CN117639477A - 一种boost***、***功率管的控制方法 - Google Patents

一种boost***、***功率管的控制方法 Download PDF

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Abstract

本申请公开了一种BOOST***、***功率管的控制方法，应用于电力电子技术领域。该方法先获取BOOST***在上一开关周期的第一时长ton、第二时长toff以及延时时长td，从而计算出***功率管在当前开关周期的导通时长，最后根据确定出的导通时长控制***功率管。其中，***功率管的导通时长Ton的确定公式为：Ton=ton0×（ton+toff+td）/（ton+toff），延时时长不存在时取零。本方案通过优化输入电流的算法，使得无论是在CrM模式下还是在DCM模式下，输入电流都能够绝对地跟随输入电压的变化，***工作全程均保持一个高PF的调制效果。

Description

一种BOOST***、***功率管的控制方法
技术领域
本申请涉及电力电子技术领域，特别是涉及一种BOOST***、***功率管的控制方法。
背景技术
功率因数校正（Power Factor Correction，PFC）是改善电网功率因数的措施。图1为常规的BOOST***的电路结构图；如图1所示，传统的PFC实现方式比较简单，它是通过***一个大的滤波电容将一个工频周期内决定导通时间的信号（Vcomp）滤平，即一个工频周期内***的导通时间几乎不变（即***功率管的原始导通时长ton0=K×Vcomp，K为***固定参数；Vcomp由BOOST***的恒压环（Constant Voltage，CV环）确定，以保证BOOST***输出电压恒定。同时将***工作在临界导通模式（Critical Conduction Mode，CrM），这样使得输入电流与输入电压幅值同相位，即实现了PFC功能。
传统的PFC实现方式虽然比较简单，但是是建立在***一直工作在CrM模式的前提下，而实际应用中***并不能保证其一直工作在绝对的CrM模式下，随着应用环境的复杂多样化，在特定的应用条件下需要***工作在非连续导通模式（Discontinuous ConductionMode，DCM模式），用来降低***的工作频率获得更好的效率。与CrM模式下的输入电流算法不同，若仍采用与CrM模式同样的输入电流控制方式，则不能满足高功率因数（PowerFactor，PF）的要求。
由此可见，如何保证BOOST***在CrM模式以及DCM模式下均保持高PF的要求，是本领域技术人员亟待解决的问题。
发明内容
本申请的目的是提供一种BOOST***、***功率管的控制方法，以解决传统算法无法保证BOOST***在CrM模式以及DCM模式下均保持高PF的问题。
为解决上述技术问题，本申请提供一种***功率管的控制方法，应用于与***功率管的控制端连接的控制电路，所述方法包括：
获取BOOST***中上一开关周期内电感电流由零增加到峰值的第一时长、电感电流由峰值减小到零的第二时长以及所述***功率管的延时时长；其中，BOOST***在CrM模式下存在所述第一时长以及所述第二时长，在DCM模式下存在所述第一时长、所述第二时长以及所述延时时长；所述延时时长不存在时取零；
根据获取的所述第一时长、所述第二时长以及所述延时时长确定所述***功率管在当前开关周期内的导通时长；其中，所述***功率管的所述导通时长Ton的确定公式为：Ton=ton0×（ton+toff+td）/（ton+toff）；ton为所述第一时长、toff为所述第二时长、td为所述延时时长、ton0为原始导通时长，所述原始导通时长由BOOST***的CV环确定，用于保证BOOST***输出电压恒定；
根据确定出的所述导通时长控制所述***功率管。
优选地，所述根据获取的所述第一时长、所述第二时长以及所述延时时长确定所述***功率管在当前开关周期内的导通时长包括：
确定与所述延时时长成正比的第一电压，并确定与所述第一时长以及所述第二时长之和成正比的第二电压；
将所述第一电压转换为第一充电电流，并将所述第二电压转换为第二充电电流；
根据所述第一充电电流、所述第一时长以及所述第二充电电流确定所述***功率管在当前开关周期内的所述导通时长。
