CN117491724A - 一种电感电流过零检测方法及电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种电感电流过零检测方法及电路，属于电流检测技术领域，包括构造斜率为k的斜坡电压Vramp，输出电压Vo进行补偿得到电压Vc，将电压Vc减去斜坡电压Vramp得到电压Vr，电压Vr以斜率k下降到零的时刻即为电感电流过零点。本发明一种电感电流过零检测方法及电路，适用于隔离型变换电路与非隔离型变换电路，不需要检测电感电流过零的信号，只需要检测峰值信号，因此采样电阻的阻值会大大减小，降低了采样电阻的损耗，提高了整体的效率。

Description

一种电感电流过零检测方法及电路
技术领域
本发明涉及电流检测技术领域，且特别是有关于一种电感电流过零检测方法及电路。
背景技术
随着技术的发展，以及对功率密度的不断追求，无论是隔离型还是不隔离型PWM变换器的频率都不断增高，因而软开关技术得到广泛的应用。在PWM变换器中，软开关的实现通常需要检测电感电流的过零点，然后延时一段死区，在死区时间内通过电感和结电容的谐振来自动的实现开关管的零电压开通或者谷底开通，因此，检测电感电流过零点成为了一项实现软开关的关键技术。
常用的检测电感电流过零点的方式是在电感支路中串联一小阻值的采样电阻（通常小于1Ω）来检测电感的电流，如图1所示的升压变换电路中，在电感L1的支路中串联一采样电阻Rs，由于电感在开关频率下的阻抗远大于串联的采样电阻的阻抗，所以串联的采样电阻几乎不改变电感上的电流波形，并且采样电阻两端电压Vs和电感电流iL成正比例关系，比例系数即为采样电感的阻值，表达式如下：
。
由于采样电阻两端的电压VS完全和电感电流呈线性关系，所以电感电流过零点，也是电压VS的过零点，所以通过采样电阻两端电压VS的过零点即能确定电感电流的过零点。然而，采样电阻Rs上流过的电感电流会在采样电阻上会产生一定的损耗，损耗PS和电感电流iL的有效值IL_RMS的平方以及采样电阻的大小成正比，表达式如下：
。
由上式可知，随着电路功率的增大，电感电流也不断增大，所以采样电阻带来的损耗和发热会加剧，引起电路效率的下降。虽然可以通过降低采样电阻阻值的方式来降低采样电阻的损耗，但是由于损耗和电感电流有效值的平方成正比，和采样电阻阻值的一次方成正比，所以如果功率增大一倍，即电感电流有效值增大一倍，采样电阻的阻值需要变为原来的1/4才能保持原来的功率损耗，但是如此急剧减小采样电阻带来的问题是，采样信号的幅值大幅减小，这会导致在开关电源这样高噪声的应用环境中，采样到的信号会被噪声所干扰或者淹没，也就是常说的信噪比降低，在检测电感电流过零点这个微弱的信号时，容易导致误判断，错过真正的过零点时刻，影响电路的正常工作。此外，在例如升压变换电路、降压变换电路等电路中，电感和参考地之间没有直接的连接，所以在电感支路上串联采样电阻无法直接对地采样获得采样电阻两端的电压，必须通过差分采样来完成对采样电阻两端电压的采样，所以导致了串联采样电阻在应用时的困难。另外，即使应用差分采样来获得电感电流的信息，也会带来采样电路的复杂性和成本的上升。
如图2所示，对于反激（Flyback）电路等隔离型变换电路而言，检测电感电流过零点一般是通过间接的方式来实现，即在变压器T1的原边增设一个辅助绕组，通过采样辅助绕组上的电压，经过电阻分压以后得到零电流检测（Zero Current Detector，ZCD）信号，并送入控制器，在芯片内部将零电流检测信号的电压和零电位进行比较，零电流检测信号电压的过零时刻就是电感电流过零的时刻。然而，此方法检测到的辅助绕组电压过零点和真正的电感电流过零点之间还存在几百纳秒的延时，对于一些高频的应用场合，这些延时对电路性能的影响已经不可忽略。此外，由于此方法必须要增加辅助绕组，对于隔离型变换器而言，由于本身就需要辅助绕组来给芯片的电源供电，因而此方法不会增加电路的复杂程度和成本，但对于不隔离的变换电路，如降压变换电路、升压变换电路、降压-升压变换电路等，原本变换电路中只是一个单纯的电感，在此电感的基础上增加额外的绕组和分压电阻，不仅会增加电路中磁性元件的复杂性，还会带来磁性元件成本的上升。
发明内容
为解决上述问题，本发明提供一种电感电流过零检测方法及电路。
