CN117639046A - 一种用于单相储能pcs的控制方法及计算机存储介质 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种用于单相储能PCS的控制方法。该控制方法包括并网控制方法和离网控制方法，其中并网控制方法通过网侧电流控制和电容电压前馈控制，从而生成PCS并网模式下的调制信号。离网控制方法将逆变电压进行基波和谐波电压dq分量构造，并将构造结果执行电压外环控制以及将电感电流执行电流内环控制，从而生成PCS离网模式下的调制信号。本发明的控制方法通过将网侧电流和电容电压进行特殊形式的基波和各谐波dq分量构造，随后将构造结果进行求差、比例积分控制、正反Park变换、滤波等操作。最终，利用生成的PCS并网和离网模式下的调制信号来控制由IGBT器件组成的单相全桥，从而实现在电网并网和离线的情况下PCS可以输出高质量的电能。
Description
技术领域
本发明一般地涉及智能电网领域。更具体地，本发明涉及一种用于单相储能PCS的控制方法及计算机可读存储介质。
背景技术
微电网是一种将新能源发电***、本地负荷、电力电子电能变换装置和储能***相结合并与大电网连接的分散供能***。其可以实现分布式发电高效接入以及提升关键负荷供电的可靠性，其中储能***在微电网控制和能量管理中起到不可或缺的作用。由于微电网中微源具有惯性小、阻尼弱等特性，导致其抗干扰性能较弱；同时，微电网分布式能源的波动性和随机性也影响了***的安全可靠运行。因此，基于锂电池、超导储能和超级电容等储能装置通过功率变换***(PCS)可以实现微电网的功率平衡，从而弥补微电网的诸多缺陷，提高大规模风电和光伏等供电的安全性。
对于中小功率微电网***，以单相供电方式为主，并具有离网运行和并网运行两种工作模式。进一步地，在以储能为组网电源的微电网***，储能PCS可以根据电网运行情况在离网运行和并网运行两种模式之间切换。图1为单相储能PCS结构及工作原理图100，其包括电池、单相全桥变换器和电网/负载三部分。其中，单相全桥变换器包括直流侧滤波电容Cdc、4个IGBT器件(T1-T4)构成的单相全桥和LC滤波器。图1中Udc为电池电压，L1和C分别为逆变侧电感和逆变侧滤波电容，L2为电网侧电感，ug为电网电压，i1为电感L1的电流，i2为电感L2的电流，uab为逆变器侧电压，uc为滤波电容C的电压，S为模式选择开关。
由图1可以看出，在工作中，当电网正常时，开关S闭合，此时PCS工作在并网模式并为电网提供一定的有功和无功电流；与之相反地，当电网故障时，开关S断开，此时PCS工作在离网模式并为本地负载提供恒定的交流电压。然而，由于实际微电网***的交流电网存在较大的线路和变压器阻抗，因此在非线性负载下，畸变电流将使电网电压产生较大的谐波，从而影响PCS的并网电流质量。此外，由于微电网的本地负载可能是大型服务器和晶闸管整流器等非线性负载，因此会影响PCS的供电电压质量，从而降低本地负载的运行寿命。综上所述，目前的单相储能PCS在并网和离网两种工作模式下均面临较大的输出电能质量问题。
针对上述的单相储能PCS的电能质量控制问题，现有技术中主要有重复控制、多谐振控制和虚拟正交分量构造结合PI控制等方法。但是这些控制方法均存在一定缺陷。例如，对于重复控制方法，由于PCS反馈控制环路中的重复控制器中包含描述外部输入信号的数学模型，因此虽然其可以实现正弦信号的无差控制，进而提高PCS的电能质量，但是重复控制器的输出只在下一个基波周期才会产生作用，因此由于控制延时所带来的***动态性能下降一直是重复控制方法在PCS应用中的一大问题。对于多谐振控制方法，其虽然可以实现PCS控制环路某些特定频率的高增益，使该频率信号的跟踪误差降至零，但是如果被控信号频率发生变化，则会造成信号所在频率处的增益大幅下降，从而影响PCS的控制精度和稳定性。对于虚拟正交分量构造结合PI控制方法，其借鉴了三相变换器dq坐标系下PI控制无静差跟踪的特点，具有较好的控制性能，但是常用的虚拟正交分量构造一般采用微分或延时方法实现，这势必造成PCS***高频噪声放大或控制延时等问题，从而影响PCS的动态性能。
发明内容
为解决上述背景技术中的一个或多个问题，本发明提供了一种用于单相储能PCS的控制方法。由此，本发明的控制方法提出了对并网工作模式下的单相储能PCS和离网工作模式下的单相储能PCS分别进行并网模式控制和离网模式控制。其中，针对并网模式控制，本发明采用了网侧电流控制和电容电压前馈控制的技术手段；针对离网模式控制，本发明采用了将逆变电压进行基波和谐波电压dq分量构造，并执行电压外环控制以及将单相全桥变换器中的电感电流执行电流内环控制的技术手段。通过上述两个方面的控制，本发明的技术方案不仅完美地解决了各谐波对于单相储能PCS的影响，而且还增强了单相储能PCS对于参数变化的鲁棒性，从而保证了在并网或离网状态下***向负载输出安全稳定的电能。为此，本发明通过如下的多个实施例提供解决方案。
具体地，一方面本发明公开了一种用于单相储能PCS的控制方法，其中所述单相储能PCS包括电池、单相全桥变换器、电网和负载。所述控制方法包括并网控制方法和离网控制方法，其中所述并网控制方法包括网侧电流控制和电容电压前馈控制。所述网侧电流控制包括：将网侧电流进行基波和n次谐波电流dq分量构造，以便生成正、负序基波电流dq分量和正、负序n次谐波电流dq分量；以及将所述正、负序基波电流dq分量和正、负序n次谐波电流dq分量分别进行闭环控制，以便生成电流闭环控制输出信号。所述电容电压前馈控制包括：将所述单相全桥变换器中的电容电压进行加权和前馈处理；以及将经过所述加权和前馈处理的电容电压与所述电流闭环控制输出信号执行求差操作，以便生成所述单相储能PCS并网模式下的调制信号。所述离网控制方法包括：将逆变输出电压进行基波和n次谐波电压dq分量构造，以便生成正、负序基波电压dq分量和正、负序n次谐波电压dq分量；以及将所述正、负序基波和n次谐波电压dq分量执行电压外环控制，以便生成所述单相储能PCS离网模式下的调制信号。