为解决上述技术问题，本申请实施例提供一种BOOST***，包括控制电路以及***功率管；
所述控制电路与所述***功率管的控制端连接；
所述控制电路用于实现上述的***功率管的控制方法。
优选地，所述控制电路包括：导通时长确定电路；所述导通时长确定电路用于根据获取的第一时长、第二时长以及延时时长确定所述***功率管在当前开关周期内的导通时长；
所述导通时长确定电路包括：第一电压确定电路、第二电压确定电路、充电电流确定电路、导通时长输出电路；
所述第一电压确定电路用于确定与所述延时时长成正比的第一电压；
所述第二电压确定电路用于确定与所述第一时长以及所述第二时长之和成正比的第二电压；
所述充电电流确定电路分别与所述第一电压确定电路以及所述第二电压确定电路连接，用于将所述第一电压转换为第一充电电流，并将所述第二电压转换为第二充电电流；
所述导通时长输出电路与所述充电电流确定电路连接，用于根据所述第一充电电流、所述第一时长以及所述第二充电电流确定所述***功率管在当前开关周期内的所述导通时长。
优选地，所述第一电压确定电路包括：第一电容、第一开关；
所述第一开关的第一端接入预设充电电流；
所述第一开关的第二端与所述第一电容的第一端连接；所述第一电容的第二端接地；
所述第一开关闭合所述延时时长后断开，以得到所述第一电容第一端的所述第一电压。
优选地，所述第二电压确定电路包括：第二电容、第二开关；
所述第二开关的第一端接入预设充电电流；
所述第二开关的第二端与所述第二电容的第一端连接；所述第二电容的第二端接地；
所述第二开关闭合第三时长后断开，以得到所述第二电容第一端的所述第二电压；其中，所述第三时长为所述第一时长以及所述第二时长之和。
优选地，所述充电电流确定电路包括：运算放大器、第一MOS管、电流镜、电阻；
所述运算放大器的同相输入端接入所述第一电压以及所述第二电压；
所述运算放大器的反相输入端、所述第一MOS管的源极以及所述电阻的第一端相互连接，所述电阻的第二端接地；
所述运算放大器的输出端与所述第一MOS管的栅极连接，所述第一MOS管的漏极与所述电流镜的输入端连接，以得到所述电流镜输出的所述第一充电电流以及所述第二充电电流。
优选地，所述充电电流确定电路的数量为一个；所述第一电压以及所述第二电压接入同一个所述运算放大器的同相输入端，且同一时刻仅接入一个电压；
所述电流镜包括第一输出端以及第二输出端；所述运算放大器的同相输入端接入所述第一电压时，所述电流镜的第一输出端输出所述第一充电电流；所述运算放大器的同相输入端接入所述第二电压时，所述电流镜的第二输出端输出所述第二充电电流。
优选地，所述充电电流确定电路的数量为两个，分别对应所述第一电压以及所述第二电压；所述第一电压以及所述第二电压分别接入各自对应的所述运算放大器的同相输入端；
所述第一电压对应的所述电流镜输出所述第一充电电流，所述第二电压对应的所述电流镜输出所述第二充电电流。
优选地，所述导通时长输出电路包括：第三开关、第四开关、第三电容、第四电容以及比较器；
所述第三开关的第一端接入所述第一充电电流；所述第三开关的第二端、所述第三电容的第一端以及所述比较器的同相输入端相互连接；所述第三电容的第二端接地；所述第三开关闭合所述第一时长后断开，所述第三开关断开时所述第四开关闭合；
所述第四开关的第一端接入所述第二充电电流；所述第四开关的第二端、所述第四电容的第一端以及所述比较器的反相输入端相互连接；所述第四电容的第二端接地；以便于所述比较器在所述第三开关闭合时起经过所述导通时长后输出信号。
本申请所提供的一种***功率管的控制方法，应用于与***功率管的控制端连接的控制电路。该方法先获取BOOST***在上一个开关周期中电感电流由零增加到峰值的第一时长、电感电流由峰值减小到零的第二时长以及***功率管的延时时长；其中，BOOST***在CrM模式下存在第一时长以及第二时长，在DCM模式下存在第一时长、第二时长以及延时时长。然后根据获取的第一时长、第二时长以及延时时长确定***功率管在当前开关周期内的导通时长，最后根据确定出的导通时长控制***功率管。其中，***功率管的导通时长Ton的确定公式为：Ton= ton0×（ton+toff+td）/（ton+toff）；ton为第一时长、toff为第二时长、td为延时时长、ton0为原始导通时长，原始导通时长由BOOST***的CV环确定，用于保证BOOST***输出电压恒定。通过上述公式确定出的Ton，不仅能够在CrM模式下保持高PF，还能在DCM模式下消除td的影响。因此，本方案通过优化输入电流的算法，使得无论是在CrM模式下还是在DCM模式下，输入电流都能够绝对地跟随输入电压的变化，***工作全程均保持一个高PF的调制效果。