为达到上述目的，本发明技术方案是：
本发明提供一种电感电流过零检测电路，包括斜坡发生模块、电压补偿模块、运算模块与比较模块，所述斜坡发生模块的输入连接电感两端退磁时的电压，所述电压补偿模块的输入连接输出电压，所述运算模块将所述电压补偿模块的输出减去所述斜坡发生模块的输出，所述运算模块的输出连接所述比较模块的输入，所述比较模块将所述运算模块的输出与零比较，得到电感电流过零点。
进一步地，上述斜坡发生模块包括电流源、电容与开关，所述电流源的第一端连接电感两端退磁时的电压，所述电流源的第二端连接所述电容的第一端，所述电容的第二端接地，所述开关并联在所述电容两端，所述电容两端的电压即为斜坡电压Vramp，所述斜坡电压Vramp连接到所述运算模块。
进一步地，上述斜坡电压Vramp的斜率k的表达式如下：
，
其中，电压Vdmg为电感L两端退磁时的电压，电阻RCS为在主功率开关支路上串联的电阻，用于采样流过主功率开关的电流。
本发明提供一种电感电流过零检测方法，包括，
步骤S1，构造斜率为k的斜坡电压Vramp，其中，斜率k的表达式如下：
，
其中，电压Vdmg为电感L两端退磁时的电压，电阻RCS为在主功率开关支路上串联的电阻，用于采样流过主功率开关的电流；
步骤S2， 对输出电压Vo进行补偿得到电压Vc，将电压Vc减去斜坡电压Vramp得到电压Vr，电压Vr以斜率k下降到零的时刻即为电感电流过零点。
在一具体实施例中，应用于降压变换电路时，电压Vdmg等于输出电压Vo。
在一具体实施例中，应用于升压变换电路时，电压Vdmg等于输出电压Vo减输入电压Vin。
在一具体实施例中，应用于降压-升压变换电路时，电压Vdmg等于输出电压Vo。
在一具体实施例中，应用于四开关有源钳位反激变换电路时，电压Vdmg等于钳位电容两端的电压。
在一具体实施例中，应用于钳位电容在高端的有源钳位反激变换电路时，电压Vdmg等于钳位电容两端的电压。
在一具体实施例中，应用于钳位电容在低端的有源钳位反激变换电路时，电压Vdmg等于n倍的输出电压，其中，n为变压器匝数比。
有益效果，本发明一种电感电流过零检测方法及电路，适用于隔离型变换电路与非隔离型变换电路，不需要检测电感电流过零的信号，只需要检测峰值信号，因此采样电阻的阻值会大大减小，降低了采样电阻的损耗，提高了整体的效率。
为让发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合所附图式作详细说明如下。
附图说明
图1为在电感支路中串联采样电阻进行电感电流检测的示意图。
图2为增设辅助绕组进行电感电流检测的示意图。
图3为本发明一种电感电流过零检测方法的流程图。
图4为将图3中方法应用于升压变换电路的示意图。
图5为升压变换电路的波形示意图。
图6为本发明一种电感电流过零检测电路第一具体实施例的示意图。
图7为本发明一种电感电流过零检测电路第二具体实施例的示意图。
图8为本发明一种电感电流过零检测电路第三具体实施例的示意图。
图9为本发明一种电感电流过零检测电路第四具体实施例的示意图。
图10为本发明一种电感电流过零检测电路第五具体实施例的示意图。
图11为本发明一种电感电流过零检测电路第六具体实施例的示意图。
图12为图6中实施例引入负电压的示意图。
图13为图6至图12中电压补偿模块的一具体实施例的示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的和技术方案更加清楚，下面将结合本发明实施例的附图，对本发明实施例的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于所描述的本发明的实施例，本领域普通技术人员在无需创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明一种电感电流过零检测方法的流程图如图3所示，包括如下步骤。
步骤S1，构造斜率为k的斜坡电压Vramp，其中，斜率k的表达式如下：
，
其中，电压Vdmg为电感L两端退磁时的电压，电阻RCS为在主功率开关支路上串联的电阻，用于采样流过主功率开关的电流，电阻RCS的阻值较低（通常小于1Ω）。
步骤S2， 对输出电压进行补偿得到电压Vc，将电压Vc减去斜坡电压Vramp得到电压Vr，电压Vr以斜率k下降到零的时刻即为电感电流过零点。