在一个实施例中，所述将网侧电流进行基波和n次谐波电流dq分量构造包括：令网侧电流为α电流分量，0为β电流分量，将所述α电流分量和β电流分量合并为网侧电流αβ相量；将所述网侧电流αβ相量分别与第一叠加电流相量和第二叠加电流相量执行求差操作，以分别生成αβ坐标系的正、负序基波电流相量；将所述αβ坐标系的正、负序基波电流相量分别进行Park变换，以分别生成正、负序基波电流dq相量，并由所述正、负序基波电流dq相量获取所述正、负序基波电流dq分量；将所述正、负序基波电流dq相量分别进行低通滤波并分别进行反Park变换，以分别生成滤波后的αβ坐标系的正、负序基波电流相量。
将所述网侧电流αβ相量分别与第n叠加电流相量和第n+1叠加电流相量执行求差操作，以分别生成αβ坐标系的正、负序n次谐波电流相量；将所述αβ坐标系的正、负序n次谐波电流相量分别进行Park变换，以分别生成正、负序n次谐波电流dq相量，并由所述正、负序n次谐波电流dq相量获取所述正、负序n次谐波电流dq分量；以及将所述正、负序n次谐波电流dq相量分别进行低通滤波并分别进行反Park变换，以分别生成滤波后的αβ坐标系的正、负序n次谐波电流相量。
在另一个实施例中，将所述正、负序基波电流dq分量和正、负序n次谐波电流dq分量分别进行闭环控制包括：将正序基波电流d轴和q轴分量分别与第一d轴电流指令信号和第一q轴电流指令信号执行求差操作，以分别生成第一d轴电流差值信号和第一q轴电流差值信号；将所述第一d轴电流差值信号和第一q轴电流差值信号分别进行比例积分运算，以分别生成第一d轴电流控制信号和第一q轴电流控制信号；将所述第一d轴电流控制信号和第一q轴电流控制信号分别执行反Park变换，以分别生成第一电流α轴交流分量和第一电流β轴交流分量。
将负序基波电流d轴和q轴分量分别与第二d轴电流指令信号和第二q轴电流指令信号执行求差操作，以分别生成第二d轴电流差值信号和第二q轴电流差值信号；将所述第二d轴电流差值信号和第二q轴电流差值信号分别进行比例积分运算，以分别生成第二d轴电流控制信号和第二q轴电流控制信号；将所述第二d轴电流控制信号和第二q轴电流控制信号分别执行反Park变换，以分别生成第二电流α轴交流分量和第二电流β轴交流分量。
将正序n次谐波电流d轴分量和q轴分量分别与第n个d轴电流指令信号和第n个q轴电流指令信号执行求差操作，以分别生成第n个d轴电流差值信号和第n个q轴电流差值信号；将所述第n个d轴电流差值信号和第n个q轴电流差值信号分别进行比例积分运算，以分别生成第n个d轴电流控制信号和第n个q轴电流控制信号；将所述第n个d轴电流控制信号和第n个q轴电流控制信号分别执行反Park变换，以分别生成第n个电流α轴交流分量和第n个电流β轴交流分量。
将负序n次谐波电流d轴分量和q轴分量分别与第n+1个d轴电流指令信号和第n+1个q轴电流指令信号执行求差操作，以分别生成第n+1个d轴电流差值信号和第n+1个q轴电流差值信号；将所述第n+1个d轴电流差值信号和第n+1个q轴电流差值信号分别进行比例积分运算，以分别生成第n+1个d轴电流控制信号和第n+1个q轴电流控制信号；将所述第n+1个d轴电流控制信号和第n+1个q轴电流控制信号分别执行反Park变换，以分别生成第n+1个电流α轴交流分量和第n+1个电流β轴交流分量；以及将所述第一电流α轴交流分量、第二电流α轴交流分量、第n个电流α轴交流分量和第n+1个电流α轴交流分量执行求和操作，以便生成所述电流闭环控制输出信号。
在又一个实施例中，所述将逆变输出电压进行基波和n次谐波电压dq分量构造包括：令所述单相全桥变换器中的电容电压为α电压分量，0为β电压分量，将所述α电压分量和所述β电压分量合并为逆变电压αβ相量；将所述逆变电压αβ相量分别与第一叠加电压相量和第二叠加电压相量执行求差操作，以分别生成αβ坐标系的正、负序基波电压相量；将所述αβ坐标系的正、负序基波电压相量分别进行Park变换，以分别生成正、负序基波电压dq相量，并由所述正、负序基波电压dq相量获取所述正、负序基波电压dq分量；以及将所述正、负序基波电压dq相量分别进行低通滤波后再分别进行反Park变换，以分别生成滤波后的αβ坐标系的正、负序基波电压相量。
将所述逆变电压αβ相量分别与第n叠加电压相量和第n+1叠加电压相量执行求差操作，以分别生成αβ坐标系的正、负序n次谐波电压相量；将所述αβ坐标系的正、负序n次谐波电压相量分别进行Park变换，以分别生成正、负序n次谐波电压dq相量，并由所述正、负序n次谐波电压dq相量获取所述正、负序n次谐波电压dq分量；以及将所述正、负序n次谐波电压dq相量分别进行低通滤波后再分别进行反Park变换，以分别生成滤波后的αβ坐标系的正、负序n次谐波电压相量。
在一个实施例中，所述将正、负序基波和n次谐波电压dq分量执行电压外环控制包括：将正序基波电压d轴和q轴分量分别与第一d轴电压指令信号和第一q轴电压指令信号执行求差操作，以分别生成第一d轴电压差值信号和第一q轴电压差值信号；将所述第一d轴电压差值信号和第一q轴电压差值信号分别进行比例积分运算，以分别生成第一d轴电压控制信号和第一q轴电压控制信号；将所述第一d轴电压控制信号和第一q轴电压控制信号分别执行反Park变换，以分别生成第一电压α轴交流分量和第一电压β轴交流分量；将所述第一电压α轴交流分量与所述单相全桥变换器中的电感电流执行求差操作，并进行比例控制调节，以生成电感电流控制信号。
将负序基波电压d轴和q轴分量分别与第二d轴电压指令信号和第二q轴电压指令信号执行求差操作，以分别生成第二d轴电压差值信号和第二q轴电压差值信号；将所述第二d轴电压差值信号和第二q轴电压差值信号分别进行比例积分运算；以分别生成第二d轴电压控制信号和第二q轴电压控制信号；将所述第二d轴电压控制信号和第二q轴电压控制信号分别执行反Park变换，以分别生成第二电压α轴交流分量和第二电压β轴交流分量。
将正序n次谐波电压d轴分量和q轴分量分别与第n个d轴电压指令信号和第n个q轴电压指令信号执行求差操作，以分别生成第n个d轴电压差值信号和第n个q轴电压差值信号；将所述第n个d轴电压差值信号和第n个q轴电压差值信号分别进行比例积分运算，以分别生成第n个d轴电压控制信号和第n个q轴电压控制信号；将所述第n个d轴电压控制信号和第n个q轴电压控制信号分别执行反Park变换，以分别生成第n个电压α轴交流分量和第n个电压β轴交流分量。