本申请还提供了一种BOOST***，与上述方法对应，故具有与上述方法相同的有益效果。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例，下面将对实施例中所需要使用的附图做简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为常规的BOOST***的电路结构图；
图2为CrM模式下的波形示意图；
图3为DCM模式下的波形示意图；
图4为本申请实施例提供的一种***功率管的控制方法的流程图；
图5为本申请实施例提供的一种第一电压确定电路的电路结构图；
图6为本申请实施例提供的一种第二电压确定电路的电路结构图；
图7为本申请实施例提供的一种充电电流确定电路的电路结构图；
图8为本申请实施例提供的一种导通时长输出电路的电路结构图。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下，所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护范围。
本申请的核心是提供一种BOOST***、***功率管的控制方法，以解决传统算法无法保证BOOST***在CrM模式以及DCM模式下均保持高PF的问题。
为了使本技术领域的人员更好地理解本申请方案，下面结合附图和具体实施方式对本申请作进一步的详细说明。
这里以CrM模式和DCM模式各自的波形来进行说明；其中，Iin是电感平均输入电流，为一个电感电流的平均值。IL是电感电流值，为一个实时值。正常一个开关周期是一个三角波（CrM模式）或者一个三角波以及延时的一段时间（DCM模式）。Ipk是电感的峰值电流，是电感电流的最大值。ton0是传统方案中***功率管的原始导通时长；第一时长ton内电感电流逐渐增大，由0增加到峰值。第二时长toff是***功率管关闭时间，这个时间内电感电流逐渐减小，由峰值减小到0。延时时长td是电感电流由峰值减小到0后，***功率管继续保持关闭的时间长度，即所谓的DCM模式，所以该模式下功率管关闭时间是toff与td的和。Vin是输入电压峰值，Vac是输入电压交流值，Vin=1.414×Vac。sinθ是交流相位系数，输入电压的瞬时值等于Vin×sinθ，当输入电流的相位系数也是sinθ时，则表示输入电压与输入电流是同相位，此时***是高PF。L是***电感的感值，电感电流满足I=V/L×t，I是电感两端的电流变化量，V是电感两端电压，t是电感该电压施加在电感两端的时间，对应某一时刻的Ipk就是由电感两端电压Vin×sinθ以及该电压施加在电感两端的时间（ton）产生的。
图2为CrM模式下的波形示意图；如图2所示，各参数的计算公式如下：
Iin=1/2×Ipk；
Vin=Vac×1.414；
Ipk=Vin×sinθ/L×ton0；
Iin=1/2×Vin×sinθ/L×ton0=1/2×Vin/L×ton0×sinθ；
CrM模式下，一个工频周期内ton0固定，特定输入线电压下Vin不变，L为固定电感值。所以输入电流保持与输入电压幅值相位相同，均为θ。
图3为DCM模式下的波形示意图；如图3所示，各参数的计算公式如下：
Iin=1/2×Ipk×（ton+toff）/（ton+toff+td）；
Vin=Vac×1.414；
Ipk=Vin×sinθ/L×ton0；
Iin=1/2×Vin×sinθ/L×ton0×（ton+toff）/（ton+toff+td）=1/2×Vin/L×ton0×(ton+toff）/（ton+toff+td）×sinθ；
DCM模式下Iin的计算公式增加了(ton+toff）/（ton+toff+td）项，即平均输入电流还受toff与td影响，不能完全跟随输入电压的相位，PF值有影响。
可见，对于CrM模式，Iin等于1/2Ipk，Iin会天然跟随输入电压相位，PF高；然而对于DCM模式，Iin等于1/2Ipk×（ton+toff）/（ton+toff+td），多了系数（ton+toff）/（ton+toff+td）干扰，PF值会受影响。为了消除该系数的影响，本申请实施例提供了一种***功率管的控制方法，应用于与***功率管的控制端连接的控制电路。图4为本申请实施例提供的一种***功率管的控制方法的流程图；如图4所示，该方法包括如下步骤：
