CN117477962B - 一种适用于llc全桥直流变换器反向放电的控制方法 - Google Patents
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Abstract
本申请涉及一种适用于LLC全桥直流变换器反向放电的控制方法，在降压模式下施加给初级和次级全桥变换单元中每组斜对角开关管的上管或者下管的驱动为最大占空比，有效共同导通时间设置为谐振周期的45～55％范围内，占空比为50％；在升压模式下施加给次级全桥变换单元中每组斜对角开关管的上管或者下管的驱动为最大占空比，另一个开关管提前参考时间td结束共同导通；初级全桥变换单元中斜对角开关管上管或者下管的施加最大占空比驱动并对次级全桥变换器延后参考时间td的，另一个开关管提前2倍的参考时间td结束共同导通；根据输出电压调节工作频率。本发明可适应宽范围的直流变换并实现软开关，减少无功环流并实现高效率。
Description
技术领域
本申请涉及电力电子变流器领域，具体涉及一种适用于LLC全桥直流变换器反向放电的控制方法。
背景技术
随着新能源储能产品以及电池设备相关领域的快速发展，应用功率型电池的场景越来越多，诸如动力锂电池，氢能源电池等，因此对可以宽范围电池电压进行双向变换的电源产品需求也越来越多，这些电源产品用于匹配给电池进行充放电，但由于锂电池等的天然宽电压范围特性，以及考虑不能数节串联电池的兼容性，电源产品所需对应的电压范围也加大，因此传统的LLC控制方式，尤其是反向放电控制方法已经不适应现在的技术要求了，需要在技术方法上进行提升。
公开号为CN116155108B的专利文献公开了《一种可宽范围稳压的双向LLC谐振式直流变换器控制方法》，其中所提到的控制方法，相比其他传统的固定在谐振频率调节占空比或者移相控制，或直接进行满占空比的变频控制方法，已经可以在LLC全桥变换器拓扑实现较宽范围的调压以及较大程度的软开关，但是按照所述控制方法在反向降压模式下，次级全桥开关管关闭时可能会有较大电流，同时在升压模式下轻载也会产生较大的无功环流回灌，从而导致成本上升以及损耗增大甚至可靠性降低，进而影响效率及开关管选型使用。
发明内容
本发明的目的在于，提供一种适用于LLC全桥直流变换器反向放电的控制方法，改善和优化现有LLC全桥变换器控制技术存在的不适应反向宽范围稳压变换应用场景，只能部分功率段或者电压段实现软开关，以及无功环流较大的问题。
本发明采用的技术方案是：一种适用于LLC全桥直流变换器反向放电的控制方法，所述控制方法包括如下步骤：
S100：通过外部控制器读取相关设置条件及采样信号，并判断外部工作条件是否满足正常工作条件以及所述LLC全桥直流变换器是否需要工作在反向放电模式；如果外部控制器判断所述LLC全桥直流变换器需要工作在正向工作模式或者其他工作模式则继续执行相关工作模式，如果外部控制器判断满足工作条件且所述LLC全桥直流变换器需要工作在反向放电模式执行步骤S200；
S200：进入LLC全桥直流变换器反向放电控制模式，在该模式下，次级全桥变换单元侧的第二直流电源为输入，初级全桥变换单元侧的第一直流电源为输出或负载端；如果通过外部控制器判断LLC全桥直流变换器需要实现输入电压的降压控制或者控制输出增益≤1，则记为降压模式，如果通过外部控制器判断LLC全桥直流变换器需要实现输入电压的升压控制或者控制输出增益≥1，则记为升压模式；以串联谐振单元谐振周期的45～55％作为参考时间t0，将2倍的t0时间记为参考时间T0，对应时间下的开关频率记为f0；LLC全桥直流变换器的串联谐振频率记为fr，对应的串联谐振周期记为Tr；开关管工作频率记为fs，对应工作周期记为Ts；根据输入及输出端的电压反馈调整频率到对应的升压模式或降压模式并进行工作；
S300：当LLC全桥直流变换器工作在降压模式时，施加给次级全桥变换单元中开关管的工作频率fs低于或等于串联谐振频率fr，LLC全桥直流变换器中各个开关管的驱动包含死区在内的总占空比≤50％；施加给次级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管其中一个上管或者下管的驱动为最大占空比，且轮换导通的每组斜对角开关管的有效共同导通时间设置为所述参考时间t0；同时给初级全桥变换单元中连接隔离变压器同名端的对应开关管施加驱动协同次级全桥变换单元的开关变换，施加给初级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管其中一个上管或者下管的驱动为最大占空比，且轮换导通的每组斜对角开关管的驱动有效共同导通时间与次级全桥变换单元的有效共同导通时间一致；在降压模式下，次级全桥变换单元中开关管的工作频率越低，降压越多，工作频率最低不低于串联谐振单元的串联谐振频率fr的50％，工作频率越接近fr，输入电压及输出电压增益越接近1，若输出电压需要升压，则需要提升工作频率fs进入升压模式；