将负序n次谐波电压d轴分量和q轴分量分别与第n+1个d轴电压指令信号和第n+1个q轴电压指令信号执行求差操作，以分别生成第n+1个d轴电压差值信号和第n+1个q轴电压差值信号；将所述第n+1个d轴电压差值信号和第n+1个q轴电压差值信号分别进行比例积分运算，以分别生成第n+1个d轴电压控制信号和第n+1个q轴电压控制信号；将所述第n+1个d轴电压控制信号和第n+1个q轴电压控制信号分别执行反Park变换，以分别生成第n+1个电压α轴交流分量和第n+1个电压β轴交流分量；以及将所述电感电流控制信号、第二电压α轴交流分量、第n个电压α轴交流分量和第n+1个电压α轴交流分量执行求和操作，以便生成所述单相储能PCS离网模式下的调制信号。
另一方面，本发明还公开了一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质上存储有用于控制单相储能PCS的程序指令，当所述程序指令由处理器执行时，使得其实现上述的用于单项储能PCS的控制方法。
通过上述多个实施例所描述的方案可以看出，本发明精心设计了网侧基波和各谐波电流电压dq分量的构造过程、网侧电流控制过程、电容电压前馈控制过程、电压外环控制过程以及电感电流执行电流内环控制过程。在这些控制过程中，本发明巧妙地将多个Park变换及反其变换、比例积分运算、解耦运算和滤波等过程进行结合，从而使得包含PCS的***在并网和离网状态下均可以输出高质量的电能，最终保证了负载设备安全稳定地工作。
附图说明
通过参考附图阅读下文的详细描述，可以更好地理解本发明的上述特征和优点，并且其众多目的、特征和优点对于本领域技术人员而言是显而易见的。下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可根据这些附图获取其他的附图，其中：
图1是示出单相储能PCS结构及工作原理图；
图2是示出根据本发明实施例的单相储能PCS结构及工作原理图；
图3是示出根据本发明实施例的用于单项储能PCS的控制方法的总体架构图；
图4是示出根据本发明实施例的网侧基波和n次谐波电流dq分量构造流程图；
图5是示出根据本发明实施例的网侧基波和n次谐波电流dq分量构造原理图；
图6是示出根据本发明实施例的将正、负序基波和n次谐波电流dq分量进行闭环控制的流程图；
图7是示出根据本发明实施例的单相储能PCS并网模式控制过程的原理图；
图8是示出根据本发明实施例的将逆变输出电压进行基波和n次谐波电压dq分量构造的流程图；
图9是示出根据本发明实施例的将逆变输出电压进行基波和n次谐波电压dq分量构造的原理图；
图10是示出根据本发明实施例的将正、负序基波和n次谐波电压dq分量执行电压外环控制过程的流程图；以及
图11是示出根据本发明实施例的单相储能PCS离网模式控制过程的原理图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获取的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
图2是示出根据本发明实施例的单相储能PCS结构及工作原理图200。图3是示出根据本发明实施例的用于单项储能PCS的控制方法的总体架构图300。可以理解的是，图2是在图1基础上进行的创造性改进，因此对于图1中的相关结构和信号的说明同样也适用于图2。还可以理解是，图3的总体架构图300是图2的工作原理图200的具体实施方式，并且为了更好地理解本发明的技术方案，图2中还绘出了包括直流电源和负载的应用场景，其中直流电源可以为风电、光伏和锂电等新能源电源，而负载则可以包括服务器、计算机和存储装置等用电设备。
在该应用场景中，单相储能PCS控制***可以由并网模式控制模块和离网模式控制模块组成。在工作过程中，一方面当电网正常时，开关S闭合，此时PCS进入并网工作模式，其输入信号由三部分组成：滤波电容电压uc、并网电流i2和电网电压ug的基波角频率ω，其中ω由电网电压锁相环电路PLL输出。进一步地，并网模式控制模块的输出信号为vr，该信号通过模式选择模块进行选择，并将其作为正弦脉冲宽度调制模块SPWM的输入信号v，再经过正弦脉冲宽度调制处理之后，最终输出用于控制4个IGBT器件(T1～T4))的驱动信号，从而实现并网模式下对PCS的控制。另一方面当电网故障时，开关S断开，此时PCS进入离网控制模式，其输入信号为滤波电容电压uc和滤波电感L1上的电流i1。进一步地，离网模式控制模块的输出信号为vs，该信号经模式选择模块进行选择，并将其作为正弦脉冲宽度调制模块SPWM的输入信号v，再经过正弦脉冲宽度调制处理之后，最终输出用于控制IGBT器件的驱动信号，从而实现离网模式下对PCS的控制。下面结合图3来分别描述本发明的并网控制模式和离网控制模式的控制方法的流程。
如图3所示，本发明的控制方法300在并网模式下采用电流源控制方式。该控制方法300还可以进一步包括网侧电流控制和电容电压前馈控制两部分。具体地，在网侧电流控制过程中，首先执行步骤S310。在该步骤处，将网侧电流进行基波和n次谐波电流dq分量构造，以便生成正、负序基波电流dq分量和正、负序n次谐波电流dq分量。接着，网侧电流控制过程执行步骤S320。在该步骤处，将上述正、负序基波电流dq分量和正、负序n次谐波电流dq分量分别进行闭环控制，以便生成电流闭环控制输出信号。与此同时，网侧电流控制过程还并行地执行步骤S330。在该步骤处，将单相全桥变换器中的电容电压进行加权和前馈处理。最终，网侧电流控制过程终止于步骤S340。在该步骤处，将经过步骤S330处理后的电容电压与经过步骤S320处理后的电流闭环控制输出信号执行求差操作，以便生成单相储能PCS并网模式下的调制信号。