S10：获取BOOST***中上一开关周期内电感电流由零增加到峰值的第一时长、电感电流由峰值减小到零的第二时长以及***功率管的延时时长。
其中，BOOST***在CrM模式下存在第一时长以及第二时长，在DCM模式下存在第一时长、第二时长以及延时时长。
S11：根据获取的第一时长、第二时长以及延时时长确定***功率管在当前开关周期内的导通时长。
其中，***功率管的导通时长Ton的确定公式为：Ton= ton0×（ton+toff+td）/（ton+toff）；ton为第一时长、toff为第二时长、td为延时时长、ton0为原始导通时长，原始导通时长由BOOST***的CV环确定，用于保证BOOST***输出电压恒定；延时时长不存在时取零。
S12：根据确定出的导通时长控制***功率管。
本申请通过优化输入电流的算法，使得无论是在CrM模式下还是在DCM模式下，输入电流都能够绝对地跟随输入电压的变化，***工作全程均保持一个高PF的调制效果。
由上文已知：
Iin=1/2×Vin×sinθ/L×ton0×（ton+toff）/（ton+toff+td）=1/2×Vin/L×ton0×(ton+toff）/（ton+toff+td）×sinθ；
其中ton0是受反应负载高低的Vcomp信号决定，记为ton0=K×Vcomp，本申请将原始导通时长ton0设置为由Vcomp信号决定的同时，再引入了（ton+toff+td）/(ton+toff）的系数项，将导通时长记为Ton，即：
Ton=K×Vcomp×(ton+toff+td)/(ton+toff)；
（注意这里ton、toff、td一般采用上一个周期采样得到的值，因为一个工频周期内，Vcomp几乎不变，所以可以近似认为上一个周期的ton、toff、td近似等于当前周期的值。）
代入Iin=1/2×Vin×sinθ/L×Ton×（ton+toff）/（ton+toff+td）；
即有Iin=1/2×Vin×sinθ/L×K×Vcomp=1/2×Vin/L×K×Vcomp×sinθ；
因为Vcomp在一个工频后期内几乎不变，Vin、L、K为常量，所以经过优化后，输入电流保持与输入电压幅值相位相同，均为θ。需要注意的是，Iin=1/2×Vin×sinθ/L×Ton×（ton+toff）/（ton+toff+td）；该公式本身也适用于CrM（td=0）。所以优化后的输入电流算法同时适用于CrM模式与DCM模式，***应用时不需要考虑工作模式的变化对PF的影响。
下面对本申请的思想进行说明，为了将Ton设置为由Vcomp信号决定的同时再引入（ton+toff+td）/(ton+toff）的系数项，对下面公式进行变形：
Ton=K×Vcomp×(ton+toff+td)/(ton+toff)；
Ton=K×Vcomp×（1+td/(ton+toff))；
Ton=K×Vcomp+K×Vcomp×td/(ton+toff)；
其中K×Vcomp是常规的由负载调节的Vcomp的值再产生相应的ton的算法，在这个基础上需要再增加一个K×Vcomp×td/(ton+toff)的项，即ton0×td/(ton+toff)项，记为tdelay。注意这里ton0是单独由Vcomp的值产生的，在一个工频周期内几乎保持不变，td、ton、toff则是采样上一个周期得到的。综上，优化算法后的Ton=ton0+tdelay。
下面以一具体的电路介绍如何得到上文中tdelay这个时间值。图5为本申请实施例提供的一种第一电压确定电路的电路结构图；如图5所示，第一电压确定电路包括第一电容C1、第一开关；第一开关的第一端接入预设充电电流Ich1；第一开关的第二端与第一电容C1的第一端连接；第一电容C1的第二端接地；第一开关闭合延时时长td后断开，以得到第一电容C1第一端的第一电压ΔV1。图6为本申请实施例提供的一种第二电压确定电路的电路结构图；如图6所示，第二电压确定电路包括第二电容C2、第二开关；第二开关的第一端接入预设充电电流Ich2；第二开关的第二端与第二电容C2的第一端连接；第二电容C2的第二端接地；第二开关闭合第三时长后断开，以得到第二电容C2第一端的第二电压ΔV2；其中，第三时长为第一时长ton以及第二时长toff之和。