S400：当LLC全桥直流变换器工作在升压模式时，施加给次级全桥变换单元中开关管的工作频率fs高于或等于串联谐振频率fr；LLC全桥直流变换器中各开关管的驱动包含死区在内的总占空比≤50％；将T0/2减去Ts/2，记为参考时间td，施加给次级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管其中一个上管或者下管的驱动为最大占空比，另外一个下管或上管则相对提前参考时间td关闭，次级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管的有效共同导通时间为Ts/2减去死区时间和参考时间td；同时对初级全桥变换单元中连接隔离变压器初级侧同名端的对应开关管施加滞后时间为参考时间td的驱动协同次级全桥变换单元的变换，施加给初级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管其中一个上管或者下管的驱动为最大占空比，同时斜对角开关管中的另外一个开关管则相对提前2倍参考时间td关闭，初级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管的驱动有效共同导通时间为Ts/2减去死区时间及2倍td；在升压模式下，次级全桥变换单元中开关管的工作频率越高，升压能力越强，工作频率越接近串联谐振频率fr，输入电压及输出电压增益越接近1，若输出电压需要降压，则需要降低工作频率需要转入降压模式。
进一步地，当所述LLC全桥直流变换器在所述升压模式下并带重载工作时，根据初级全桥变换单元所接输出功率的大小或者输出功率与所设计额定功率的比值，将次级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管驱动相对提前关闭的时间从参考时间td开始逐步缩小，最小缩小至零，或将初级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管中驱动相对提前关闭的时间从2倍的参考时间td开始逐步缩小，最小缩小至零；输出功率越大，相对提前关闭的时间就越小。
进一步地，当所述LLC全桥直流变换器在所述升压模式下并带轻载工作时，根据初级全桥变换单元所接输出功率的大小或者输出功率与所设计额定功率的比值，将初级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管中相对提前关闭时间为2倍参考时间td的开关管的驱动减少为零，然后调节将次级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管中驱动相对提前关闭时间从参考时间td逐步扩大，输出功率越小，提前关闭的时间就越大。
进一步地，在所述降压模式下，当次级全桥变换单元中开关管的工作频率fs低于所述串联谐振频率fr并已经下降到设置的频率或者频率下限时，逐步扩大初级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管的有效导通占空比，或者逐步缩小次级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管的有效导通占空比，或者同时缩小初级及次级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管的有效导通占空比实现输出电压继续降压。
进一步地，在所述升压模式下，当次级全桥变换单元中开关管的工作频率fs高于所述串联谐振频率fr并已经达到设置的频率或者频率上限时，将协同次级全桥变换单元变换的初级全桥变换单元中连接隔离变压器同名端的开关管驱动所施加的滞后时间从参考时间td继续扩大，可实现继续升压。
进一步地，所述LLC全桥直流变换器包括依次连接的第一直流电源V1、第一滤波电容C1、初级全桥变换单元、串联谐振单元、隔离变压器Tra、次级全桥变换单元、第二滤波电容C2和第二直流电源V2；