更具体地，电阻RCS和电感L为电路设计中已经确定的参数，电压Vdmg与输入电压Vin、输出电压Vo有关。在不同的电路拓扑中电压Vdmg和输入电压Vin、输出电压Vo有着不同的对应关系，并且即使在同一电路中，输入电压Vin或者输出电压Vo会随着电路工作在不同的状态而发生变化，故电压Vdmg需根据不同的电路来具体确定。
下面以图4中的升压变换（BOOST）电路为例，来介绍本发明一种电感电流过零检测方法的工作原理，其工作过程的波形图参见图5。如图4所示，升压变换电路包括电感L2、开关S3、开关S4、电容C3与电阻R5，电感L2的第一端连接输入电压Vin的正极，电感L2的第二端连接开关S3的第一端，开关S3的第二端连接电容C3的第一端，开关S3的第一端连接开关S4的第一端，开关S4的第二端接地，输入电压Vin的负极接地，电容C3的第二端接地，电阻R5并联在电容C3两端。在图5中， iL为电感电流随时间t的波形；GS4为开关S4随时间t的驱动波形；GS3为开关S3随时间t的驱动波形；Vcs为电流Ics在电阻RCS两端产生的电压随时间t的波形，Vcs_pk为电压Vcs的峰值电压信号，Vr为构造的斜率为k的电压随时间t的波形， Vc为输出电压Vo经过电压补偿得到的电压随时间t的波形。
在对升压变换电路进行峰值电流控制时，一般会在主功率管即开关S4的支路上串联一个低阻值(通常<1Ω)的电阻RCS来采样流过开关S4的电流Ics，电流Ics在电阻RCS两端产生的电压Vcs被采样进控制器的电流检测（Current Sense，CS）脚。其中，电流Ics的峰值为Ipk，峰值电流Ipk的大小由输出负载和电路的工作模式决定，当芯片的电流检测脚采样到的电压信号为峰值电压信号Vcs_pk= Ipk*Rcs，开关S4关断。因为升压变换电路为断续或者临界连续工作，电感电流iL都从零开始上升，故电感电流iL从零达到峰值电流Ipk所需要的励磁时间为Tmag，表达式如下：
Tmag=Ipk/()=/>，
电感L即为图4中的L2。
电感电流iL从峰值电流Ipk下降到零所需要的退磁时间为Tdmg，表达式如下：
Tdmg=Ipk/()=/>，
其中，电压Vmag与电压Vdmg分别为电感两端励磁时的电压和电感两端退磁时的电压，在不同的电路中，电压Vmag、电压Vdmg与电路的输入电压Vin、输出电压Vo有着不同的对应关系。当芯片的电流检测脚检测到峰值电压Vcs_pk时，开关S4关断，开关S3开通开始退磁。
进一步地，构造斜率为k的电压Vr，使其从峰值电压Vcs_pk开始，以k的斜率开始下降，下降到零的时间恰好等于退磁时间Tdmg，表达式如下：
，
可得斜率k的表达式如下：
。
由上述可知，当电压Vr以上述k的斜率从峰值电压Vcs_pk开始下降，即可以保证电压Vr从峰值电压Vcs_pk下降到零的时间恰好等于从峰值电流Ipk下降到0所需要的退磁时间为Tdmg，并且电压Vr的过零时刻即为电感电流的过零时刻，以实现对电感电流的过零检测。此时关断开关S3，即保证了开关S3在电感电流过零时关断，保证了电路可以稳定地工作在临界导通模式（BCM）或者断续导通模式（DCM）。
进一步地，电压Vr由电压Vc减去斜坡电压Vramp得到，电压Vc由输出电压Vo经过电压补偿得到，电压补偿的电路图见图13，其中，电压补偿函数Gc为。电压Vc的大小与输出功率有关，输出功率较大时电压Vc较大，输出功率较小时电压Vc较小。
本发明还提供一种电感电流过零检测电路。图6为本发明一种电感电流过零检测电路第一具体实施例的示意图。在本具体实施例中，将本发明一种电感电流过零检测电路应用于一降压变换（BUCK）电路，所述降压变换电路包括开关S5、开关S6、电感L3、电容C4与电阻R6，电源Vin1的正极连接开关S5的第一端，开关S5的第二端连接电感L3的第一端，电感L3的第二端连接电容C4的第一端，电容C4的第二端接地，开关S6的第一端连接电感L3的第一端，开关S6的第二端接地，电源Vin1的负极接地，电阻R6并联在电容C4两端。