进一步地，本发明的控制方法300在离网模式下采用电压源控制方式，其中单相全桥变换器中的电容电压即为逆变输出电压。具体地，在离网模式控制过程中，首先执行步骤S350。在该步骤处，将逆变输出电压进行基波和n次谐波电压dq分量构造，以便生成正、负序基波电压dq分量和正、负序n次谐波电压dq分量。接着，离网模式控制过程执行步骤S360。在该步骤处，将上述正、负序基波和n次谐波电压dq分量执行电压外环控制，以便生成所述单相储能PCS离网模式下的调制信号。另外在该步骤处，还可以包括将单相全桥变换器中的电感电流执行电流内环控制的过程。
图4是示出根据本发明实施例的网侧基波和n次谐波电流dq分量构造流程400图；图5是示出根据本发明实施例的网侧基波和n次谐波电流dq分量构造原理图500。可以理解的是，图4和图5均是描述本发明的单相储能PCS并网工作模式的控制方法，并且图5的原理图500是图4的构造流程400图的具体实施方式。下面结合图4和图5来描述本发明的控制方法在并网工作模式下的网侧基波和n次谐波电流dq分量构造的工作原理和流程。
如图4和图5所示，本发明的控制方法在并网工作模式下的网侧基波和n次谐波电流dq分量构造流程400开始于步骤S410。在该步骤处，令网侧电流为α电流分量，0为β电流分量，将所述α电流分量和β电流分量合并为网侧电流αβ相量。具体地，将网侧电流i2视为电流α分量iα，令正交分量iβ为0，进一步地，将iα和iβ合并为网侧电流αβ相量iαβ。接着，构造流程400执行网侧基波dq分量构造的过程，于是构造流程400执行步骤S420。在该步骤处，将网侧电流αβ相量分别与第一叠加电流相量和第二叠加电流相量执行求差操作，以分别生成αβ坐标系的正、负序基波电流相量。具体地，为了实现网侧正、负序基波电流分别与网侧负、正序基波和其他n次谐波电流的解耦，将iαβ分别与第一叠加电流相量信号和第二叠加电流相量信号/>作差，以分别生成αβ坐标系的正序基波电流相量iαβ1P和负序基波电流相量iαβ1N。
接下来，构造流程400执行步骤S421。在该步骤处，将αβ坐标系的正、负序基波电流相量分别进行Park变换，以分别生成正、负序基波电流dq相量，并由所述正、负序基波电流dq相量获取所述正、负序基波电流dq分量。具体地，将步骤S420生成的αβ坐标系的正序基波电流相量iαβ1P和负序基波电流相量iαβ1N分别进行旋转角频率为ω和-ω的Park变换处理，以分别生成dq坐标系的正序基波电流相量idq1P和dq坐标系的负序基波电流相量idq1N，其中正序基波电流相量idq1P可以拆分为正序基波电流d轴分量id1P和q轴分量iq1P，而负序基波电流相量idq1N则可拆分为负序基波电流d轴分量id1N和q轴分量iq1N。
随后，构造流程400前进到步骤S422。在该步骤处，将正、负序基波电流dq相量分别进行低通滤波并分别进行反Park变换，以分别生成滤波后的αβ坐标系的正、负序基波电流相量。具体地，将步骤S421生成的idq1P和idq1N分别经过低通滤波器F(s)滤波处理后，以分别获得滤波后的dq坐标系下的正序基波电流相量和负序基波电流相量/>随后再将和/>分别经旋转角频率为ω和-ω的反Park变换处理；最终分别获得滤波后的αβ坐标系下正序基波电流相量/>和负序基波电流相量/>
与上述生成正、负序基波电流dq分量类似地，为了进行n次谐波电流dq分量的构造，构造流程400同时执行步骤S430。在该步骤处，将网侧电流αβ相量分别与第n叠加电流相量和第n+1叠加电流相量执行求差操作，以分别生成αβ坐标系的正、负序n次谐波电流相量。具体地，为了实现网侧正、负序n次谐波电流与网侧正、负序基波和其他n次谐波电流的解耦，将iαβ分别与第n叠加电流相量信号和第n+1叠加电流相量信号/>作差，以分别生成αβ坐标系的正序n次谐波电流相量iαβnP和负序n次谐波电流相量iαβnN。
接下来，构造流程400执行步骤S431。在该步骤处，将所述αβ坐标系的正、负序n次谐波电流相量分别进行Park变换，以分别生成正、负序n次谐波电流dq相量，并由所述正、负序n次谐波电流dq相量获取所述正、负序n次谐波电流dq分量。具体地，将步骤S430生成的αβ坐标系的正序n次谐波电流相量iαβnP和负序n次谐波电流相量iαβnN分别进行旋转角频率为nω和-nω的Park变换处理，以分别生成dq坐标系的正序n次谐波电流相量idqnP和dq坐标系的负序n次谐波电流相量idqnN，其中正序n次谐波电流相量idqnP可以拆分为正序n次谐波电流d轴分量idnP和q轴分量iqnP，而负序n次谐波电流相量idqnN则可拆分为负序n次谐波电流d轴分量idnN和q轴分量iqnN。其中，n为大于等于3的自然数。
随后，构造流程400前进到步骤S432。在该步骤处，将正、负序n次谐波电流dq相量分别进行低通滤波并分别进行反Park变换，以分别生成滤波后的αβ坐标系的正、负序基波电流相量。具体地，将步骤S431生成的idqnP和idqnN分别经过低通滤波器F(s)进行滤波处理，以分别获得滤波后的dq坐标系下的正序n次谐波电流相量和负序n次谐波电流相量随后再将/>和/>分别经旋转角频率为nω和-nω的反Park变换处理；最终分别获得滤波后的αβ坐标系下正序n次谐波电流相量/>和负序n次谐波电流相量/>
由上述并网工作模式下的网侧基波和n次谐波电流dq分量构造过程可以看出，本发明巧妙设计了图5中各“支路”与“其他支路”的解耦过程，其中第一到第n+1叠加电流相量信号分别为其余各支路的输出之和，其中n为大于等于3的自然数。
图6是示出根据本发明实施例的将正、负序基波和n次谐波电流dq分量进行闭环控制的流程图；图7是示出根据本发明实施例的单相储能PCS并网模式控制过程的原理图。可以理解的是，图6和图7均是描述本发明的单相储能PCS并网工作模式的控制方法，并且图7的原理图700是图6的控制流程600图的具体实施方式。下面结合图6和图7来描述本发明的控制方法在并网工作模式下的将正、负序基波和n次谐波电流dq分量进行闭环控制的工作原理和流程。
