CN117525880A - 一种应用于多天线单元互耦抑制的耦合谐振器去耦网络 - Google Patents
一种应用于多天线单元互耦抑制的耦合谐振器去耦网络 Download PDFInfo
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Abstract
本发明公开一种应用于多天线单元互耦抑制的耦合谐振器去耦网络，包括：辐射天线阵列、截特性阻抗与天线端口阻抗相同的传输线结构、寄生结构、四端口CRDN结构和单枝节匹配网络；辐射天线阵列和寄生结构印刷在第一介质基板上；传输线结构、四端口CRDN结构以及单枝节匹配网络印刷在第二介质基板上；通过同时控制传输线结构与寄生结构的尺寸，将辐射天线的互导纳的实部在预定频段内转换为0，并且在预定频段内四端口CRDN结构的互导纳的虚部能够与辐射天线的互导纳的虚部相互抵消，实现对辐射天线之间不同耦合的抑制。采用本发明技术方案，不需要占用太大的体积，能够适用于紧密放置的天线阵列的耦合抑制；并且没有增加天线的剖面高度。
Description
技术领域
本发明属于天线技术领域，尤其涉及一种应用于多天线单元互耦抑制的耦合谐振器去耦网络。
背景技术
MIMO(Multiple-Input Multiple-Output，多输入多输出)天线***具有显著增加无线通信***信道容量的能力。然而，多天线***目前正朝着小型化和集成化的方向发展，这意味着越来越多的天线将被集成到体积越来越紧凑的设备中，这样不可避免地会拉近天线的物理距离，使得天线之间存在较强的耦合。天线之间的耦合会使得多天线***的各种关键参数，例如增益、效率等显著降低。
对于多天线单元之间的耦合抑制问题，有很多去耦方法被提出，常见的去耦方法有电磁带隙结构(Electromagnetic Band-gap,EBG)，超材料覆层或者去耦网络等结构。然而，EBG结构由于需要周期性排布于天线单元之间，通常需要占用较大的体积，因此不适用于抑制具有紧密放置的天线之间的耦合。超材料覆层通常被放置在天线上方一定高度处，这种方法以增加天线的剖面高度为代价实现了良好的去耦性能。此外，去耦网络由于具有清晰的设计理论和较低的剖面高度而备受关注，但是目前大多数的去耦网络仅能抑制两个天线之间的耦合。
现有技术中，存在如下不足：对于多天线单元之间的耦合抑制问题，在考虑不占用较大的体积并且不增加天线剖面高度的前提下，可采取去耦网络的方法。然而，目前大多数的去耦网络仅能抑制两个天线之间的耦合。当天线的数量增加时，天线之间会存在多条耦合路径，因此，需要针对不同的耦合路径采用针对性的去耦网络，这样会使得去耦网络设计的难度和复杂度增加。
发明内容
本发明要解决的技术为问题是，提供一种应用于多天线单元互耦抑制的耦合谐振器去耦网络，不需要占用太大的体积，能够适用于紧密放置的天线阵列的耦合抑制；并且没有增加天线的剖面高度。
为实现上述目的，本发明采用如下的技术方案：
一种应用于多天线单元互耦抑制的耦合谐振器去耦网络，包括：辐射天线阵列、截特性阻抗与天线端口阻抗相同的传输线结构、寄生结构、四端口CRDN结构和单枝节匹配网络；
所述辐射天线阵列和寄生结构印刷在第一介质基板上；
所述传输线结构、所述四端口CRDN结构以及所述单枝节匹配网络印刷在第二介质基板上；
通过同时控制传输线结构与寄生结构的尺寸，将辐射天线的互导纳的实部在预定频段内转换为0，并且在预定频段内四端口CRDN结构的互导纳的虚部能够与辐射天线的互导纳的虚部相互抵消，实现对所述辐射天线之间不同耦合的抑制。通过单枝节匹配网络能够更进一步优化辐射天线的匹配带宽。
作为优选，所述辐射天线阵列包含四个辐射天线，分别沿着第一方向和第二方向间隔排列，构成2×2天线阵列。所述第一辐射天线具有与第二方向呈+45°的极化方向，第二辐射天线与第一辐射天线关于第一方向中心对称，第三辐射天线和第三辐射天线与第一辐射天线和第二辐射天线关于第二方向中心对称。