在本具体实施例中，本发明一种电感电流过零检测电路包括斜坡发生模块61、电压补偿模块62、运算模块63与比较模块64，电压补偿模块62采样输出电压Vo1，经过补偿后输出电压Vc1。斜坡发生模块61包括电流源Iramp1、电容Cramp1与开关Sramp1，电流源Iramp1的第一端连接电容C4的第一端，电流源Iramp1的第二端连接电容Cramp1的第一端，电容Cramp1的第二端接地，开关Sramp1并联在电容Cramp1两端，电容Cramp1两端的电压即为斜坡电压Vramp1。运算模块63将电压Vc1减去斜坡电压Vramp1得到电压Vr1。比较模块64将电压Vr1与零比较，当电压Vr1下降到零时，此时为电感电流过零点，并输出控制信号GS5、GS6、GSramp1。
可选地，比较模块64包括一比较器U2，比较器U2的正输入端接地，比较器U2的负输入端极连接电压Vr1。
进一步地，在开关S5与电感L3之间串联一电阻RCS1用于采样流过开关S5的电流。进一步地，电阻RCS1两端连接有一放大器A1，用于采样电阻RCS1两端的电压VCS1，电压VCS1代表流过开关S5的电流在采样电阻RCS1两端产生的电压。
进一步地，还包括比较器U1，比较器U1的负输入端连接电压VCS1，比较器U1的正输入端连接电压Vr1，对两者进行比较，输出控制信号GS5、GS6。当电压VCS1上升到与电压Vr1相等时，关断开关S5，开通开关S6。当电压Vr1下降到零时，关断开关S6，开通开关Sramp1，使其对电容Cramp1进行放电复位，再经过一定死区时间开通开关S5（以临界导通模式为例，断续导通模式的工作过程与此类似），此时电感电流从零开始上升，同时构造的斜坡电压Vramp1也从零开始上升，开始下一个周期。
由于降压变换电路在工作时，其电感两端退磁时的电压Vdmg即为输出电压Vo1，所以斜坡电压Vramp1的斜率k1为：
。
由于电流源Iramp1为电压控制电流源，其表达式如下：
，
其中，Kvi1为比例系数。
在利用电流源Iramp1为电容Cramp1充电时，电容Cramp1两端电压的上升斜率kramp1为
。
由此可知，比例系数Kvi1满足如下关系式即可保证电容Cramp1两端电压的上升斜率kramp1等于斜坡电压Vramp1的斜率k1
。
图7为本发明一种电感电流过零检测电路第二具体实施例的示意图。在本具体实施例中，将本发明一种电感电流过零检测电路应用于一升压变换（BOOST）电路，所述升压变换电路包括开关S7、开关S8、电感L4、电容C5与电阻R7，电感L4的第一端连接输入电压Vin2的正极，电感L4的第二端连接开关S7的第一端，开关S7的第二端连接电容C5的第一端，开关S8的第一端连接开关S7的第一端，开关S8的第二端接地，输入电压Vin2的负极接地，电容C5的第二端接地，电阻R7并联在电容C5两端。
在本具体实施例中，本发明一种电感电流过零检测电路包括放大器A2，放大器A2的输入正端连接电容C5的第一端，采样输出电压Vo2，放大器A2的输入负端连接输入电压Vin2的正极，采样输入电压Vin2。
在本具体实施例中，本发明一种电感电流过零检测电路包括斜坡发生模块71、电压补偿模块72、运算模块73与比较模块74，电压补偿模块72采样输出电压Vo2，经过补偿后输出电压Vc2。斜坡发生模块71包括电流源Iramp2、电容Cramp2与开关Sramp2，电流源Iramp2的第一端连接放大器A2的输出端，电流源Iramp2的第二端连接电容Cramp2的第一端，电容Cramp2的第二端接地，开关Sramp2并联在电容Cramp2两端，电容Cramp2两端的电压即为斜坡电压Vramp2。运算模块73将电压Vc2减去斜坡电压Vramp2得到电压Vr2。比较模块74将电压Vr2与零比较，当电压Vr2下降到零时，此时为电感电流过零点，并输出控制信号GS7、GS8、GSramp2。
可选地，比较模块74包括一比较器U4，比较器U4的正输入端接地，比较器U4的负输入端极连接电压Vr2。
进一步地，在开关S8与地之间串联一电阻RCS2用于采样流过开关S8的电流，电压VCS2代表流过开关S8的电流在采样电阻RCS2两端产生的电压。
进一步地，还包括比较器U3，比较器U3的负输入端连接电压VCS2，比较器U3的正输入端连接电压Vr2，对两者进行比较，输出控制信号GS7、GS8。
在升压变换电路中，电感两端退磁时的电压Vdmg为输出电压减去输入电压即Vo2-Vin2，所以斜坡电压Vramp2的斜率k2为：
。
