CN117650699A - 具谐振稳压反馈补偿设计的电源供应器 - Google Patents

具谐振稳压反馈补偿设计的电源供应器 Download PDF

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Abstract

具谐振稳压反馈补偿设计的电源供应器，包含变压器、功率开关、谐振电路、稳压反馈补偿电路和两控制电路。功率开关依据第一控制信号进行切换以控制变压器将输入电压转换成输出电压。稳压反馈补偿电路提供相关输入电压的反馈电压，并在接收到具致能电位的第四控制信号时调降反馈电压。第一控制电路依据反馈电压调整第一控制信号的责任周期，且在接收到具特定电位的侦测电压时提供具致能电位的第四控制信号。第二控制电路提供第二和第三控制信号以驱动谐振电路，侦测谐振电路的谐振电压，且在判定谐振电路无法实现零电压切换时提供具特定电位的侦测信号。

Description

具谐振稳压反馈补偿设计的电源供应器
技术领域
本发明相关于一种具谐振稳压反馈补偿设计的电源供应器，尤指一种具谐振稳压反馈补偿设计以确保零电压切换的电源供应器。
背景技术
电脑***中不同组件所需的操作电压不同，因此普遍采用电源供应器(powersupply)以通过变压、整流与滤波的方式，将交流电(AC)室内电源转换为直流电(DC)以驱动不同零组件。传统驰返式架构下的电源供应器会使用一功率开关来控制变压器的初级侧路径，并使用一整流开关来控制变压器的次级侧路径。当功率开关导通时，输入电能会转换而磁能储存在变压器中，此时会截止整流开关以隔绝输出路径；当功率开关截止时，变压器内存能量会经由导通的整流开关释放至输出端，并借由一输出电容来平滑电量输出。
由于功率开关在硬性切换时，其跨压与通过功率开关的电流雨者的乘积会造成功率开关的切换损失，而导致整体电路效率降低。谐振转换器(resonant converter)是一种利用谐振转换电能的切换式电源供应器，其包含由电感元件及电容器形成的谐振电路。在功率开关切换时，通过电感和电容所产生的LLC谐振来将功率开关雨端的电压转换为正弦波的电压或电流，以达到零电压或零电流的柔性切换，进而解决高频切换所产生的问题。
然而，因为回路上的杂散电容、杂散电感或寄生元件等所引起的不理想效应，初级侧的输入电压可能会异常偏高，进而导致谐振电路中谐振开关的跨压较高，使其在谐振放电时无法放电至零电压，造成无法实现零电压切换。上述异常谐振状态会增加电源供应器的切换损耗及降低转换效率。因此，需要一种具谐振稳压反馈补偿设计的电源供应器。
发明内容
本发明提供一种具谐振稳压反馈补偿设计的电源供应器，其包含一输入端、一输出端、一变压器、一储能电容、一开关、一谐振电路、一稳压反馈补偿电路、一第一控制电路和一第二控制电路。该输入端耦接于一输入电压，而该输出端用来输出一输出电压。该变压器用来将该输入电压的能量从一初级侧感应至一次级侧以供应该输出电压，其包含设置在该次级侧的一第一次级侧绕组、设置在该次级侧的一第二次级侧绕组和设置在该初级侧的一初级侧绕组，其中该第一次级侧绕组包含一第一打点端和一第一非打点端，该第二次级侧绕组包含一第二打点端和一第二非打点端，且该初级侧绕组，包含一第三打点端和一第三非打点端。该储能电容用来储存该输入电压的能量，其第一端耦接于该输入电压，而其第二端耦接至一接地电位。该开关的第一端耦接至该输入电压，其第二端耦接至该储能电容的该第二端，而其控制端用来接收在一第一致能电位和一第一除能电位之间切换的一第一控制信号。该谐振电路耦接于该变压器中该初级侧绕组，用来依据一第二控制信号和一第三控制信号来提供柔性切换，其中该第二控制信号是在一第二致能电位和一第二除能电位之间切换，而该第三控制信号是在一第三致能电位和一第三除能电位之间切换。