如图6和图7所示，本发明的控制方法在并网工作模式下的将正、负序基波和n次谐波电流dq分量进行闭环控制可以包括：将正序基波电流dq分量进行闭环控制、将负序基波电流dq分量进行闭环控制、将正序n次谐波电流dq分量进行闭环控制和将负序n次谐波电流dq分量进行闭环控制4个过程。首先，对于正序基波电流dq分量进行闭环控制，本发明的控制流程600开始于步骤S610。在该步骤处，将正序基波电流d轴和q轴分量分别与第一d轴电流指令信号和第一q轴电流指令信号执行求差操作，以分别生成第一d轴电流差值信号和第一q轴电流差值信号。具体地，将步骤S421获得的id1P和iq1P作为网侧正序基波电流d轴分量和q轴分量控制环路的反馈信号，将其分别与第一d轴电流指令信号和第一q轴电流指令信号/>作差，以分别生成第一d轴电流差值信号和第一q轴电流差值信号，其中指令信号/>和/>由微电网***的能量管理单元提供。
接着，控制流程600执行步骤S611。在该步骤处，将第一d轴电流差值信号和第一q轴电流差值信号分别进行比例积分运算，以分别生成第一d轴电流控制信号和第一q轴电流控制信号。具体地，将第一d轴电流差值信号和第一q轴电流差值信号分别通过PI控制器Gd1P和Gq1P进行处理，以分别生成第一d轴电流控制信号vd1P和第一q轴电流控制信号vq1P。接下来，控制流程600前进到步骤S612。在该步骤处，将第一d轴电流控制信号和第一q轴电流控制信号分别执行反Park变换，以分别生成第一电流α轴交流分量和第一电流β轴交流分量。具体地，将步骤S611生成的vd1P和vq1P分别通过反Park变换模块dq/αβ进行反Park变换处理，从而分别生成第一电流α轴交流分量vα1P和第一电流β轴交流分量vβ1P，其中该反旋转变换的旋转角频率为ω。
基于相同的原理，关于将负序基波电流dq分量进行闭环控制的过程与上述过程类似。在此过程中控制流程600依次执行步骤S620、S621和S622。与上述过程不同之处在于，此时反旋转变换的旋转角频率为-ω，并且为了进行区分将各模块和信号进行了相应的编号。进一步地，为了消除并网电流的负序基波分量，可以将第二d轴电流指令信号和第二q电流指令信号轴/>均设置为0。关于二者相同的生成原理和流程，请详见前述，此处不再赘述。同理，关于将正、负n次谐波电流dq分量进行闭环控制的过程也与上述过程类似。在此过程中控制流程600分别依次执行步骤S630、S631、S632和步骤S640、S641、S642。与上述过程不同之处在于，此时反旋转变换的旋转角频率分别为nω和-nω，并且为了进行区分将各模块和信号进行了相应的编号。进一步地，为了消除网侧电流的正、负n次谐波分量，可以将第n个d轴电流指令信号/>第n个q轴电流指令信号/>第n+1个d轴电流指令信号/>第n+1个q轴电流指令信号/>均设置为0，其中n为大于等于3的自然数。关于二者相同的生成原理和流程，请详见前述，此处不再赘述。
最终，本发明的将正、负序基波和n次谐波电流dq分量进行闭环控制流程600终止于步骤S650。在该步骤处，将所述第一电流α轴交流分量、第二电流α轴交流分量、第n个电流α轴交流分量和第n+1个电流α轴交流分量执行求和操作，以便生成所述电流闭环控制输出信号。具体地，将步骤S612生成的第一电流α轴交流分量vα1P、步骤S622生成第二电流α轴交流分量vα1N、步骤S632生成的第n个电流α轴交流分量vαnP和步骤S642生成的第n+1个电流α轴交流分量vαnN执行求和操作，以便生成电流闭环控制输出信号vm。
图8是示出根据本发明实施例的将逆变输出电压进行基波和n次谐波电压dq分量构造的流程图；图9是示出根据本发明实施例的将逆变输出电压进行基波和n次谐波电压dq分量构造的原理图。可以理解的是，图8和图9均是描述本发明的单相储能PCS离网工作模式的控制方法，并且图9的原理图900是图8的流程800图的具体实施方式。下面结合图8和图9来描述本发明的控制方法在离网工作模式下的基波和n次谐波电压dq分量构造工作原理和流程。
如图8和图9所示，本发明的控制方法在离网工作模式下的基波和n次谐波电压dq分量构造流程800开始于步骤S810。在该步骤处，令单相全桥变换器中的电容电压为α电压分量，0为β电压分量，将α电压分量和β电压分量合并为逆变电压αβ相量。具体地，将逆变输出电压(即单相全桥变换器中的电容电压uc)视为电压α分量uα，令正交分量uβ为0，进一步地，将uα和uβ合并为逆变电压αβ相量uαβ。接着，构造流程800执行逆变输出基波电压dq分量构造的过程，于是构造流程800执行步骤S820。在该步骤处，将逆变电压αβ相量分别与第一叠加电压相量和第二叠加电压相量执行求差操作，以分别生成αβ坐标系的正、负序基波电压相量。具体地，为了实现逆变输出正、负序基波电压分别与负、正序基波和其他n次谐波电压的解耦，将uαβ分别与第一叠加电压相量信号和第二叠加电压相量信号/>作差，以分别生成αβ坐标系的正序基波电压相量uαβ1P和负序基波电压相量uαβ1N。
接下来，构造流程800执行步骤S821。在该步骤处，将αβ坐标系的正、负序基波电压相量分别进行Park变换，以分别生成正、负序基波电压dq相量，并由正、负序基波电压dq相量获取正、负序基波电压dq分量。具体地，将步骤S820生成的αβ坐标系的正序基波电压相量uαβ1P和负序基波电压相量uαβ1N分别进行旋转角频率为ω和-ω的Park变换处理，以分别生成dq坐标系的正序基波电压相量udq1P和dq坐标系的负序基波电压相量udq1N，其中正序基波电压相量udq1P可以拆分为正序基波电压d轴分量ud1P和q轴分量uq1P，而负序基波电压相量udq1N则可拆分为负序基波电压d轴分量ud1N和q轴分量uq1N。
随后，构造流程800前进到步骤S822。在该步骤处，将正、负序基波电压dq相量分别进行低通滤波后再分别进行反Park变换，以分别生成滤波后的αβ坐标系的正、负序基波电压相量。具体地，将步骤S821生成的udq1P和udq1N分别经过低通滤波器F(s)进行滤波处理，以分别获得滤波后的dq坐标系下的正序基波电压相量和负序基波电压相量/>随后再将/>和/>分别经旋转角频率为ω0和-ω0的反Park变换处理；最终分别获得滤波后的αβ坐标系下正序基波电压相量/>和负序基波电压相量/>