为了得到td/ton+toff的值，先通过芯片采样得到td和ton+toff的值。然后用这两个时间和一个固定的电流源分别对两个电容充电，可以得到：
Ich1×td=C1×ΔV1；
Ich2×(ton+toff)=C2×ΔV2；
ΔV1=Ich1×td/C1；
ΔV2=Ich2×(ton+toff)/C2；
控制Ich1=Ich2，C1=C2；则ΔV1/ΔV2=td/(ton+toff)。
图7为本申请实施例提供的一种充电电流确定电路的电路结构图；如图7所示，充电电流确定电路包括运算放大器U1、第一MOS管M1、电流镜（图7只示出电流镜的一部分）、电阻R。运算放大器U1的同相输入端接入第一电压ΔV1以及第二电压ΔV2；运算放大器U1的反相输入端、第一MOS管M1的源极以及电阻R的第一端相互连接，电阻R的第二端接地；运算放大器的输出端与第一MOS管M1的栅极连接，第一MOS管M1的漏极与电流镜的输入端连接，以得到电流镜输出的第一充电电流Ich3以及第二充电电流Ich4。图8为本申请实施例提供的一种导通时长输出电路的电路结构图；如图8所示，导通时长输出电路包括第三开关、第四开关、第三电容C3、第四电容C4以及比较器U2（图8还示出电流镜的另一部分）。第三开关的第一端接入第一充电电流Ich3；第三开关的第二端、第三电容C3的第一端以及比较器U2的同相输入端相互连接；第三电容C3的第二端接地；第三开关闭合第一时长ton后断开，第三开关断开时第四开关闭合；第四开关的第一端接入第二充电电流Ich4；第四开关的第二端、第四电容C4的第一端以及比较器U2的反相输入端相互连接；第四电容C4的第二端接地；以便于比较器U2在第三开关闭合时起经过导通时长Ton后输出信号。
将ΔV1和ΔV2通过VtoI转换为电流Ich3和Ich4分别作为电容C3、C4的充电电流。即有：
Ich3=ΔV1/R；
Ich4=ΔV2/R；
在ton时间内让Ich3对C3充电，有Ich3×ton=C3×ΔV3，ΔV3=ΔV1/R×ton/C3。
使C3=C4，C3充电完毕后保持住该电压，再控制Ich4对C4充电，当C4上的电压ΔV4等于C3上电压值时，比较器翻转，把对C4的充电时间记为t_c4，有ΔV2/R×t_c4/C4=ΔV4=ΔV3=ΔV1/R×ton/C3。
即t_c4=ΔV1/ΔV2×ton=ton×td/(ton+toff)=tdelay；这样就得到了需要的tdelay时间，控制***在Ton=ton+tdelay时间内导通即可实现兼容CrM和DCM模式的高PF调制。
其中，Icharge（Ich）是电容充电电流，ΔV是电容电压变化量，t是电容充电时间，C是电容容值，有Ich×t=C×ΔV，所以当充电电流和电容容值固定后，电容电压变化量即是充电时间的反映。
两个电容有同样的电容容值和同样的电容电压变化量，对应的电容充电时间和充电电流的乘积也应该是相等的，所以当某一电容充电时间和充电电流的乘积确定后，另一个电容为了得到同样的电容容值和同样的电容电压变化量，另一电容的充电时间和充电电流的乘积也确定了，如果知道其充电电流那么其充电时间也可以确定。以上公式都是该***工作的基本原理是客观确定的，本申请是在该***工作已经客观确定的基本原理上，相比较于传统的控制方法采用了一种新的优化过的控制方式去更好适应该***使之维持高PF值。
本文示意的实现方式是利用电容充放电特性实现时间换电压和电压转电流再转时间的过程。其细节的实现方式不必拘泥一种形式，比如VtoI的设计可以复用一个运放也可以用两个运放，用两个运放的逻辑设计更简单但是增加了芯片面积。再比如容值相等的充电电容可以增加额外的控制逻辑电路复用为一个电容来获得更高的匹配精度，额外的控制逻辑电路会带来设计难度，但原理上是可行的。凡是利用电容充放电特性实现时间换电压和电压转电流再得到时间的设计方法应该都在本申请的保护范围内。