作为优选，任意相邻两个辐射天线的几何中心的距离为0.35λ0，λ0为辐射天线工作在中心频率3.5GHz时，电磁波在真空中的波长。
作为优选，辐射天线之间存在共极化耦合和交叉极化耦合，分别在-10dB和-15.6dB左右。
作为优选，所述辐射天线之间存在对角互导纳和邻边互导纳。
作为优选，所述辐射天线阵列还包括：馈电柱；所述馈电柱的一端与辐射天线连接，穿过第一介质基板，另一端与特性阻抗与天线端口阻抗相同的传输线相连。
作为优选，所述四端口CRDN结构由四个紧密放置的并且相同的方形开口谐振器构成，通过控制谐振器开槽的位置，得到所期望的互导纳的虚部值。
作为优选，相邻的辐射天线中心到中心的间距为D，辐射天线的长度为LR，辐射天线的馈电位置5距离边缘的长度为LD；寄生单元的长度为LP，宽度为WP；引入的传输线的长度总和为LF1+LF2+LF3；在四端口CRDN结构中，开口谐振器的长度为LC，宽度为WC，谐振器开槽的位置距离其中心的偏移距离为LS，谐振器开槽部分的长度为G3；沿着第一方向和第二方向，开口谐振器之间的间隙分别为G2和G1；具体对应的参数如下：
D＝30mm,LR＝12.2mm,LD＝7.1mm,LP＝27mm,WP＝2mm,LF1＝1.3mm,LF2＝4.1mm,LF3＝8.6m
m,LC＝4.2mm,WC＝0.3mm,G1＝0.2mm,G2＝0.1mm,LS＝0.8mm,G3＝0.15mm。
本发明包括辐射天线阵列、一截特性阻抗与天线端口阻抗相同的传输线结构、寄生结构、四端口CRDN结构和单枝节匹配网络；辐射天线阵列包括四个辐射天线，其中至少存在两种不同类型的耦合；传输线结构与寄生结构共同作用，用于使得辐射天线之间的两种不同的互导纳的实部在一定的频段内均接近0；四端口CRDN结构用于提供至少两种不同的互导纳的虚部，用于与辐射天线之间不同的互导纳的虚部相互抵消；通过这样设计，能够使得四个辐射天线之间的两种不同类型的互导纳的实部和虚部均接近于零，从而实现耦合的降低；单枝节匹配网络用于进一步拓展天线的匹配带宽；该天线的设计工艺简单，成本较低，结构稳定，加工技术成熟，适合大规模量产；同时，本发明在有限的空间内提升了天线之间的隔离度，适用于紧凑型多天线去耦***，且具有低剖面性和可拓展性，可推广至不同的天线类型以及其他频段。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例的技术方案，下面将对实施例的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅涉及本申请的一些实施例，而非对本申请的限制。
图1是本发明实施例中应用于多天线单元互耦抑制的耦合谐振器去耦网络的立体示意图；
图2是图1所示结构在俯视方向的透视示意图；
图3是图1所示结构在俯视方向第一介质基板示意图；
图4是图1所示结构在俯视方向第二介质基板示意图以及四端口CRDN局部放大图；
图5是对比例辐射天线阵列(参考天线阵列)的立体示意图；
图6是在图5对比例天线阵列基础上引入传输线和寄生单元结构后的天线的立体示意图；
图7是图6所示结构在俯视方向示意图，分别为在第一介质基板和第二介质基板俯视示意图；
图8是本申请实施例中的辐射天线阵列与图5对比例中的参考天线阵列的反射系数对比图，其中，“去耦前”对应对比例，“去耦后”对应本申请实施例；
图9是本申请实施例中的辐射天线阵列与图5对比例中的参考天线阵列的隔离度对比图，其中，“去耦前”对应对比例，“去耦后”对应本申请实施例；
图10是图5对比例中的参考天线阵列与图6中天线的互导纳的实部对比图，其中，对应对比例，/>对应在对比例的基础上仅引入一截特性阻抗与天线端口相等的传输线结构，/>对应图6所示的天线，即在对比例的基础上引入传输线与寄生单元两种结构，下角标12表示1端口和2端口之间，14表示1端口和4端口之间；