该稳压反馈补偿电路用来提供相关该输入电压的一参考电压，依据该参考电压提供一反馈电压，以及接收一第四控制信号，并在该第四控制信号具一第四致能电位时调降该反馈电压的值。该第一控制电路设置在该初级侧，用来提供该第一控制信号并依据该反馈电压的值调整该第一控制信号的责任周期，且接收一侦测电压并在该侦测电压具一第一电位时提供具该第四致能电位的该第四控制信号。该第二控制电路设置在该初级侧，用来提供该第二控制信号和该第三控制信号，侦测该谐振电路的至少一谐振电压，当依据该第二控制信号、该第三控制信号和该至少一谐振电压判定该谐振电路无法实现零电压切换时提供具该第一电位的该侦测信号，且当依据该第二控制信号、该第三控制信号和该至少一谐振电压判定该谐振电路能实现零电压切换时提供具一第二电位的该侦测信号。
附图说明
图1为本发明实施例中一种具谐振稳压反馈补偿设计的电源供应器的功能方框图。
图2为本发明实施例中一种具谐振稳压反馈补偿设计的电源供应器实作方式的示意图。
图3为本发明实施例中电源供应器在正常谐振状态下运行时相关信号的示意图。
图4为本发明实施例中电源供应器在异常谐振状态下运行时相关信号的示意图。
图5为本发明实施例中电源供应器在实现谐振稳压反馈补偿时相关信号的示意图。
其中，附图标记说明如下：
10：整流电路
20：谐振电路
30：稳压反馈补偿电路
32：发光二极管
34：光敏晶体管
40：第一控制电路
50：第二控制电路
100：电源供应器
NP1：初级侧绕组和匝数
NS1：次级侧绕组和匝数
GND1、GND2：接地电位
TR：变压器
Q1：功率开关
Q2、Q3：谐振开关
QX：辅助开关
C1、C2：储能电容
CR：谐振电容
CFB：反馈电容
CC：补偿电容
DO1-DO3、D1-D4：二极管
R1、R2：分压电阻
RX：放电电阻
L1：升压电感
LM：激磁电感
LR：谐振电感
PC：线性光耦合器
TL：稳压器
K：阴极端
A：阳极端
R：参考端
VIN、VIN’：输入电压
VOUT：输出电压
VAC：交流电压
VDS2、VDS3：谐振电压
VFB：反馈电压
VREF：参考电压
VKA：稳压器跨压
IIN：输入电流
IFB：反馈电流
IC：补偿电流
GD1-GD3、GDX：控制信号
P1-P11：引脚
具体实施方式
图1为本发明实施例中一种具谐振稳压反馈补偿设计的电源供应器100的功能方框图。电源供应器100包含一功率开关Q1、储能电容C1和C2、二极管DO1-DO3、一升压电感L1、一变压器TR、一整流器10、一稳压反馈补偿电路30、一谐振电路20、一第一控制电路40，以及一第二控制电路50。功率开关Q1、储能电容C1、二极管DO1、升压电感L1、整流器10、谐振电路20、稳压反馈补偿电路30、第一控制电路40和第二控制电路50设置在变压器TR的初级侧(primary side)，而储能电容C2和二极管DO2-DO3设置在变压器TR的次级侧(secondaryside)。电源供应电路100可将市电供应的交流电压VAC转换成一输出电压VOUT以驱动一负载(未显示)。稳压反馈补偿电路30可侦测交流电压VAC的状态，并依此提供相对应的一反馈信号VFB。第一控制电路40会依据反馈信号VFB来提供一控制信号GD1，使得功率开关Q1能在导通和截止状态之间做高频切换，进而周期性地将变压器TR的初级侧能量感应至次级侧以提供输出电压VOUT。第二控制电路50会输出控制信号GD2和GD3来控制谐振电路20的运行，以提供柔性切换(soft switching)来降低功率开关Q1的切换损耗，进而调整变压器TR的电压增益以达到稳定输出电压VOUT的功能。此外，第二控制电路50会侦测谐振电路20的谐振电压VDS2和VDS3，并输出相对应的侦测信号VX，使得第一控制电路40能依据侦测信号VX来控制稳压反馈补偿电路30的运行。
图2为本发明实施例电源供应器100实作方式的示意图。整流器10可为一桥式整流器，其包含二极管D1-D4，用来将市电供应的交流电源VAC转换成输入电压VIN’。然而，整流器10的实施方式并不限定本发明的范畴。