所述初级全桥变换单元包括第一全桥变换器，所述第一全桥变换器包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4，所述第一开关管Q1和第四开关管Q4构成一组斜对角开关管，所述第二开关管Q2和第三开关管Q3构成一组斜对角开关管；第一直流电源V1的正端口DC1+连接第一开关管Q1的漏极和第二开关管Q2的漏极，第一直流电源V1的负端口DC1-连接第三开关管Q3的源极和第四开关管Q4的源极；所述串联谐振单元中的谐振电容Cr一端连接第一开关管Q1的源极和第三开关管Q3的漏极，另一端连接串联谐振单元中谐振电感Lr的一端，谐振电感Lr的另外一端连接隔离变压器Tra初级侧异名端，隔离变压器Tra初级侧同名端连接第二开关管Q2的源极和第四开关管Q4的漏极；
所述串联谐振单元由谐振电容Cr和谐振电感Lr串联而成，其串联谐振频率其中，lr表示谐振电感Lr的电阻值，cr表示谐振电容Cr的电容值；所述隔离变压器Tra为包含励磁电感Lm的隔离变压器，或由隔离变压器与励磁电感Lm并联形成的隔离变压器；
所述次级全桥变换单元包括第二全桥变换器，所述第二全桥变换器包括第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7和第八开关管Q8，所述第五开关管Q5和第八开关管Q8构成一组斜对角开关管，所述第六开关管Q6和第七开关管Q7构成一组斜对角开关管；隔离变压器Tra次级侧异名端连接次级全桥变换单元中第六开关管Q6的源极和第八开关管Q8的漏极，隔离变压器Tra次级侧同名端连接次级全桥变换单元中第五开关管Q5的源极和第七开关管Q7的漏极；次级全桥变换单元的第六开关管Q6的漏极和第五开关管Q5的漏极均连接第二直流电源V2的正端口DC2+，第七开关管Q7的源极和第八开关管Q8的源极均连接第二直流电源V2的负端口DC2-。
进一步地，所述LLC全桥直流变换器在仅作单方向反向放电使用，工作为反向逆变模式时，将初级全桥变换单元中的每组斜对角开关管中的一个开关管换作整流二极管，此时若所述LLC全桥直流变换器工作在降压模式下，对初级全桥变换单元中余下的开关管施加驱动进行同步整流或者最大占空比，若所述LLC全桥直流变换器工作在升压模式下，则对初级全桥变换单元中余下的开关管施加滞后时间为参考时间td的最大占空比驱动协同次级全桥变换单元的变换，所述最大占空比驱动包含不超过50％开关周期的死区时间。
进一步地，所述次级全桥变换单元还可以是能进行双向变换的全波整流电路或者倍压整流电路，当次级全桥变换单元中开关管的工作频率fs≤fr时，施加在所述全波整流电路或者倍压整流电路中开关管的驱动有效导通时间为t0，当次级全桥变换单元中开关管的工作频率fs≥fr时，施加在所述全波变换单元开关管的驱动为最大占空比，包含死区时间为50％。
进一步地，所述第一直流电源还可以是三电平直流电源，即除正端口和负端口外，还会增加一个零电压中间端口，此时所述初级全桥变换单元中的两个桥臂为“I”型三电平桥臂、“T”型三电平桥臂、两种三电平桥臂的组合或两种三电平桥臂分别与两电平桥臂进行组合。
进一步地，所述隔离变压器Tra还可以是多绕组变压器，并且每个绕组均连接整流或逆变单元进行耦合变换，以获得除第一直流源和第二直流源以外的其他耦合电压。
本发明的有益效果在于：
(1)从稳压范围上，通过对初级全桥变换单元及次级全桥变换单元的开关管配合施加特有的协同驱动信号，并通过调节频率可实现反向放电宽范围的升压和降压调节；
(2)从效率上，除因单级变换从而提高了效率外，还减少了无功环流，并降低了次级开关管的关闭电流，有效提高效率；
(3)从软开关实现上，相比现有的双向LLC变换器的放电控制方法可以更好的满足宽范围电压下不同负载的软开关实现；
(4)由于LLC全桥仅仅一级，从结构上可以实现极简化控制，使得性能更加稳定，综合性价比高。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
图1为实施例1中LLC全桥变换器的电路结构示意图；
图2为实施例1的控制方法下LLC全桥变换器初次级协同驱动示意图；
图3为实施1在降压模式下的关键波形示意图；
图4为实施1在升压模式下的关键波形示意图；
图5为实施例2中LLC全桥变换器的电路结构示意图；
图6为现有LLC全桥变换器控制方法的降压模式下波形参考示意图；
图7是本发明实施例中初级全桥变换单元的桥臂结构示意图；
图8是本发明实施例中次级全桥变换器的其他电路示意图；
图9是本发明实施例中隔离变压器为多绕组变压器时的电路结构示意图。
具体实施方式
为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本发明并不限于下面公开的具体实施例的限制。
