电，CF和Cc的电容值很大，电压基本不变。
在t7时刻，Q2的输出电容Q2、SH1的输出电容、Cr1被充电至Vin/2，SH2的输出电容、Cr2被充电至Vin，Q1的输出电容CH1被放电至0，Q1的体二极管导通，Vrail1被钳位至Vin/2，Vrail2被钳位至Vin。Lr两端电压再次反向，开始正向充电，电感电流斜率为
在t8时刻，Q1驱动信号使能，因为Q1的体二极管已提前导通，Q1实现了零电压开通。在t9时刻，SH1开通，这个过程和t4至t5阶段一致。
综上所述，加入了Lr、Cr1、Cr2、Cc后，Q1和Q2由零电流开关转变成了零电压开关，两个输出电压端Vrail1和Vrail2的上升下降斜率受Lr和各电容总和控制，可抑制电压尖峰，后级Buck的开关尖峰也被Cr1、Cr2吸收。另一方面，Lr和Cc没有串联在主功率回路中，可减小上述元器件的导通损耗。本发明中CF和Cc的容量通常大于Cr1、Cr2，CF和Cc在开关周期内的电压纹波很小。在图24中，CF的直流电压平均值为Vin/2，Cc的直流电压平均值为Vin/4；在图25中，CF的直流电压平均值为Vin/2，Cc的直流电压平均值为3Vin/4。
综上述内容可知，本申请所提供的一种功率变换器，包括：N个调节单元组，N个开关单元、N个滤波电容和I个谐振钳位单元；各调节单元组包括M个调节单元且位于同一条回路中，各单元调节组中的调节单元串联，其中M>0，且为整数；各滤波电容的第一端与对应的开关单元的输出端和调节单元组中的首个调节单元的输入端相连，滤波电容的第二端接地；一个开关单元最多与对应的谐振单元相连，N>0，且N为偶数，I为N-1或N，I为整数；其中，谐振钳位单元的第一端与开关单元的输出端和滤波电容的第一端相连，谐振钳位单元的第二端与滤波电容的第二端相连，并接地。可见，在功率变换器中，大多数的开关单元均与谐振钳位单元相连，利用谐振钳位单元的功能，在开关单元内部结构中的开关开通或者关断时对开关的自身体现出的输出电容以及滤波电容进行谐振充放电，从而实现开关单元的零电压开关以及滤波电容的无损耗充放电。利用滤波电容，缩短Buck变换器的换流寄生回路，减小寄生电感，降低开关切换时的电压电流尖峰，有效地降低了开关损耗以及由寄生参数引起的损耗，从而提升了***的效率，其中，谐振钳位单元包括：谐振电感和钳位电容；谐振电感的第一端与开关单元的第一端和滤波电容的第一端相连，谐振电感的第二端与钳位电容的第一端相连；钳位电容的第二端与滤波电容的第二端相连，并接地；开关单元包括：第一前端开关、第二前端开关和第一前端电容；第一前端开关的第一端与电压输入端相连，第一前端开关的第二端与第一前端电容的第一端相连；第一前端电容的第二端与第二前端开关的第一端，滤波电容的第一端和调节单元组中的首个调节单元的输入端相连；第二前端开关的第二端接地；调节单元包括：第一后端开关、第二后端开关和第一后端电感；第一后端开关的第一端与开关单元的输出端和滤波电容的第一端相连，第一后端开关的第二端与第二后端开关的第一端和第一后端电感的第一端相连；第二后端开关的第二端接地；第一后端电感的第二端与电压输出端相连。整体变换器还包括：输入电容和输出电容；输入电容的第一端与电压输入端、首个开关单元中的输入端相连，输入电容的第二端接地，输出电容的第一端与所述调节单元组的输出端相连，所述输出电容的第二端接地。可见，本申请提供的功率变换器，前级有N个输出端，输出端为前级B组开关的漏极，每个输出端电压幅值为0V和Vin/N，每个输出端和参考地之间由一个Lr和一个Cc串联后连接，每个输出端和参考地之间还有一个Cr直接连接，前级每个输出端都连接一个或多个后级变换器。Lr对Cr和开关器件输出电容进行充放电，可抑制开关尖峰，并实现零电压开关，Cc确保Lr开关周期电荷平衡。Cr可吸收后级变换器的开关尖峰。同时结合以下控制方法：前级A组开关与对应B组开关(如QA1和QB1)的驱动信号在一个开关周期内互补，且存在死区时间；前级奇数序号A组开关与偶数序号B组开关(如QA1和QA2)的驱动信号在一个开关周期内互补，且存在死区时间。上述两个死区时间如果大于或等于Lr对Cr和开关器件输出电容的充放电时间，则可实现零电压开关。并且，后级变换器上管可以按照传统Buck变换器的控制方式，也可以在对应Vrail箝位至0时开通，利用开关器件沟道导电，从而降低导通损耗。