本申请实施例所提供的一种***功率管的控制方法，应用于与***功率管的控制端连接的控制电路。该方法先获取BOOST***在上一个开关周期中电感电流由零增加到峰值的第一时长、电感电流由峰值减小到零的第二时长以及***功率管的延时时长；其中，BOOST***在CrM模式下存在第一时长以及第二时长，在DCM模式下存在第一时长、第二时长以及延时时长。然后根据获取的第一时长、第二时长以及延时时长确定***功率管在当前开关周期内的导通时长，最后根据确定出的导通时长控制***功率管。其中，***功率管的导通时长Ton的确定公式为：Ton= ton0×（ton+toff+td）/（ton+toff）；ton为第一时长、toff为第二时长、td为延时时长、ton0为原始导通时长，原始导通时长由BOOST***的CV环确定，用于保证BOOST***输出电压恒定。通过上述公式确定出的Ton，不仅能够在CrM模式下保持高PF，还能在DCM模式下消除td的影响。因此，本方案通过优化输入电流的算法，使得无论是在CrM模式下还是在DCM模式下，输入电流都能够绝对地跟随输入电压的变化，***工作全程均保持一个高PF的调制效果。
本申请实施例提供的BOOST***中，控制电路与***功率管的控制端连接，以便于控制电路控制***功率管导通的时长。在实际应用时，上述步骤可通过具体的控制电路来实现，控制电路中包括用于根据获取的第一时长、第二时长以及延时时长确定***功率管在当前开关周期内的导通时长的导通时长确定电路。这里提供一种导通时长确定电路的具体结构，包括第一电压确定电路、第二电压确定电路、充电电流确定电路以及导通时长输出电路。第一电压确定电路用于确定与延时时长成正比的第一电压；第二电压确定电路用于确定与第一时长以及第二时长之和成正比的第二电压；充电电流确定电路分别与第一电压确定电路以及第二电压确定电路连接，用于将第一电压转换为第一充电电流，并将第二电压转换为第二充电电流；导通时长输出电路与充电电流确定电路连接，用于根据第一充电电流、第一时长以及第二充电电流确定***功率管在当前开关周期内的导通时长。
具体的，第一电压确定电路可参考图5所示结构，第二电压确定电路可参考图6所示结构，充电电流确定电路可参考图7所示结构，导通时长输出电路可参考图8所示结构。其中，充电电流确定电路的数量可以为一个或两个，若充电电流确定电路的数量为一个，即VtoI的设计复用一个运放，则第一电压以及第二电压接入同一个运算放大器的同相输入端，且同一时刻仅接入一个电压；电流镜包括第一输出端以及第二输出端；运算放大器的同相输入端接入第一电压时，电流镜的第一输出端输出第一充电电流；运算放大器的同相输入端接入第二电压时，电流镜的第二输出端输出第二充电电流；采用一个充电电流确定电路的方案可以节省硬件成本。若充电电流确定电路的数量为两个，分别对应第一电压以及第二电压，即VtoI的设计使用两个运放。则第一电压以及第二电压分别接入各自对应的运算放大器的同相输入端；第一电压对应的电流镜输出第一充电电流，第二电压对应的电流镜输出第二充电电流；采用两个充电电流确定电路的方案，控制逻辑更加简单。
以上对本申请所提供的一种BOOST***、***功率管的控制方法进行了详细介绍。说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请原理的前提下，还可以对本申请进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本申请的保护范围内。
还需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括上述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

Claims (10)

1.一种***功率管的控制方法，其特征在于，应用于与***功率管的控制端连接的控制电路，所述方法包括：
获取BOOST***中上一开关周期内电感电流由零增加到峰值的第一时长、电感电流由峰值减小到零的第二时长以及所述***功率管的延时时长；其中，BOOST***在CrM模式下存在所述第一时长以及所述第二时长，在DCM模式下存在所述第一时长、所述第二时长以及所述延时时长；所述延时时长不存在时取零；
根据获取的所述第一时长、所述第二时长以及所述延时时长确定所述***功率管在当前开关周期内的导通时长；其中，所述***功率管的所述导通时长Ton的确定公式为：Ton=ton0×（ton+toff+td）/（ton+toff）；ton为所述第一时长、toff为所述第二时长、td为所述延时时长、ton0为原始导通时长，所述原始导通时长由BOOST***的CV环确定，用于保证BOOST***输出电压恒定；
根据确定出的所述导通时长控制所述***功率管。
2.根据权利要求1所述的***功率管的控制方法，其特征在于，所述根据获取的所述第一时长、所述第二时长以及所述延时时长确定所述***功率管在当前开关周期内的导通时长包括：