图11是图6所示的天线与图4中四端口CRDN分别所对应的三种不同的互导纳的虚部大小，其中，对应图6所示天线的端口1和端口2之间的互导纳，/>对应图4所示的四端口CRDN中的端口1和端口2之间的互导纳，其他下角标13表示1端口和3端口之间，14表示1端口和4端口之间；
图12是本申请实施例中的辐射天线阵列与图5对比例中的参考天线阵列在3.5GHz频点处的辐射方向图对比图，其中，“去耦前”对应对比例，“去耦后”对应本申请实施例；
图13是本申请实施例中的辐射天线阵列与图5对比例中的参考天线阵列的总效率对比图，其中，“去耦前”对应对比例，“去耦后”对应本申请实施例；
图14是本申请实施例中的辐射天线阵列与图5对比例中的参考天线阵列的ECC对比图，其中，“去耦前”对应对比例，“去耦后”对应本申请实施例；
其中，F1-第一方向，F2-第二方向；
1-第一辐射天线，2-第二辐射天线，3-第三辐射天线，4-第四辐射天线，5-第一辐射天线的馈电位置，6-金属地层，7-寄生结构，8-截特性阻抗与天线特性阻抗相同传输线结构，9-四端口CRDN结构，10-单枝节匹配网络，11-第一介质基板,12-第二介质基板。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
实施例1：
如图1至图4所示，本发明实施例提供一种用于多天线单元互耦抑制的耦合谐振器去耦网络，包括：自上而下的第一金属层、第一介质基板11、第二介质基板12和金属地层6。
第一金属层包括：辐射天线阵列与寄生结构7，其中，
辐射天线阵列包括：四个紧密放置的辐射天线，这里以简单的贴片天线为例。更具体地，四个辐射天线分别沿着第一方向和第二方向间隔排列，所述第一辐射天线1具有与第二方向呈+45°的极化方向，所述第二辐射天线2与所述辐射天线1关于第一方向中心对称，所述第三、四辐射天线3、4与所述第一、第二辐射天线1、2关于第二方向中心对称。任意相邻两个辐射天线的几何中心的距离为0.35λ0，λ0为辐射天线工作在中心频率3.5GHz时，电磁波在真空中的波长。寄生结构7包括四个寄生单元，其均排布在辐射天线附近。
进一步，辐射天线之间存在共极化耦合和交叉极化耦合，分别在-10dB和-15.6dB左右；其中，第一辐射天线1和第四辐射天线4之间的耦合S14为共极化耦合，第二辐射天线2和第三辐射天线3之间的耦合S23为共极化耦合；第一辐射天线1和第二辐射天线之间2的耦合S12为交叉极化耦合，第三辐射天线3和第四辐射天线4之间的耦合S34为交叉极化耦合，第一辐射天线1和第三辐射天线3之间的耦合S13为交叉极化耦合，第二辐射天线2和第四辐射天线4之间的耦合S24为交叉极化耦合。
进一步，所述辐射天线之间存在对角互导纳和邻边互导纳；其中，第一辐射天线1和第四辐射天线4之间的互导纳S14为对角互导纳，第二辐射天线2和第三辐射天线3之间的互导纳S23为对角互导纳；第一辐射天线1和第二辐射天线之间2的互导纳S12为邻边互导纳，第三辐射天线3和第四辐射天线4之间的互导纳S34为邻边互导纳，第一辐射天线1和第三辐射天线3之间的互导纳S13为邻边互导纳，第二辐射天线2和第四辐射天线4之间的互导纳S24为邻边互导纳。
第二金属层包括：传输线结构8、四端口CRDN结构9与单枝节匹配网络10；其中，传输线结构8即在四个辐射天线端口均串联一段特性阻抗与天线的端口阻抗相同的传输线。四端口CRDN结构9包括四个相同的紧密放置的方形开口谐振器。
进一步，所述辐射天线阵列还包括：馈电柱；所述馈电柱的一端与辐射天线连接，穿过第一介质基板，另一端与特性阻抗与天线端口阻抗相同的传输线相连。
金属地层6可以是金属片，并可以供测试接头焊接，测试接头用于连接天线测试设备。