除非另作定义，此处使用的技术术语或者科学术语应当为本申请所述领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本专利申请说明书以及权利要求书中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。同样，“一个”或者“一”等类似词语也不表示数量限制，而是表示存在至少一个。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。“上”、“下”、“左”、“右”等仅用于表示相对位置关系，当被描述对象的绝对位置改变后，则该相对位置关系也相应地改变。
本发明实施例提出了一种适用于LLC全桥直流变换器反向放电的控制方法，所述LLC全桥直流变换器包括依次连接的第一直流电源、第一滤波电容、初级全桥变换单元、串联谐振单元、隔离变压器、次级全桥变换单元、第二滤波电容及第二直流电源；如果在该基本拓扑的基础上在继续增加元件/电路，可变形得到不同的LLC变换器。如在隔离变压器与次级全桥变换单元之间仅增加一个串联谐振电容，此时所述双向LLC谐振式直流变换器具体为电路中等效含LLC的CLLC变换器，为讨论方便和简化，本发明实施例的所述控制方法适用于如图1所示的LLC变换器及等效含LLC的CLLC变换器，但不限于此。
实施例1
如图1所示，实施例采用的于LLC全桥直流变换器，包括依次连接的第一直流电源V1、第一滤波电容C1、初级全桥变换单元、串联谐振单元、隔离变压器Tra、次级全桥变换单元、第二滤波电容C2和第二直流电源V2；
所述初级全桥变换单元包括第一全桥变换器，所述第一全桥变换器包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4，所述第一开关管Q1和第四开关管Q4构成一组斜对角开关管，其中第一开关管Q1为上管，第四开关管Q4为下管，所述第二开关管Q2和第三开关管Q3构成一组斜对角开关管，其中第二开关管Q2为上管，第三开关管Q3为下管；第一直流电源V1的正端口DC1+连接第一开关管Q1的漏极和第二开关管Q2的漏极，第一直流电源V1的负端口DC1-连接第三开关管Q3的源极和第四开关管Q4的源极；串联谐振单元中的谐振电容Cr一端连接第一开关管Q1的源极和第三开关管Q3的漏极，另一端连接串联谐振单元中谐振电感Lr的一端，谐振电感Lr的另外一端连接隔离变压器Tra初级侧异名端，隔离变压器Tra初级侧同名端连接第二开关管Q2的源极和第四开关管Q4的漏极；
所述串联谐振单元由谐振电容Cr和谐振电感Lr串联而成，其串联谐振频率其中，lr表示谐振电感Lr的电阻值，cr表示谐振电容Cr的电容值；所述隔离变压器Tra为包含励磁电感Lm的隔离变压器，或由隔离变压器与励磁电感Lm并联形成的隔离变压器；
所述次级全桥变换单元包括第二全桥变换器，所述第二全桥变换器包括第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7和第八开关管Q8，所述第五开关管Q5和第八开关管Q8构成一组斜对角开关管，其中第五开关管Q5为上管，第八开关管Q8为下管，所述第六开关管Q6和第七开关管Q7构成一组斜对角开关管，其中第六开关管Q6为上管，第七开关管Q7为下管；隔离变压器Tra次级侧异名端连接次级全桥变换单元中第六开关管Q6的源极和第八开关管Q8的漏极，隔离变压器Tra次级侧同名端连接次级全桥变换单元中第五开关管Q5的源极和第七开关管Q7的漏极；次级全桥变换单元的第六开关管Q6的漏极和第五开关管Q5的漏极均连接第二直流电源V2的正端口DC2+，第七开关管Q7的源极和第八开关管Q8的源极均连接第二直流电源V2的负端口DC2-。
当所述LLC全桥直流变换器由第一直流电源V1侧为输入时，第一直流电源V1则工作为电源或者等效电源，给整个变换器提供输入能量，第二直流电源V2则为等效负载或者负载。当所述LLC全桥直流变换器由第二直流电源V2侧为输入时，第二直流电源V2则工作为电源或者等效电源，给整个变换器提供输入能量，第一直流电源V1则为负载或者等效负载。
如图1所示的变换器相关电路，构成串联的连接在电流回路中的位置只是相对位置，还可以简单变换或者挪动，但不改变本发明中想要表达的基本原理。所述开关管是设置有反并联二极管的高频开关管，或者具有反并联二极管等效功能的高频开关管；所述反并联二极管为集成二极管、寄生二极管或外加二极管；相关电路也是本领域技术人员所熟知的，其具体工作原理本领域技术人员应该理解到，本文将不再深入分析。本发明亦不局限于上述实现案例，其他可实现本发明功能的组合方式亦都属于本范畴。
针对实施例1提及的各种结构的双向LLC谐振式直流变换器，本发明实施例采用的控制方法为：