在本发明中，升压电感L1的第一端耦接至整流器10以接收输入电压VIN’，而第二端通过功率开关Q1耦接至一接地电位GND1。二极管DO1的阳极耦接至升压电感L1的第二端，而阴极通过谐振电路20耦接至变压器TR。储能电容C1的第一端耦接至二极管DO1的阴极，而第二端耦接至接地电位GND1，用来储存相关输入电压VIN’的能量。升压电感L1、二极管DO1、储能电容C1和功率开关Q1能实现升压目的。在市电供应交流电压VAC的期间当功率开关Q1为导通时，升压电感L1的第二端会耦接至接地电位GND1，此时升压电感L1会因应输入电流IIN的变化而产生感应电压，再把电能转换为磁能以储存。当功率开关Q1为截止时，升压电感L1的接地回路被断开，此时会将其内存的磁能转换为电能，让大电流通过二极管DO1来对储能电容C1充电。在多次快速切换功率开关Q1后，即可达到升高输入电压VIN’的目的，其中储能电容C1的跨压由输入电压VIN来表示。
在本发明实施例中，变压器TR包含一初级侧绕组(由匝数NP来表示)和两次级侧绕组(分别由匝数NS1和NS2来表示)，其中初级侧绕组NP设置在变压器TR的初级侧，而次级侧绕组NS1和NS2设置在变压器TR的次级侧。二极管DO2的阳极耦接至变压器TR中次级侧绕组NS1的打点端，而阴极耦接至电源供应电路100的输出端(输出电压VOUT)。二极管DO3的阳极耦接至变压器TR中次级侧绕组NS2的非打点端，而阴极耦接至电源供应电路100的输出端(输出电压VOUT)。此外，变压器TR中次级侧绕组NS1的非打点端和次级侧绕组NS2的打点端耦接至一接地电位GND2。储能电容C2的第一端耦接至二极管DO1和二极管DO2的阴极，而第二端耦接至接地电位GND2，用来储存相关输出电压VOUT的能量。
在本发明实施例中，第一控制电路40可为一脉冲宽度调制(pulse widthmodulation,PWM)集成电路，其包含引脚P1-P4。第一控制电路40可通过引脚P1输出以特定工作周期(duty cycle)在致能电位和除能电位之间切换的一控制信号GD1至功率开关Q1，通过引脚P2接收稳压反馈补偿电路30所提供的一反馈电压VFB，通过引脚P3输出一控制信号GDX至稳压反馈补偿电路30，并通过引脚P4接收第二控制电路50所提供的侦测电压VX。在本发明中，第一控制电路40可依据相关输入电压VIN的反馈电压VFB来提供控制信号GD1，并依据侦测电压VX来提供控制信号GDX。然而，第一控制电路40的实施方式并不限定本发明的范畴。
在本发明中，第二控制电路50可为一脉冲宽度调制集成电路，其包含引脚P5-P11。第二控制电路50可分别通过引脚P5和P6输出一控制信号GD2和一控制信号GD3至谐振电路20，通过引脚P7输出侦测电压VX至第一控制电路40，且通过引脚P8-P11侦测谐振电路20的谐振电压。在本发明中，第二控制电路50可依据谐振电路20的谐振电压来提供侦测电压VX。然而，第二控制电路50的实施方式并不限定本发明的范畴。
在本发明一实施例中，第一控制电路40和第二控制电路50可实作成两芯片。在本发明另一实施例中，第一控制电路40和第二控制电路50可整合成同一芯片。然而，第一控制电路40和第二控制电路50的实施方式并不限定本发明的范畴。