由于电流源Iramp2为电压控制电流源，其表达式如下：
，
其中，Kvi2为比例系数。
在利用电流源Iramp2为电容Cramp2充电时，电容Cramp2两端电压的上升斜率kramp2为
。
由此可知，比例系数Kvi2满足如下关系式即可保证电容Cramp2两端电压的上升斜率kramp2等于斜坡电压Vramp2的斜率k2
。
图8为本发明一种电感电流过零检测电路第三具体实施例的示意图。在本具体实施例中，将本发明一种电感电流过零检测电路应用于一降压-升压变换（BUCK-BOOST）电路，所述降压-升压变换电路包括开关S9、开关S10、电感L5、电容C6与电阻R8，开关S9的第一端连接电源Vin3的正极，开关S9的第二端连接开关S10的第一端，开关S10的第二端连接电容C6的第一端，电容C6的第二端接地，电感L5的第一端连接开关S10的第一端，电感L5的第二端接地，电源Vin3的负极接地，电阻R8并联在电容C6两端。
在本具体实施例中，本发明一种电感电流过零检测电路包括斜坡发生模块81、电压补偿模块82、运算模块83与比较模块84，电压补偿模块82采样输出电压Vo3，经过补偿后输出电压Vc3。斜坡发生模块81包括电流源Iramp3、电容Cramp3与开关Sramp3，电流源Iramp3的第一端连接电容C6的第一端，电流源Iramp3的第二端连接电容Cramp3的第一端，电容Cramp3的第二端接地，开关Sramp3并联在电容Cramp3两端，电容Cramp3两端的电压即为斜坡电压Vramp3。运算模块83将电压Vc3减去斜坡电压Vramp3得到电压Vr3。比较模块84将电压Vr3与零比较，当电压Vr3下降到零时，此时为电感电流过零点，并输出控制信号GS9、GS10、GSramp3。
可选地，比较模块84包括一比较器U6，比较器U6的正输入端接地，比较器U6的负输入端极连接电压Vr3。
进一步地，在开关S9与开关S10之间串联一电阻RCS3用于采样流过开关S9的电流。进一步地，电阻RCS3两端连接有一放大器A3，用于采样电阻RCS3两端的电压VCS3，电压VCS3代表流过开关S9的电流在采样电阻RCS3两端产生的电压。
进一步地，还包括比较器U5，比较器U5的负输入端连接电压VCS3，比较器U5的正输入端连接电压Vr3，对两者进行比较，输出控制信号GS9、GS10。
由于降压-升压变换电路在工作时，其电感两端退磁时的电压Vdmg即为输出电压Vo3，所以斜坡电压Vramp3的斜率k3为：
。
由于电流源Iramp3为电压控制电流源，其表达式如下：
，
其中，Kvi3为比例系数。
在利用电流源Iramp3为电容Cramp3充电时，电容Cramp3两端电压的上升斜率kramp3为
。
由此可知，比例系数Kvi3满足如下关系式即可保证电容Cramp3两端电压的上升斜率kramp3等于斜坡电压Vramp3的斜率k3
。
图9为本发明一种电感电流过零检测电路第四具体实施例的示意图。在本具体实施例中，将本发明一种电感电流过零检测电路应用于一四开关有源钳位反激变换电路，对变压器励磁电感的电流过零点进行检测。所述四开关有源钳位反激变换电路包括开关S11、开关S12、开关S13、开关S14、变压器T2、电容C7即钳位电容、电容C8、二极管D3与电阻R9，开关S11的第一端连接输入电压Vin4的正极，开关S11的第二端连接开关S12的第一端，开关S12的第二端连接输入电压Vin4的负极，开关S12的第二端接地，开关S13的第一端连接电容C7的第一端，开关S13的第二端连接开关S14的第一端，开关S14的第二端接地，电容C7的第二端接地，变压器T2的原边绕组第一端连接开关S11的第二端，变压器T2的原边绕组第二端连接开关S13的第二端，变压器T2的副边绕组第一端连接二极管D3的阳极，二极管D3的阴极连接电容C8的第一端，电容C8的第二端连接变压器T2的副边绕组第二端，电阻R9并联在电容C8两端。