确定与所述延时时长成正比的第一电压，并确定与所述第一时长以及所述第二时长之和成正比的第二电压；
将所述第一电压转换为第一充电电流，并将所述第二电压转换为第二充电电流；
根据所述第一充电电流、所述第一时长以及所述第二充电电流确定所述***功率管在当前开关周期内的所述导通时长。
3.一种BOOST***，其特征在于，包括控制电路以及***功率管；
所述控制电路与所述***功率管的控制端连接；
所述控制电路用于实现如权利要求1或2所述的***功率管的控制方法。
4.根据权利要求3所述的BOOST***，其特征在于，所述控制电路包括：导通时长确定电路；所述导通时长确定电路用于根据获取的第一时长、第二时长以及延时时长确定所述***功率管在当前开关周期内的导通时长；
所述导通时长确定电路包括：第一电压确定电路、第二电压确定电路、充电电流确定电路以及导通时长输出电路；
所述第一电压确定电路用于确定与所述延时时长成正比的第一电压；
所述第二电压确定电路用于确定与所述第一时长以及所述第二时长之和成正比的第二电压；
所述充电电流确定电路分别与所述第一电压确定电路以及所述第二电压确定电路连接，用于将所述第一电压转换为第一充电电流，并将所述第二电压转换为第二充电电流；
所述导通时长输出电路与所述充电电流确定电路连接，用于根据所述第一充电电流、所述第一时长以及所述第二充电电流确定所述***功率管在当前开关周期内的所述导通时长。
5.根据权利要求4所述的BOOST***，其特征在于，所述第一电压确定电路包括：第一电容、第一开关；
所述第一开关的第一端接入预设充电电流；
所述第一开关的第二端与所述第一电容的第一端连接；所述第一电容的第二端接地；
所述第一开关闭合所述延时时长后断开，以得到所述第一电容第一端的所述第一电压。
6.根据权利要求5所述的BOOST***，其特征在于，所述第二电压确定电路包括：第二电容、第二开关；
所述第二开关的第一端接入预设充电电流；
所述第二开关的第二端与所述第二电容的第一端连接；所述第二电容的第二端接地；
所述第二开关闭合第三时长后断开，以得到所述第二电容第一端的所述第二电压；其中，所述第三时长为所述第一时长以及所述第二时长之和。
7.根据权利要求6所述的BOOST***，其特征在于，所述充电电流确定电路包括：运算放大器、第一MOS管、电流镜、电阻；
所述运算放大器的同相输入端接入所述第一电压以及所述第二电压；
所述运算放大器的反相输入端、所述第一MOS管的源极以及所述电阻的第一端相互连接，所述电阻的第二端接地；
所述运算放大器的输出端与所述第一MOS管的栅极连接，所述第一MOS管的漏极与所述电流镜的输入端连接，以得到所述电流镜输出的所述第一充电电流以及所述第二充电电流。
8.根据权利要求7所述的BOOST***，其特征在于，所述充电电流确定电路的数量为一个；所述第一电压以及所述第二电压接入同一个所述运算放大器的同相输入端，且同一时刻仅接入一个电压；
所述电流镜包括第一输出端以及第二输出端；所述运算放大器的同相输入端接入所述第一电压时，所述电流镜的第一输出端输出所述第一充电电流；所述运算放大器的同相输入端接入所述第二电压时，所述电流镜的第二输出端输出所述第二充电电流。
9.根据权利要求7所述的BOOST***，其特征在于，所述充电电流确定电路的数量为两个，分别对应所述第一电压以及所述第二电压；所述第一电压以及所述第二电压分别接入各自对应的所述运算放大器的同相输入端；
所述第一电压对应的所述电流镜输出所述第一充电电流，所述第二电压对应的所述电流镜输出所述第二充电电流。
10.根据权利要求8或9所述的BOOST***，其特征在于，所述导通时长输出电路包括：第三开关、第四开关、第三电容、第四电容以及比较器；
所述第三开关的第一端接入所述第一充电电流；所述第三开关的第二端、所述第三电容的第一端以及所述比较器的同相输入端相互连接；所述第三电容的第二端接地；所述第三开关闭合所述第一时长后断开，所述第三开关断开时所述第四开关闭合；
所述第四开关的第一端接入所述第二充电电流；所述第四开关的第二端、所述第四电容的第一端以及所述比较器的反相输入端相互连接；所述第四电容的第二端接地；以便于所述比较器在所述第三开关闭合时起经过所述导通时长后输出信号。
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