在本发明实施例中，谐振电路20包含谐振开关Q2-Q3、一激磁电感LM、一谐振电感LR和一谐振电容CR。谐振开关Q2的第一端耦接至储能电容C1的第一端和第二控制电路50的引脚P8，第二端耦接至谐振开关Q3和第二控制电路50的引脚P9，而控制端耦接至第二控制电路50的引脚P5以接收控制信号GD2。功率开关Q3的第一端耦接至谐振开关Q2的第二端和第二控制电路50的引脚P10，第二端耦接至接地电位GND1和第二控制电路50的引脚P11，而控制端耦接至第二控制电路50的引脚P6以接收控制信号GD3。激磁电感LM的第一端耦接至变压器TR中初级侧绕组NP的打点端，而第二端耦接至变压器TR中初级侧绕组NP的非打点端。谐振电感LR的第一端耦接至变压器TR中初级侧绕组NP的打点端，而第二端耦接至谐振开关Q2的第二端和谐振开关Q3的第一端之间。谐振电容CR的第一端耦接至变压器TR中初级侧绕组NP的非打点端，而第二端耦接至接地电位GND1。谐振电路20可提供柔性切换来降低功率开关Q1的切换损耗，进而调整变压器TR的电压增益以达到稳定输入电压VIN和输出电压VOUT的效果，其运行方式在说明书后续内容中将会详细说明。
在本发明实施例中，稳压反馈补偿电路30包含一反馈电容CFB、一补偿电容CC、分压电阻R1和R2、一辅助开关QX、一放电电阻RX、一线性光耦合器PC，以及一稳压器TL。分压电阻R1和R1彼此串联，且并联于储能电容C1，可在分压电阻R2上建立相关输入电压VIN的参考电压VREF，其中VREF＝VIN＊R2/(R1+R2)。稳压器TL的参考端R耦接于分压电阻R1和R2之间以接收参考电压VREF，阳极端A耦接至接地电位GND1，而阴极端K耦接至线性光耦合器PC，其中补偿电容CC耦接于稳压器TL的阴极端K和参考端R之间，且VKA代表稳压器TL阴极端K和阳极端A之间的跨压。稳压器TL可依据参考端R的状态来调整流经阴极端K和阳极端A的补偿电流IC。稳压器TL会将其参考端R接收到的参考电压VREF和一内建基准电压做误差比较。当有误差值发生时，耦接于稳压器TL的阴极端K和参考端R之间的补偿电容CC可依此调整稳压器TL的增益，使得补偿电流IC的值能反应输入电压VIN的值。
线性光耦合器PC包含一发光二极管32和一光敏晶体管34，可在变压器TR的初级侧进行电-光-电转换。发光二极管32耦接于线性光耦合器PC的第一输入端和第二输入端之间，其阳极耦接于储能电容C1的第一端，而阴极耦接于稳压器TL的阴极端K。光敏晶体管34耦接于线性光耦合器PC的第一输出端和第二输出端之间，其第一端耦接于第一控制电路的引脚P2，而第二端耦接至反馈电容CFB。反馈电容CFB的第一端耦接于光敏晶体管24的第二端，而第二端耦接于接地电位GND1。辅助开关QX的第一端耦接于反馈电容CFB的第一端，第二端通过放电电阻RX耦接于接地电位GND1，而控制端耦接至第一控制电路40的引脚P3以接收控制信号GDX。由于流经发光二极管32的补偿电流IC相关输入电压VIN的值，线性光耦合器PC可利用输入侧的发光二极管32来感应输入电压VIN的变化量，并将相关输入电压VIN变化量的电能转换成光能，再由输出侧的光敏晶体管34接收后转换成一反馈电流IFB，进而对反馈电容CFB充电以提供相对应的反馈电压VFB。
当市电正常供应交流电源VAC时，输入电压VIN’的能量会经由升压电感L1和正向偏压的二极管DO1对储能电容C1充电，进而在变压器TR的初级侧提供输入电压VIN。如前所述，分压电阻R2上建立的参考电压VREF相关于输入电压VIN，而稳压反馈补偿电路30的稳压器TL会将参考电压VREF和参考端R的电压做误差比较。当有误差发生时，借由补偿电容CC可调整稳压器TL回路的电压增益和跨压VKA，以产生补偿电流IC以点亮线性光耦合器PC的发光二极管32，最后通过发光二极管32光耦合感应电流IFB至光敏晶体管34。当感应电流IFB流过反馈电容CFB时，反馈电容CFB会被充电并储存相对应的反馈电压VFB。当第一控制电路50通过引脚P2接收反馈电压VFB后，可将反馈电压VFB与内部的三角波电压做比较，进而调整控制信号GD1的工作周期以达到稳定输入电压VIN的功能。在功率开关Q1的导通周期，储能电容C1内所储存输入电压VIN的能量可从变压器TR的初级侧绕组NP感应至次级侧绕组NS1和NS2，进而对储能电容C2充电以提供输出电压VOUT。