在本具体实施例中，本发明一种电感电流过零检测电路包括斜坡发生模块91、电压补偿模块92、运算模块93与比较模块94，电压补偿模块92采样输出电压Vo4，经过补偿后输出电压Vc4。斜坡发生模块91包括电流源Iramp4、电容Cramp4与开关Sramp4，电流源Iramp4的第一端连接电容C7的第一端，电流源Iramp4的第二端连接电容Cramp4的第一端，电容Cramp4的第二端接地，开关Sramp4并联在电容Cramp4两端，电容Cramp4两端的电压即为斜坡电压Vramp4。运算模块93将电压Vc4减去斜坡电压Vramp4得到电压Vr4。比较模块94将电压Vr4与零比较，当电压Vr4下降到零时，此时为电感电流过零点，并输出控制信号GS11、GS12、GS13、GS14、GSramp4。
可选地，比较模块94包括一比较器U8，比较器U8的正输入端接地，比较器U8的负输入端极连接电压Vr4。
进一步地，在开关S14与地之间串联一电阻RCS4用于采样流过开关S14的电流，电阻RCS4两端电压VCS4代表流过开关S14的电流在采样电阻RCS4两端产生的电压。
进一步地，还包括比较器U7，比较器U7的负输入端连接电压VCS4，比较器U7的正输入端连接电压Vr4，对两者进行比较，输出控制信号GS11、GS12、GS13、GS14。
当开关S11、开关S14导通时，输入电压Vin4加在变压器T2原边的励磁电感Ld1上，给励磁电感Ld1励磁，电感电流线性上升；当开关S11、开关S14关断，开关S12、开关S13导通时，励磁电感Ld1等效到变压器T2副边，输出电压Vo4为等效到变压器T2副边的励磁电感Ld1退磁，当励磁电感Ld1退磁到零时，此刻应该关断开关S12、开关S13。
在四开关有源钳位反激变换电路中，电容C7两端的电压VC7等于输出电压Vo4乘以匝数比n，表达式如下；
VC7=n* Vo4。
输出电压Vo4给励磁电感Ld1等效到副边的电感退磁等效于电容C7两端的电压VC7为励磁电感Ld1退磁，由于输出电压Vo4在副边，电压VC7在原边，检测电压VC7来构造斜坡电压比检测副边的输出电压Vo4更简便。
因此，励磁电感Ld1两端退磁时的电压Vdmg即为电容C7两端的电压VC7，所以斜坡电压Vramp4的斜率k4为：
。
由于电流源Iramp4为电压控制电流源，其表达式如下：
，
其中，Kvi4为比例系数。
在利用电流源Iramp4为电容Cramp4充电时，电容Cramp4两端电压的上升斜率kramp4为
。
由此可知，比例系数Kvi4满足如下关系式即可保证电容Cramp4两端电压的上升斜率kramp4等于斜坡电压Vramp4的斜率k4
。
图10为本发明一种电感电流过零检测电路第五具体实施例的示意图。在本具体实施例中，将本发明一种电感电流过零检测电路应用于钳位电容在高端的有源钳位反激变换电路。所述钳位电容在高端的有源钳位反激变换电路包括开关S15、开关S16、电容C9即钳位电容、变压器T3、二极管D4、电容C10与电阻R10，变压器T3的原边绕组第一端连接输入电压Vin5的正极，变压器T3的原边绕组第二端经过开关S16接地，输入电压Vin5的负极接地，电容C9的第一端连接变压器T3的原边绕组第一端，电容C9的第二端连接开关S15的第一端，开关S15的第二端连接开关S16的第一端，变压器T3的副边绕组第一端连接二极管D4的阳极，二极管D4的阴极连接电容C10的第一端，电容C10的第二端连接变压器T3的副边绕组第二端，电阻R10并联在电容C10两端。
在本具体实施例中，由于电容C9不接地，因此本发明一种电感电流过零检测电路包括放大器A4，用于对电容C9两端的电压进行差分采样，放大器A4的负输入端连接电容C9的第一端，放大器A4的正输入端连接电容C9的第二端。
在本具体实施例中，本发明一种电感电流过零检测电路包括斜坡发生模块101、电压补偿模块102、运算模块103与比较模块104，电压补偿模块102采样输出电压Vo5，经过补偿后输出电压Vc5。斜坡发生模块101包括电流源Iramp5、电容Cramp5与开关Sramp5，电流源Iramp5的第一端连接电容C10的第一端，电流源Iramp5的第二端连接电容Cramp5的第一端，电容Cramp5的第二端接地，开关Sramp5并联在电容Cramp5两端，电容Cramp5两端的电压即为斜坡电压Vramp5。运算模块103将电压Vc5减去斜坡电压Vramp5得到电压Vr5。比较模块104将电压Vr5与零比较，当电压Vr5下降到零时，此时为电感电流过零点，并输出控制信号GS15、GS16、GSramp5。
可选地，比较模块104包括一比较器U10，比较器U10的正输入端接地，比较器U10的负输入端极连接电压Vr5。