图27为本申请另一实施例提供的功率变换器控制装置的结构图，如图27所示，功率变换器控制装置包括：存储器20，用于存储计算机程序；
处理器21，用于执行计算机程序时实现如上述实施例中所提到的功率变换器控制方法的步骤。
本实施例提供的功率变换器控制装置可以包括但不限于智能手机、平板电脑、笔记本电脑或台式电脑等。
其中，处理器21可以包括一个或多个处理核心，比如4核心处理器、8核心处理器等。处理器21可以采用数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)、现场可编程门阵列(Field－Programmable Gate Array，FPGA)、可编程逻辑阵列(Programmable LogicArray，PLA)中的至少一种硬件形式来实现。处理器21也可以包括主处理器和协处理器，主处理器是用于对在唤醒状态下的数据进行处理的处理器，也称中央处理器(CentralProcessing Unit，CPU)；协处理器是用于对在待机状态下的数据进行处理的低功耗处理器。在一些实施例中，处理器21可以集成有图像处理器(Graphics ProcessingUnit，GPU)，GPU用于负责显示屏所需要显示的内容的渲染和绘制。一些实施例中，处理器21还可以包括人工智能(Artificial Intelligence，AI)处理器，该AI处理器用于处理有关机器学习的计算操作。
存储器20可以包括一个或多个计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质可以是非暂态的。存储器20还可包括高速随机存取存储器，以及非易失性存储器，比如一个或多个磁盘存储设备、闪存存储设备。本实施例中，存储器20至少用于存储以下计算机程序201，其中，该计算机程序被处理器21加载并执行之后，能够实现前述任一实施例公开的功率变换器控制方法的相关步骤。另外，存储器20所存储的资源还可以包括操作***202和数据203等，存储方式可以是短暂存储或者永久存储。其中，操作***202可以包括Windows、Unix、Linux等。
在一些实施例中，功率变换器控制装置还可包括有显示屏22、输入输出接口23、通信接口24、电源25以及通信总线26。
本领域技术人员可以理解，图27中示出的结构并不构成对功率变换器控制装置的限定，可以包括比图示更多或更少的组件。
本申请实施例提供的功率变换器控制装置，包括存储器和处理器，处理器在执行存储器存储的程序时，能够实现上述功率变换器控制方法，并具有相同的有益效果。
最后，本申请还提供一种计算机可读存储介质对应的实施例。计算机可读存储介质上存储有计算机程序，计算机程序被处理器执行时实现如上述方法实施例中记载的步骤。
可以理解的是，如果上述实施例中的方法以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本申请的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，执行本申请各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(Read-Only Memory，ROM)、随机存取存储器(Random Access Memory，RAM)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
以上对本申请所提供的一种功率变换器、功率变换器控制方法、装置及介质进行了详细介绍。说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请原理的前提下，还可以对本申请进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本申请权利要求的保护范围内。
还需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

Claims (10)