另一方面，在当市电正常供电的期间，第二控制电路50会分别通过引脚P5和P6输出控制信号GD2和GD3至谐振电路20，以使谐振开关Q2和Q3进行互补式切换导通。更详细地说，当谐振开关Q2被导通时谐振开关Q3会被截止，而当谐振开关Q3被导通时谐振开关Q2会被截止，使得二极管DO2和DO3因应谐振开关Q2和Q3的互补式切换而交互导通与截止。此时，谐振电路20中谐振电感LR、激磁电感LM和谐振电容CR进行串联谐振，通过提供柔性切换来降低功率开关Q1的切换损耗，进而调整变压器TR的电压增益以达到稳定输出电压VOUT的效果。
第二控制电路50可依据引脚P8和P9的压差来监测谐振开关Q2的谐振电压VDS2，并依据引脚P10和P11的压差来监测谐振开关Q3的谐振电压VDS3，进而来判断谐振开关Q2和Q3是否能实现零电压导通。
图3为本发明实施例电源供应器100在正常谐振状态下运行时相关信号的示意图。VGS2代表谐振开关Q2的控制端和第二端之间的压差，VDS2代表谐振开关Q2的第一端和第二端之间的压差(谐振开关Q2的谐振电压)，VGS3代表谐振开关Q3的控制端和第二端之间的压差，而VDS3代表谐振开关Q3的第一端和第二端之间的压差(谐振开关Q3的谐振电压)，其中谐振电压VDS2和VDS3的最大值为V1。如图3所示，在正常谐振状态下，当谐振电压VDS2谐振至零电位时，谐振开关Q2才会导通(控制电压GD2由除能电位切换至致能电位以使VGS2大于谐振开关Q2的临界电压)；当谐振电压VDS3谐振至零电位时，谐振开关Q3才会导通(控制电压GD3由除能电位切换至致能电位以使VGS3大于谐振开关Q3的临界电压)。上述零电压切换能实现低切换损耗和高转换效率。
图4为本发明实施例电源供应器100在异常谐振状态下运行时相关信号的示意图。VGS2代表谐振开关Q2的控制端和第二端之间的压差，VDS2代表谐振开关Q2的第一端和第二端之间的压差(谐振开关Q2的谐振电压)，VGS3代表谐振开关Q3的控制端和第二端之间的压差，而VDS3代表谐振开关Q3的第一端和第二端之间的压差(谐振开关Q3的谐振电压)，其中谐振电压VDS2和VDS3的最大值为V2。当回路上的杂散电容、杂散电感或寄生元件等所引起的不理想效应造成输入电压VIN异常偏高时，会导致谐振开关Q2和Q3的谐振电压过高，让谐振电压VDS2和VDS3的最大值从V1被拉高至V2。在此种情况下，当谐振电压VDS2尚未谐振至零电位时，谐振开关Q2就会开始导通(控制电压GD2由除能电位切换至致能电位时谐振电压VDS2的值不为零)；当谐振电压VDS3尚未谐振至零电位时，谐振开关Q3就会开始导通(控制电压GD3由除能电位切换至致能电位时谐振电压VDS3的值不为零)。当谐振电路20无法实现零电压切换时，会增加电源供应器100的切换损耗和降低其转换效率。
当第二控制电路50依据控制电压GD2、控制电压GD3、谐振电压VDS2和谐振电压VDS3判定谐振开关Q2和Q3无法实现零电压导通时，此时会通过引脚P7输出具一第一电位(例如高电位)的侦测信号VX至第一控制电路40，使得第一控制电路40输出具致能电位的控制信号GDX以导通稳压反馈补偿电路30中的辅助开关QX。此时，反馈电容CFB会通过放电电阻RX放电至接地电位GND1，使得反馈电压VFB下降，而控制信号GD1的责任周期也会下降，进而拉低输入电压VIN。当谐振电压VDS2和VDS3的最大值随着输入电压VIN下降时，谐振开关Q2和Q3即可实现零电压切换。
图5为本发明实施例电源供应器100在实现谐振稳压反馈补偿时相关信号的示意图。第一控制电路40会将反馈电压VFB和内部的三角波电压VR做比较，以调整控制信号GD1的责任周期。当反馈电压VFB的值为VFB1时，控制信号GD1责任周期的值DUTY1对应VFB1>VR的时段，而相对应输入电压VIN的值为VIN1。假设此时第二控制电路50判定谐振开关Q2和Q3无法实现零电压切换，会输出具第一电位(例如高电位)的侦测信号VX至第一控制电路40。