进一步地，在开关S16与地之间串联一电阻RCS5用于采样流过开关S16的电流，电阻RCS5两端电压VCS5代表流过开关S16的电流在采样电阻RCS5两端产生的电压。
进一步地，还包括比较器U9，比较器U9的负输入端连接电压VCS5，比较器U9的正输入端连接电压Vr5，对两者进行比较，输出控制信号GS15、GS16。
在本具体实施例中，励磁电感Ld2两端退磁时的电压即为电容C9两端的电压VC9，所以斜坡电压Vramp5的斜率k5为：
。
由于电流源Iramp5为电压控制电流源，其表达式如下：
，
其中，Kvi5为比例系数。
在利用电流源Iramp5为电容Cramp5充电时，电容Cramp5两端电压的上升斜率kramp5为
。
由此可知，比例系数Kvi5满足如下关系式即可保证电容Cramp5两端电压的上升斜率kramp5等于斜坡电压Vramp5的斜率k5
。
图11为本发明一种电感电流过零检测电路第六具体实施例的示意图。在本具体实施例中，将本发明一种电感电流过零检测电路应用于钳位电容在低端的有源钳位反激变换电路。所述钳位电容在低端的有源钳位反激变换电路包括开关S17、开关S18、电容C11即钳位电容、变压器T4、二极管D5、电容C12与电阻R11，变压器T4的原边绕组第一端连接输入电压Vin6的正极，变压器T4的原边绕组第二端经过开关S18接地，输入电压Vin6的负极接地，电容C11的第一端连接开关S17的第一端，开关S17的第二端连接变压器T4的原边绕组第二端，电容C11的第二端接地，变压器T4的副边绕组第一端连接二极管D5的阳极，二极管D5的阴极连接电容C12的第一端，电容C12的第二端连接变压器T4的副边绕组第二端，电阻R11并联在电容C12两端。
在本具体实施例中，由于电容C11不接地，因此本发明一种电感电流过零检测电路包括放大器A5，用于对电容C11两端的电压进行差分采样，放大器A5的负输入端连接电容C11的第一端，放大器A5的正输入端连接电容C11的第二端。
进一步地，本发明一种电感电流过零检测电路还包括放大器A6，放大器A6的正输入端连接放大器A5的输出端，放大器A6的负输入端连接输入电压Vin6的正极。
在本具体实施例中，本发明一种电感电流过零检测电路包括斜坡发生模块111、电压补偿模块112、运算模块113与比较模块114，电压补偿模块112采样输出电压Vo6，经过补偿后输出电压Vc6。斜坡发生模块111包括电流源Iramp6、电容Cramp6与开关Sramp6，电流源Iramp6的第一端连接放大器A6的输出端，电流源Iramp6的第二端连接电容Cramp6的第一端，电容Cramp6的第二端接地，开关Sramp6并联在电容Cramp6两端，电容Cramp6两端的电压即为斜坡电压Vramp6。运算模块113将电压Vc6减去斜坡电压Vramp6得到电压Vr6。比较模块114将电压Vr6与零比较，当电压Vr6下降到零时，此时为电感电流过零点，并输出控制信号GS17、GS18、GSramp6。
可选地，比较模块114包括一比较器U12，比较器U12的正输入端接地，比较器U12的负输入端极连接电压Vr6。
进一步地，在开关S18与地之间串联一电阻RCS6用于采样流过开关S18的电流，电阻RCS6两端电压VCS6代表流过开关S18的电流在采样电阻RCS6两端产生的电压。
进一步地，还包括比较器U11，比较器U11的负输入端连接电压VCS6，比较器U11的正输入端连接电压Vr6，对两者进行比较，输出控制信号GS17、GS18。
电容C11两端的电压VC11为输入电压Vin6叠加上n倍的输出电压Vo6，表达式如下：
VC11= Vin6+n* Vo6。
为原边励磁电感Ld3退磁的电压为n*Vo6，所以需要以差分的方式将电压VC11和输入电压Vin6做差得到退磁的电压n* Vo6，斜坡电压Vramp6的斜率k6为：
。
由于电流源Iramp6为电压控制电流源，其表达式如下：
，
其中，Kvi6为比例系数。
在利用电流源Iramp6为电容Cramp6充电时，电容Cramp6两端电压的上升斜率kramp6为
。
由此可知，比例系数Kvi6满足如下关系式即可保证电容Cramp6两端电压的上升斜率kramp6等于斜坡电压Vramp6的斜率k6
。