根据图8所示，构造流程800在执行步骤S820、S821、S822的同时还可以并行地执行步骤S830、S831、S832，以实现逆变输出正、负序n次谐波电压dq分量构造。该dq分量构造的过程与上述生成正、负序基波电压dq分量的过程类似。二者的不同之处在于：正、负序n次谐波电压dq分量构造的过程中反旋转变换的旋转角频率分别为±nω0，并且为了进行区分将各模块和信号进行了相应的编号。关于二者相同的生成原理和流程，详见前述，此处不再赘述。
由上述离网工作模式下的逆变输出基波电压和n次谐波电压dq分量构造过程可以看出，本发明巧妙设计了图9中各“支路”与“其他支路”的解耦过程，其中第一到第n+1叠加电压相量信号分别为其余各支路的输出之和，其中n为大于等于3的自然数。
图10是示出根据本发明实施例的将正、负序基波和n次谐波电压dq分量执行电压外环控制过程的流程图；图11是示出根据本发明实施例的单相储能PCS离网模式控制过程的原理图。可以理解的是，图11和图10均是描述本发明的单相储能PCS离网工作模式的控制方法，并且图11的原理图1100是图10的流程1000图的具体实施方式。下面结合图10和图11来描述本发明的控制方法在离网工作模式下的将正、负序基波和n次谐波电压dq分量执行电压外环控制过程的工作原理和流程。
如图10和图11所示，本发明的控制方法在离网工作模式下的将正、负序基波和n次谐波电压dq分量执行电压外环控制流程1000开始于步骤S1010。在该步骤处，将正序基波电压d轴和q轴分量分别与第一d轴电压指令信号和第一q轴电压指令信号执行求差操作，以分别生成第一d轴电压差值信号和第一q轴电压差值信号。具体地，将步骤S821获得的ud1P和uq1P分别作为逆变输出正序基波电压d轴分量和q轴分量控制环路的反馈信号，将其分别与第一d轴电压指令信号和第一q轴电压指令信号/>作差，以分别生成第一d轴电压差值信号和第一q轴电压差值信号，其中指令信号/>和/>由微电网***的能量管理单元提供，可设置/>Um是电压指令的幅值。
接着，控制流程1000执行步骤S1011。在该步骤处，将第一d轴电压差值信号和第一q轴电压差值信号分别进行比例积分运算，以分别生成第一d轴电压控制信号和第一q轴电压控制信号。具体地，将第一d轴电压差值信号和第一q轴电压差值信号分别通过PI控制器Wd1P和Wq1P进行处理，以分别生成第一d轴电压控制信号wd1P和第一q轴电压控制信号wq1P。接下来，控制流程1000前进到步骤S1012。在该步骤处，将第一d轴电压控制信号和第一q轴电压控制信号分别执行反Park变换，以分别生成第一电压α轴交流分量和第一电压β轴交流分量。具体地，将步骤S1011生成的wd1P和wq1P分别通过反Park变换模块dq/αβ进行反Park变换处理，从而分别生成第一电压α轴交流分量wα1P和第一电压β轴交流分量wβ1P，其中该反旋转变换的旋转角频率为ω0。
进一步地，控制流程1000执行步骤S1013。在该步骤处，将第一电压α轴交流分量与单相全桥变换器中的电感电流执行求差操作，并进行比例控制调节，以生成电感电流控制信号。具体地，首先将第一电压α轴交流分量wα1P作为控制环路的指令信号，并与单相全桥变换器中的电感L1的电流i1执行求差操作。随后将该求差操作的结果通过比例控制器CP进行调节，从而生成电感电流控制信号vα1。可以理解的是，步骤S1013也可以认为是将单相全桥变换器中的电感电流执行电流内环控制的过程。
根据图10所示，构造流程1000在执行步骤S1010的同时还可以并行地执行步骤S1020。在该步骤处，将负序基波电压d轴和q轴分量分别与第二d轴电压指令信号和第二q轴电压指令信号执行求差操作，以分别生成第二d轴电压差值信号和第二q轴电压差值信号。具体地，将步骤S821获得的ud1N和uq1N分别作为逆变输出负序基波电压d轴分量和q轴分量控制环路的反馈信号，将其分别与第二d轴电压指令信号和第二q轴电压指令信号/>作差，以分别生成第二d轴电压差值信号和第二q轴电压差值信号，其中指令信号/>和/>可以由微电网***的能量管理单元提供，并设置/>
接着，控制流程1000执行步骤S1021。在该步骤处，将所述第二d轴电压差值信号和第二q轴电压差值信号分别进行比例积分运算；以分别生成第二d轴电压控制信号和第二q轴电压控制信号。具体地，将第二d轴电压差值信号和第二q轴电压差值信号分别通过PI控制器Wd1N和Wq1N进行处理，以分别生成第二d轴电压控制信号wd1N和第二q轴电压控制信号wq1N。接下来，控制流程1000前进到步骤S1022。在该步骤处，将所述第二d轴电压控制信号和第二q轴电压控制信号分别执行反Park变换，以分别生成第二电压α轴交流分量和第二电压β轴交流分量。具体地，将步骤S1021生成的wd1N和wq1N分别通过反Park变换模块dq/αβ进行反Park变换处理，从而分别生成第二电压α轴交流分量wα1N和第二电压β轴交流分量wβ1N，其中该反旋转变换的旋转角频率为-ω0。
根据图10所示，构造流程1000在执行步骤S1120、S1121、S1122的同时还可以并行地执行步骤S1130、S1131、S1132和步骤S1140、S1141、S1142，以分别实现对正、负序n次谐波电压dq分量执行电压外环控制。其中，步骤S1130～S1132、步骤S1140～S1142与步骤S1120～S1122的原理和流程类似，此处不再赘述。其不同之处在于：步骤S1130～S1132中反旋转变换的旋转角频率为nω0，步骤S1140～S1142中反旋转变换的旋转角频率为-nω0，并且为了进行区分将各模块和信号进行了重新编号。另外，为了消除逆变输出电压的n次谐波，可以将指令信号和/>均设置为0。
最终，本发明的将正、负序基波和n次谐波电压dq分量执行电压外环控制过程的流程1000终止于步骤S1050。在该步骤处，将电感电流控制信号、第二电压α轴交流分量、第n个电压α轴交流分量和第n+1个电压α轴交流分量执行求和操作，以便生成单相储能PCS离网模式下的调制信号。具体地，将步骤S1013生成的电感电流控制信号vα1、步骤S1022生成的第二电压α轴交流分量wα1N、步骤S1032生成的第n个电压α轴交流分量wαnP和步骤S1042生成的第n+1个电压α轴交流分量wαnN执行求和操作，以便生成单相储能PCS离网模式下的调制信号vs。