接着，当第一控制电路40接收到第二控制电路50传来相关异常谐振状态的侦测信号VX时，会输出具致能电位的控制信号GDX以导通稳压反馈补偿电路30中的辅助开关QX，使得反馈电容CFB的内存能量能放电至接地电位GND1，进而使反馈电压VFB的值下降至VFB2，此时控制信号GD1责任周期的值DUTY2对应VFB2>VR的时段，其中DUTY2<DUTY1。通过缩短控制信号GD1的责任周期，功率开关Q1的导通时间会变短，进而将输入电压VIN的值降低至VIN2，使得电源供应器100能在正常谐振状态下运行。
在本发明实施例中，功率开关Q1、谐振开关Q2～Q3和辅助开关QX可为金属氧化物半导体场效晶体管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor,MOSFET)、双极性接面型晶体管(bipolar junction transistor,BJT)，或其它具类似功能的元件。对N型晶体管来说，致能电位为高电位，而除能电位为低电位；对P型晶体管来说，致能电位为低电位，而除能电位为高电位。然而，功率开关Q1、谐振开关Q2～Q3和辅助开关QX的种类并不限定本发明的范畴。
综上所述，本发明的电源供应器首先通过谐振电路提供柔性切换来降低功率开关的切换损耗并稳定输入电压，并在判定谐振电路在异常谐振状态下运行时，缩短功率开关的导通时间以降低输入电压的值，使得谐振电路能在正常谐振状态下运行。因此，本发明能提供一种具谐振稳压反馈补偿设计的电源供应器，以实现低切换损耗和高转换效率。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

Claims (10)

1.一种具谐振稳压反馈补偿设计的电源供应器，其包含：
一输入端，耦接于一输入电压；
一输出端，用来输出一输出电压；
一变压器，用来将该输入电压的能量从一初级侧感应至一次级侧以供应该输出电压，其包含：
一第一次级侧绕组，设置在该次级侧，其包含一第一打点端和一第一非打点端；
一第二次级侧绕组，设置在该次级侧，其包含一第二打点端和一第二非打点端；以及
一初级侧绕组，设置在该初级侧，其包含一第三打点端和一第三非打点端；
一第一储能电容，用来储存该输入电压的能量，其包含：
一第一端，耦接于该输入电压；以及
一第二端，耦接至一第一接地电位；
一第一开关，其包含：
一第一端，耦接至该输入电压；
一第二端，耦接至该第一储能电容的该第二端；以及
一控制端，用来接收在一第一致能电位和一第一除能电位之间切换的一第一控制信号；
一谐振电路，耦接于该变压器中该初级侧绕组，用来依据一第二控制信号和一第三控制信号来提供柔性切换，其中该第二控制信号是在一第二致能电位和一第二除能电位之间切换，而该第三控制信号是在一第三致能电位和一第三除能电位之间切换；
一稳压反馈补偿电路，用来：
提供相关该输入电压的一参考电压；
依据该参考电压提供一反馈电压；以及
接收一第四控制信号，并在该第四控制信号具一第四致能电位时调降该反馈电压的值；
一第一控制电路，设置在该初级侧，用来：
提供该第一控制信号，并依据该反馈电压的值调整该第一控制信号的责任周期；
接收一侦测电压，并在该侦测电压具一第一电位时提供具该第四致能电位的该第四控制信号；以及
一第二控制电路，设置在该初级侧，用来：
提供该第二控制信号和该第三控制信号；
侦测该谐振电路的至少一谐振电压；
当依据该第二控制信号、该第三控制信号和该至少一谐振电压判定该谐振电路无法实现零电压切换时，提供具该第一电位的该侦测信号；以及
当依据该第二控制信号、该第三控制信号和该至少一谐振电压判定该谐振电路能实现零电压切换时，提供具一第二电位的该侦测信号。
2.如权利要求1所述的电源供应器，其中该谐振电路包含：