第一介质基板采用的PCB板材为Rogers4350基板，厚度为4.5mm，介电常数为3.66。第二介质基板采用的PCB板材也为Rogers4350基板，厚度为0.508mm。前述的第一金属层印刷在第一介质基板上层11，第二金属层与金属地层6分别印刷在第二介质基板12的上层和下层。
在本发明实施例中，如图1和2所示，由于四端口CRDN结构9的互导纳是纯虚数，因此，若要实现去耦合，必须通过其他的方式首先使得辐射天线的互导纳的实部在所需要的频段内接近0。这里采用在四个辐射天线的端口串入一段传输线，同时在四个辐射天线附近引入寄生结构的方式，将辐射天线的互导纳的实部在所需要的频段内转换到0附近。接着，通过设计四端口CRDN结构9，实现与辐射天线的互导纳的虚部相互抵消。同时，为了进一步扩展天线的匹配带宽，设计了单枝节匹配网络10。
在具体的实施过程中，如图3和4所示，所述相邻的辐射天线中心到中心的间距为D，辐射天线的长度为LR，辐射天线的馈电位置距离边缘的长度为LD。寄生单元的长度为LP，宽度为WP。引入的传输线的长度总和为LF1+LF2+LF3。在四端口CRDN结构中，开口谐振器的长度为LC，宽度为WC，谐振器开槽的位置距离其中心的偏移距离为LS，谐振器开槽部分的长度为G3。同时，沿着第一方向和第二方向，开口谐振器之间的间隙分别为G2和G1。具体对应的参数如下：
D＝30,LR＝12.2,LD＝7.1,LP＝27,WP＝2,LF1＝1.3,LF2＝4.1,LF3＝8.6,LC＝4.2,WC＝0.3,
G1＝0.2,G2＝0.1,LS＝0.8,G3＝0.15(单位：毫米)。
作为对比，图5给出了仅包含辐射天线阵列的立体结构图，将其作为对比例中的参考天线阵列。同时，在图5的基础上，图6和图7给出了引入传输线和寄生结构后的天线的立体结构图和俯视图。同时，在图7中，所引入的传输线的长度LF与图4中的传输线LF1，LF2，LF3三者相加的总长度相等，即LF＝LF1+LF2+LF3＝14mm。
请参见图8，图8给出了图1所示的辐射天线阵列与图5所示的对比例参考天线阵列的反射系数对比图，可以看到在反射系数低于-10dB的前提下，对比例中的参考天线阵列能够覆盖3.41-3.6GHz频段，实施例中的辐射天线阵列能够覆盖3.45-3.56GHz频段。
再参见图9，图9给出了图1所示的辐射天线阵列与图5所示对比例参考天线阵列的隔离度对比图，可以看到在3.45-3.56GHz频段内，对比例中的S12和S13这类交叉极化耦合为-16.8dB，在实施例中能够将这类耦合降低至-25dB。在对比例中，S14这类共极化耦合为-10.3dB，在实施例中能够将这类耦合降低至-23.5dB。
再参见图10，图10给出了图5对比例中的参考天线阵列与图6中所示天线的互导纳的实部对比图。可以看出，在3.4-3.6GHz频段内，在对比例参考天线阵列中，介于0.002至0.006之间，/>介于-0.008至0.008之间，此时，两种类型的互导纳的实部与0这个目标均较远。当引入一截特性阻抗与天线端口阻抗相同的传输线结构后，/>介于-0.004至-0.003之间，/>介于0.001至0.003之间，依旧不符合互导纳实部接近0这个目标。继续引入寄生结构，可以看到，此时/>介于0.0008至0.001之间，/>介于-0.0008至0之间，两种类型的互导纳的实部几乎在0附近。注：Re代表实部。
再参见图11，图11给出了图6所示的天线与图4中四端口CRDN结构分别所对应的三种不同的互导纳的虚部大小。可以看出，图6中所示天线的三种不同的互导纳的虚部均为正值，四端口CRDN所提供的三种不同的互导纳的虚部均为负值，因此能够实现相互抵消。
再参见图12，图12给出了图1所示的辐射天线阵列与图5对比例中的参考天线阵列在3.5GHz频点处的辐射方向图对比图。可以看出，在图5对比例中，天线的辐射方向图出现凹陷现象，相比于图5的对比例，本发明实施例中天线辐射方向图的凹陷现象得到恢复。