1.一种功率变换器，其特征在于，包括：N个调节单元组，N个开关单元、N个滤波电容和I个谐振钳位单元；
各所述调节单元组包括M个调节单元且位于同一条回路中，各所述单元调节组中的所述调节单元串联，其中M>0，且为整数；
各所述滤波电容的第一端与对应的所述开关单元的输出端和所述调节单元组中的首个所述调节单元的输入端相连，所述滤波电容的第二端接地；
一个开关单元最多与对应的谐振单元相连，N>0，且N为偶数，I为N-1或N，I为整数；
其中，所述谐振钳位单元的第一端与所述开关单元的输出端和所述滤波电容的第一端相连，所述谐振钳位单元的第二端与所述滤波电容的第二端相连，并接地。
2.根据权利要求1所述的功率变换器，其特征在于，所述谐振钳位单元包括：谐振电感和钳位电容；
其中，所述谐振电感的第一端与所述开关单元的第一端和所述滤波电容的第一端相连，所述谐振电感的第二端与所述钳位电容的第一端相连；
所述钳位电容的第二端与所述滤波电容的第二端相连，并接地；
其中，所述谐振电感的第一端为所述谐振钳位单元的第一端，所述钳位电容的第二端为所述谐振钳位单元的第二端。
3.根据权利要求1所述的功率变换器，其特征在于，所述开关单元包括：第一前端开关、第二前端开关和第一前端电容；
第一个所述开关单元的所述第一前端开关的第一端与电压输入端相连，第X个所述开关单元的所述第一前端开关的第一端和第X-1个所述开关单元的所述第一前端开关的第二端相连，所述第一前端开关的第二端与所述第一前端电容的第一端相连；X为大于1小于N的整数；
所述第一前端电容的第二端与所述第二前端开关的第一端，所述滤波电容的第一端和所述调节单元组中的首个调节单元的输入端相连；其中，同一组中每个所述调节单元的输入端均相连；
所述第二前端开关的第二端接地；
其中，所述第一前端电容的第二端为所述开关单元的输出端。
4.根据权利要求1所述的功率变换器，其特征在于，所述调节单元包括：第一后端开关、第二后端开关和第一后端电感；
其中，所述第一后端开关的第一端与所述开关单元的输出端和所述滤波电容的第一端相连，所述第一后端开关的第二端与所述第二后端开关的第一端和所述第一后端电感的第一端相连；
所述第二后端开关的第二端接地；
所述第一后端电感的第二端与电压输出端相连。
5.根据权利要求1所述的功率变换器，其特征在于，还包括：输入电容和输出电容；
其中，所述输入电容的第一端与所述电压输入端、首个开关单元中的输入端相连，所述输入电容的第二端接地；
所述输出电容的第一端与所述调节单元组的输出端相连，所述输出电容的第二端接地。
6.一种应用于上述权利要求1-5任一项所述的功率变换器的功率变换器控制方法，其特征在于，包括：
控制同一开关单元的第一前端开关的第一导通时间和第二前端开关的第二导通时间分别为第一预设导通周期的前半个所述第一预设导通周期时间和后半个所述第一预设导通周期时间，且所述第一预设导通周期内包括第一死区时间；
第j个所述开关单元的所述第一前端开关的第三导通时间和第k个所述开关单元的所述第一前端开关的第四导通时间分别为第二预设导通周期的前半个所述第二预设导通周期时间和后半个所述第二预设导通周期时间，且所述第二预设导通周期内包括第二死区时间，其中，j≤N，且为奇数，k≤N，且为偶数。
7.根据权利要求6所述的功率变换器控制方法，其特征在于，还包括：
所述第一死区时间和所述第二死区时间不小于所述谐振钳位单元的充放电时间。
8.根据权利要求6所述的功率变换器控制方法，其特征在于，还包括：
第A个所述开关单元中的所述第一前端开关和第B个所述开关单元中的所述第二前端开关同步动作；
第B个所述开关单元中的所述第一前端开关和第A个所述开关单元中的所述第二前端开关同步动作；其中，A≤N，且为奇数，B≤N，且为偶数。
9.一种功率变换器控制装置，其特征在于，包括存储器，用于存储计算机程序；
处理器，用于执行所述计算机程序时实现如权利要求6至8任一项所述的功率变换器控制方法的步骤。
10.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现如权利要求6至8任一项所述的功率变换器控制方法的步骤。
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