一第二开关，其包含：
一第一端，耦接至该第一储能电容的该第一端；
一第二端；以及
一控制端，耦接至该第二控制电路以接收该第二控制信号；
一第三开关，其包含：
一第一端，耦接至第一谐振开关的该第二端；
一第二端，耦接至该第一储能电容的该第二端；以及
一控制端，耦接至该第二控制电路以接收该第三控制信号；
一激磁电感，其第一端耦接至该初级侧绕组的该第三打点端，而其第二端耦接至该初级侧绕组的该第三非打点端；
一谐振电感，其第一端耦接至该初级侧绕组的该第三打点端，而其第二端耦接至该第二开关的该第二端和该第三开关的该第一端之间；且
一谐振电容，其第一端耦接至该初级侧绕组的该第三非打点端，而其第二端耦接至该第一接地电位。
3.如权利要求2所述的电源供应器，其中：
当该第二控制信号具该第二致能电位时，该第三控制信号具该第三除能电位；且
当该第二控制信号具该第二除能电位时，该第三控制信号具该第三致能电位。
4.如权利要求2所述的电源供应器，其中该第二控制电路另用来：
侦测该谐振电路的一第一谐振电压，其中该第一谐振电压是为该第二开关的该第一端和该第二端之间的压差；
侦测该谐振电路的一第二谐振电压，其中该第二谐振电压是为该第三开关的该第一端和该第二端之间的压差；
当该第二控制信号从该第二除能电位切换至该第二致能电位时，若该第一谐振电压尚未谐振至一零电位，或当该第三控制信号从该第三除能电位切换至该第三致能电位时，若该第二谐振电压尚未谐振至该零电位时，判定该谐振电路无法实现零电压切换。
5.如权利要求1所述的电源供应器，其中该稳压反馈补偿电路包含：
一稳压器，用来提供相关该参考电压的一补偿电流，其包含：
一阴极端；
一阳极端，耦接至该第一接地电位；
一参考端，耦接至该参考电压；以及
一补偿电容，耦接于该稳压器的该阴极端和该参考端之间，用来调整该稳压器的增益；
一线性光耦合器，其包含：
一发光二极管，用来将相关该输入电压变化量的一电能转换成一光能，其包含：
一阳极，耦接至该第一储能电容的该第一端；以及
一阴极，耦接至该稳压器的该阴极端；以及
一光敏晶体管，用来接收该光能并将该光能转换成一反馈电流，其包含：
一第一端，耦接于第一控制电路以输出该反馈电压；以及
一第二端；
一反馈电容，耦接至该光敏晶体管，用来储存相关该反馈电流的能量以提供该反馈电压；以及
一辅助开关，其包含：
一第一端，耦接于该反馈电容；
一第二端，耦接于该第一接地电位；以及
一控制端，耦接至该第一控制电路以接收第四控制信号。
6.如权利要求5所述的电源供应器，其中：
该稳压反馈补偿电路另包含一放电电阻，耦接于该辅助开关的该第二端和该第一接地电位之间；
当具该第四致能电位的该第四控制信号导通该辅助开关时，该反馈电容内存能量是经由该放电电阻放电至该第一接地电位以调降该反馈电压的值。
7.如权利要求5所述的电源供应器，其中该稳压反馈补偿电路另包含一第一分压电阻和一第二分压电阻，串联于该输入电压和该第一接地电位之间，用来分压该输入电压以提供该参考电压。
8.如权利要求1所述的电源供应器，其另包含：
一升压电感，其包含：
一第一端，耦接于该输入端；以及
一第二端，耦接于该第一开关的该第一端；以及
一第一二极管，其包含：
一阳极，耦接至该升压电感的第二端；以及
一阴极，耦接至该第一储能电容的该第一端。
9.如权利要求1所述的电源供应器，其另包含：
一第二储能电容，耦接于该输出端和一第二接地电位之间；
一第二二极管，其包含：
一阳极，耦接至该第一次级侧绕组的该第一打点端；以及
一阴极，耦接至该输出端；以及
一第三二极管，其包含：
一阳极，耦接至该第二次级侧绕组的该第二非打点端；以及
一阴极，耦接至该输出端。
10.如权利要求1所述的电源供应器，其中该第一控制电路和该第二控制电路是整合成同一芯片。
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