综上所述，对于隔离型变换电路而言，本发明一种电感电流过零检测电路克服了隔离型变换电路需要采样等效到副边的电感电流过零点的问题，省去了副边的采样电阻和原副边信号传送的过程；省去了检测电感电流过零点的辅助绕组，简化了变压器的设计，降低了变压器的复杂性和成本。
此外，在一些变换电路中，仅仅利用电感过零后励磁电感和结电容的谐振无法满足开关管的零电压开通，有时候还需要构造一定的负向电流来帮助开关管实现零电压开通，因此，将叠加后的电压Vr与一负电压-Vb比较，即可使电感电流达到一定的负值再将续流管关断，此时电感中的负向电流可以帮助开关管实零电压开通，进一步提高电路的效率。如图12所示，在图6中应用于降压变换电路的电感电流过零检测电路的基础上，使比较器U2的正输入端经过一负电压-Vb接地，由此实现电感电流达到一定的负值再将续流管关断。
图6至图12中电压补偿模块的一具体实施例如图13所示，所述电压补偿模块包括电阻R12、电阻R13、放大器A7、电容C13与电阻R14，输出电压Vo连接电阻R12的第一端，电阻R12的第二端连接电阻R13的第一端，电阻R13的第二端接地，电阻R12的第二端连接放大器A7的负输入端，放大器A7的正输入端连接参考电压Vref，放大器A7的输出端为电压Vc，电容C13的第一端连接电压Vc，电容C13的第二端连接电阻R14的第一端，电阻R14的第二端连接放大器A7的负输入端。
虽然本发明已以实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，故本发明的保护范围当视后附的申请专利范围所界定者为准。

Claims (10)

1.一种电感电流过零检测电路，其特征在于，包括斜坡发生模块、电压补偿模块、运算模块与比较模块，所述斜坡发生模块的输入连接电感两端退磁时的电压，所述电压补偿模块的输入连接输出电压，所述运算模块将所述电压补偿模块的输出减去所述斜坡发生模块的输出，所述运算模块的输出连接所述比较模块的输入，所述比较模块将所述运算模块的输出与零比较，得到电感电流过零点。
2.如权利要求1所述一种电感电流过零检测电路，其特征在于，所述斜坡发生模块包括电流源、电容与开关，所述电流源的第一端连接电感两端退磁时的电压，所述电流源的第二端连接所述电容的第一端，所述电容的第二端接地，所述开关并联在所述电容两端，所述电容两端的电压即为斜坡电压Vramp，所述斜坡电压Vramp连接到所述运算模块。
3.如权利要求2所述一种电感电流过零检测电路，其特征在于，所述斜坡电压Vramp的斜率k的表达式如下：
，
其中，电压Vdmg为电感L两端退磁时的电压，电阻RCS为在主功率开关支路上串联的电阻，用于采样流过主功率开关的电流。
4.一种电感电流过零检测方法，其特征在于，应用于如权利要求1-3任一项所述一种电感电流过零检测电路，包括，
步骤S1，构造斜率为k的斜坡电压Vramp，其中，斜率k的表达式如下：
，
其中，电压Vdmg为电感L两端退磁时的电压，电阻RCS为在主功率开关支路上串联的电阻，用于采样流过主功率开关的电流；
步骤S2， 对输出电压Vo进行补偿得到电压Vc，将电压Vc减去斜坡电压Vramp得到电压Vr，电压Vr以斜率k下降到零的时刻即为电感电流过零点。
5.如权利要求4所述一种电感电流过零检测方法，其特征在于，应用于降压变换电路时，电压Vdmg等于输出电压Vo。
6.如权利要求4所述一种电感电流过零检测方法，其特征在于，应用于升压变换电路时，电压Vdmg等于输出电压Vo减输入电压Vin。
7.如权利要求4所述一种电感电流过零检测方法，其特征在于，应用于降压-升压变换电路时，电压Vdmg等于输出电压Vo。
8.如权利要求4所述一种电感电流过零检测方法，其特征在于，应用于四开关有源钳位反激变换电路时，电压Vdmg等于钳位电容两端的电压。
9.如权利要求4所述一种电感电流过零检测方法，其特征在于，应用于钳位电容在高端的有源钳位反激变换电路时，电压Vdmg等于钳位电容两端的电压。
10.如权利要求4所述一种电感电流过零检测方法，其特征在于，应用于钳位电容在低端的有源钳位反激变换电路时，电压Vdmg等于n倍的输出电压，其中，n为变压器匝数比。
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