再参见图13，图13给出了图1所示的辐射天线阵列与图5对比例中的参考天线阵列的总效率对比图。从该图可以看出，相比于图5的对比例，本发明实施例的总效率在3.45-3.56GHz频段内明显提高。
再参见图14，图14给出了图1所示的辐射天线阵列与图5对比例中的参考天线阵列的ECC对比图。从该图可以看出，相比于图5的对比例，本发明实施例中的各个端口之间的ECC明显降低。
以上所述的实施例仅是对本发明优选方式进行的描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案做出的各种变形和改进，均应落入本发明权利要求书确定的保护范围内。
Claims (8)
1.一种应用于多天线单元互耦抑制的耦合谐振器去耦网络，其特征在于，包括：辐射天线阵列、截特性阻抗与天线端口阻抗相同的传输线结构、寄生结构、四端口CRDN结构和单枝节匹配网络；
所述辐射天线阵列和寄生结构印刷在第一介质基板上；
所述传输线结构、所述四端口CRDN结构以及所述单枝节匹配网络印刷在第二介质基板上；
通过同时控制传输线结构与寄生结构的尺寸，将辐射天线的互导纳的实部在预定频段内转换为0，并且在预定频段内四端口CRDN结构的互导纳的虚部能够与辐射天线的互导纳的虚部相互抵消，实现对所述辐射天线之间不同耦合的抑制。
2.根据权利要求1所述的应用于多天线单元互耦抑制的耦合谐振器去耦网络，其特征在于，所述辐射天线阵列包含四个辐射天线，分别沿着第一方向和第二方向间隔排列，构成2×2天线阵列；第一辐射天线具有与第二方向呈+45°的极化方向，第二辐射天线与第一辐射天线关于第一方向中心对称，第三辐射天线和第三辐射天线与第一辐射天线和第二辐射天线关于第二方向中心对称。
3.根据权利要求2所述的应用于多天线单元互耦抑制的耦合谐振器去耦网络，其特征在于，任意相邻两个辐射天线的几何中心的距离为0.35λ0，λ0为辐射天线工作在中心频率3.5GHz时，电磁波在真空中的波长。
4.根据权利要求3所述的应用于多天线单元互耦抑制的耦合谐振器去耦网络，其特征在于，辐射天线之间存在共极化耦合和交叉极化耦合，分别在-10dB和-15.6dB左右。
5.根据权利要求4所述的应用于多天线单元互耦抑制的耦合谐振器去耦网络，其特征在于，所述辐射天线之间存在对角互导纳和邻边互导纳。
6.根据权利要求5所述的应用于多天线单元互耦抑制的耦合谐振器去耦网络，所述辐射天线阵列还包括：馈电柱；所述馈电柱的一端与辐射天线连接，穿过第一介质基板，另一端与特性阻抗与天线端口阻抗相同的传输线相连。
7.根据权利要求6所述的应用于多天线单元互耦抑制的耦合谐振器去耦网络，其特征在于，所述四端口CRDN结构由四个紧密放置的并且相同的方形开口谐振器构成，通过控制谐振器开槽的位置，得到所期望的互导纳的虚部值。
8.根据权利要求7所述的应用于多天线单元互耦抑制的耦合谐振器去耦网络，其特征在于，相邻的辐射天线中心到中心的间距为D，辐射天线的长度为LR，辐射天线的馈电位置距离边缘的长度为LD；寄生单元的长度为LP，宽度为WP；引入的传输线的长度总和为LF1+LF2+LF3；在四端口CRDN结构中，开口谐振器的长度为LC，宽度为WC，谐振器开槽的位置距离其中心的偏移距离为LS，谐振器开槽部分的长度为G3；沿着第一方向和第二方向，开口谐振器之间的间隙分别为G2和G1；具体对应的参数如下：
D＝30mm,LR＝12.2mm,LD＝7.1mm,LP＝27mm,WP＝2mm,LF1＝1.3mm,LF2＝4.1mm,LF3＝8.6m
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| CN117525880B (zh) | 2024-06-25 |
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