基于上文的描述，可以理解的是本发明仅为了示例和简明的目的而描述了一种用于单相储能PCS的控制方法的简要步骤，但根据不同的应用场景，该单相储能PCS的控制方法还可以附加地包括其他的步骤。另外，基于上文的描述，本领域技术人员可以理解本发明的上述用于单相储能PCS的控制方法也可以通过硬件或软件指令来辅助完成。由此，当储能PCS的控制方法通过硬件来完成时，本发明也公开了一种新型的单相储能PCS，该PCS可以包括逆变桥、LC滤波器、网侧基波电流和各谐波电流dq分量构造模块、逆变输出基波电压和各谐波电压dq分量构造模块、并网模式控制模块、离网模式控制模块等。在这种新型单相储能PCS工作的过程中，本发明利用前述的控制方法来分别控制上述各模块和单元，从而实现该新型储能PCS向负载输出高质量的电能。另一方面，当储能PCS的控制方法通过软件来完成时，本发明还公开了一种计算机可读存储介质，其上存储有用于控制单相储能PCS的程序指令，当所述程序指令由处理器执行时，使得其实现本发明前述的用于单相储能PCS的控制方法。
应当理解，当本发明的权利要求、说明书及附图使用术语“第一”、“第二”、“第三”和“第四”等时，其仅是用于区别不同对象，而不是用于描述特定顺序。本发明的说明书和权利要求书中使用的术语“包括”和“包含”指示所描述特征、整体、步骤、操作、元素和/或组件的存在，但并不排除一个或多个其它特征、整体、步骤、操作、元素、组件和/或其集合的存在或添加。
还应当理解，在此本发明说明书中所使用的术语仅仅是出于描述特定实施例的目的，而并不意在限定本发明。如在本发明说明书和权利要求书中所使用的那样，除非上下文清楚地指明其它情况，否则单数形式的“一”、“一个”及“该”意在包括复数形式。还应当进一步理解，在本发明说明书和权利要求书中使用的术语“和/或”是指相关联列出的项中的一个或多个的任何组合以及所有可能组合，并且包括这些组合。
如在本说明书和权利要求书中所使用的那样，术语“如果”可以依据上下文被解释为“当...时”或“一旦”或“响应于确定”或“响应于检测到”。类似地，短语“如果确定”或“如果检测到[所描述条件或事件]”可以依据上下文被解释为意指“一旦确定”或“响应于确定”或“一旦检测到[所描述条件或事件]”或“响应于检测到[所描述条件或事件]”。
虽然本发明的实施方式如上，但所述内容只是为便于理解本发明而采用的实施例，并非用以限定本发明的范围和应用场景。任何本发明所述技术领域内的技术人员，在不脱离本发明所揭露的精神和范围的前提下，可以在实施的形式上及细节上作任何的修改与变化，但本发明的专利保护范围，仍须以所附的权利要求书所界定的范围为准。
Claims (6)
1.一种用于单相储能PCS的控制方法，其中所述单相储能PCS包括电池、单相全桥变换器、电网和负载，其特征在于，所述控制方法包括并网控制方法和离网控制方法，其中
所述并网控制方法包括网侧电流控制和电容电压前馈控制，其中
所述网侧电流控制包括：
将网侧电流进行基波和n次谐波电流dq分量构造，以便生成正、负序基波电流dq分量和正、负序n次谐波电流dq分量；以及
将所述正、负序基波电流dq分量和正、负序n次谐波电流dq分量分别进行闭环控制，以便生成电流闭环控制输出信号；
所述电容电压前馈控制包括：
将所述单相全桥变换器中的电容电压进行加权和前馈处理；以及
将经过所述加权和前馈处理的电容电压与所述电流闭环控制输出信号执行求差操作，以便生成所述单相储能PCS并网模式下的调制信号；
所述离网控制方法包括：
将逆变输出电压进行基波和n次谐波电压dq分量构造，以便生成正、负序基波电压dq分量和正、负序n次谐波电压dq分量；以及
将所述正、负序基波和n次谐波电压dq分量执行电压外环控制，以便生成所述单相储能PCS离网模式下的调制信号。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述将网侧电流进行基波和n次谐波电流dq分量构造包括：
令网侧电流为α电流分量，0为β电流分量，将所述α电流分量和β电流分量合并为网侧电流αβ相量；
将所述网侧电流αβ相量分别与第一叠加电流相量和第二叠加电流相量执行求差操作，以分别生成αβ坐标系的正、负序基波电流相量；
将所述αβ坐标系的正、负序基波电流相量分别进行Park变换，以分别生成正、负序基波电流dq相量，并由所述正、负序基波电流dq相量获取所述正、负序基波电流dq分量；
将所述正、负序基波电流dq相量分别进行低通滤波并分别进行反Park变换，以分别生成滤波后的αβ坐标系的正、负序基波电流相量；以及
将所述网侧电流αβ相量分别与第n叠加电流相量和第n+1叠加电流相量执行求差操作，以分别生成αβ坐标系的正、负序n次谐波电流相量；
将所述αβ坐标系的正、负序n次谐波电流相量分别进行Park变换，以分别生成正、负序n次谐波电流dq相量，并由所述正、负序n次谐波电流dq相量获取所述正、负序n次谐波电流dq分量；以及
将所述正、负序n次谐波电流dq相量分别进行低通滤波并分别进行反Park变换，以分别生成滤波后的αβ坐标系的正、负序n次谐波电流相量。
3.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，将所述正、负序基波电流dq分量和正、负序n次谐波电流dq分量分别进行闭环控制包括：
将正序基波电流d轴和q轴分量分别与第一d轴电流指令信号和第一q轴电流指令信号执行求差操作，以分别生成第一d轴电流差值信号和第一q轴电流差值信号；
将所述第一d轴电流差值信号和第一q轴电流差值信号分别进行比例积分运算，以分别生成第一d轴电流控制信号和第一q轴电流控制信号；
将所述第一d轴电流控制信号和第一q轴电流控制信号分别执行反Park变换，以分别生成第一电流α轴交流分量和第一电流β轴交流分量；
将负序基波电流d轴和q轴分量分别与第二d轴电流指令信号和第二q轴电流指令信号执行求差操作，以分别生成第二d轴电流差值信号和第二q轴电流差值信号；
将所述第二d轴电流差值信号和第二q轴电流差值信号分别进行比例积分运算，以分别生成第二d轴电流控制信号和第二q轴电流控制信号；
将所述第二d轴电流控制信号和第二q轴电流控制信号分别执行反Park变换，以分别生成第二电流α轴交流分量和第二电流β轴交流分量；
将正序n次谐波电流d轴分量和q轴分量分别与第n个d轴电流指令信号和第n个q轴电流指令信号执行求差操作，以分别生成第n个d轴电流差值信号和第n个q轴电流差值信号；
将所述第n个d轴电流差值信号和第n个q轴电流差值信号分别进行比例积分运算，以分别生成第n个d轴电流控制信号和第n个q轴电流控制信号；
将所述第n个d轴电流控制信号和第n个q轴电流控制信号分别执行反Park变换，以分别生成第n个电流α轴交流分量和第n个电流β轴交流分量；
将负序n次谐波电流d轴分量和q轴分量分别与第n+1个d轴电流指令信号和第n+1个q轴电流指令信号执行求差操作，以分别生成第n+1个d轴电流差值信号和第n+1个q轴电流差值信号；
将所述第n+1个d轴电流差值信号和第n+1个q轴电流差值信号分别进行比例积分运算，以分别生成第n+1个d轴电流控制信号和第n+1个q轴电流控制信号；
将所述第n+1个d轴电流控制信号和第n+1个q轴电流控制信号分别执行反Park变换，以分别生成第n+1个电流α轴交流分量和第n+1个电流β轴交流分量；以及
将所述第一电流α轴交流分量、第二电流α轴交流分量、第n个电流α轴交流分量和第n+1个电流α轴交流分量执行求和操作，以便生成所述电流闭环控制输出信号。
4.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述将逆变输出电压进行基波和n次谐波电压dq分量构造包括：
令所述单相全桥变换器中的电容电压为α电压分量，0为β电压分量，将所述α电压分量和所述β电压分量合并为逆变电压αβ相量；
将所述逆变电压αβ相量分别与第一叠加电压相量和第二叠加电压相量执行求差操作，以分别生成αβ坐标系的正、负序基波电压相量；
将所述αβ坐标系的正、负序基波电压相量分别进行Park变换，以分别生成正、负序基波电压dq相量，并由所述正、负序基波电压dq相量获取所述正、负序基波电压dq分量；以及
将所述正、负序基波电压dq相量分别进行低通滤波后再分别进行反Park变换，以分别生成滤波后的αβ坐标系的正、负序基波电压相量；以及
将所述逆变电压αβ相量分别与第n叠加电压相量和第n+1叠加电压相量执行求差操作，以分别生成αβ坐标系的正、负序n次谐波电压相量；
将所述αβ坐标系的正、负序n次谐波电压相量分别进行Park变换，以分别生成正、负序n次谐波电压dq相量，并由所述正、负序n次谐波电压dq相量获取所述正、负序n次谐波电压dq分量；以及
将所述正、负序n次谐波电压dq相量分别进行低通滤波后再分别进行反Park变换，以分别生成滤波后的αβ坐标系的正、负序n次谐波电压相量。
5.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述将正、负序基波和n次谐波电压dq分量执行电压外环控制包括：
将正序基波电压d轴和q轴分量分别与第一d轴电压指令信号和第一q轴电压指令信号执行求差操作，以分别生成第一d轴电压差值信号和第一q轴电压差值信号；
将所述第一d轴电压差值信号和第一q轴电压差值信号分别进行比例积分运算，以分别生成第一d轴电压控制信号和第一q轴电压控制信号；
将所述第一d轴电压控制信号和第一q轴电压控制信号分别执行反Park变换，以分别生成第一电压α轴交流分量和第一电压β轴交流分量；
将所述第一电压α轴交流分量与所述单相全桥变换器中的电感电流执行求差操作，并进行比例控制调节，以生成电感电流控制信号；以及
将负序基波电压d轴和q轴分量分别与第二d轴电压指令信号和第二q轴电压指令信号执行求差操作，以分别生成第二d轴电压差值信号和第二q轴电压差值信号；
将所述第二d轴电压差值信号和第二q轴电压差值信号分别进行比例积分运算；以分别生成第二d轴电压控制信号和第二q轴电压控制信号；
将所述第二d轴电压控制信号和第二q轴电压控制信号分别执行反Park变换，以分别生成第二电压α轴交流分量和第二电压β轴交流分量；以及
将正序n次谐波电压d轴分量和q轴分量分别与第n个d轴电压指令信号和第n个q轴电压指令信号执行求差操作，以分别生成第n个d轴电压差值信号和第n个q轴电压差值信号；
将所述第n个d轴电压差值信号和第n个q轴电压差值信号分别进行比例积分运算，以分别生成第n个d轴电压控制信号和第n个q轴电压控制信号；
将所述第n个d轴电压控制信号和第n个q轴电压控制信号分别执行反Park变换，以分别生成第n个电压α轴交流分量和第n个电压β轴交流分量；以及
将负序n次谐波电压d轴分量和q轴分量分别与第n+1个d轴电压指令信号和第n+1个q轴电压指令信号执行求差操作，以分别生成第n+1个d轴电压差值信号和第n+1个q轴电压差值信号；
将所述第n+1个d轴电压差值信号和第n+1个q轴电压差值信号分别进行比例积分运算，以分别生成第n+1个d轴电压控制信号和第n+1个q轴电压控制信号；
将所述第n+1个d轴电压控制信号和第n+1个q轴电压控制信号分别执行反Park变换，以分别生成第n+1个电压α轴交流分量和第n+1个电压β轴交流分量；以及
将所述电感电流控制信号、第二电压α轴交流分量、第n个电压α轴交流分量和第n+1个电压α轴交流分量执行求和操作，以便生成所述单相储能PCS离网模式下的调制信号。
6.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质上存储有用于控制单相储能PCS的程序指令，当所述程序指令由处理器执行时，使得其实现根据权利要求1-5中任意一项所述的控制方法。
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2023
- 2023-11-28 CN CN202311638874.5A patent/CN117639046B/zh active Active
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| Publication number | Publication date |
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