S100：通过外部控制器读取相关设置条件及采样信号，并判断外部工作条件是否满足正常工作条件以及所述LLC全桥直流变换器是否需要工作在反向放电模式；如果外部控制器判断所述LLC全桥直流变换器需要工作在正向工作模式或者其他工作模式则继续执行相关工作模式，如果外部控制器判断满足工作条件且所述LLC全桥直流变换器需要工作在反向放电模式执行步骤S200。
S200：进入LLC全桥直流变换器反向放电控制模式，在该模式下，次级全桥变换单元侧的第二直流电源为输入，初级全桥变换单元侧的第一直流电源为输出或负载端；如果通过外部控制器判断LLC全桥直流变换器需要实现输入电压的降压控制或者控制输出增益≤1，则记为降压模式，如果通过外部控制器判断LLC全桥直流变换器需要实现输入电压的升压控制或者控制输出增益≥1，则记为升压模式；以串联谐振单元谐振周期的45～55％作为参考时间t0，将2倍的t0时间记为参考时间T0，对应时间下的开关频率记为f0；LLC全桥直流变换器的串联谐振频率记为fr，对应的串联谐振周期记为Tr；开关管工作频率记为fs，对应工作周期记为Ts；根据输入及输出端的电压反馈调整频率到对应的升压模式或降压模式并进行工作。
S300：当LLC全桥直流变换器工作在降压模式时，施加给次级全桥变换单元中开关管的工作频率fs低于或等于串联谐振频率fr，LLC全桥直流变换器中各个开关管的驱动包含死区在内的总占空比≤50％；施加给次级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管其中一个上管或者下管的驱动为最大占空比，且轮换导通的每组斜对角开关管的有效共同导通时间设置为所述参考时间t0；同时给初级全桥变换单元中连接隔离变压器同名端的对应开关管施加驱动协同次级全桥变换单元的开关变换，施加给初级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管其中一个上管或者下管的驱动为最大占空比，且轮换导通的每组斜对角开关管的驱动有效共同导通时间与次级全桥变换单元的驱动有效共同导通时间一致；在降压模式下，次级全桥变换单元中开关管的工作频率越低，降压越多，工作频率最低不低于串联谐振单元的串联谐振频率fr的50％，工作频率越接近fr，输入电压及输出电压增益越接近1，若输出电压需要升压，则需要提升工作频率fs进入升压模式。
在所述降压模式下，当次级全桥变换单元中开关管的工作频率fs低于所述串联谐振频率fr并已经下降到设置的频率或者频率下限时，逐步扩大初级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管的有效导通占空比，或者逐步缩小次级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管的有效导通占空比，或者同时缩小初级及次级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管的有效导通占空比实现输出电压继续降压。
S400：当LLC全桥直流变换器工作在升压模式时，施加给次级全桥变换单元中开关管的工作频率fs高于或等于串联谐振频率fr；LLC全桥直流变换器中各开关管的驱动包含死区在内的总占空比≤50％；将T0/2减去Ts/2，记为参考时间td，施加给次级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管其中一个上管或者下管的驱动为最大占空比，另外一个下管或上管则相对提前参考时间td关闭，次级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管的有效共同导通时间为Ts/2减去死区时间和参考时间td；同时对初级全桥变换单元中连接隔离变压器初级侧同名端的对应开关管施加滞后时间为参考时间td的驱动协同次级全桥变换单元的变换，施加给初级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管其中一个上管或者下管的驱动为最大占空比，同时斜对角开关管中的另外一个开关管则相对提前2倍参考时间td关闭，初级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管的驱动有效共同导通时间为Ts/2减去死区时间及2倍td；在升压模式下，次级全桥变换单元中开关管的工作频率越高，升压能力越强，工作频率越接近串联谐振频率fr，输入电压及输出电压增益越接近1，若输出电压需要降压，则需要降低工作频率需要转入降压模式。
在所述升压模式下，当次级全桥变换单元中开关管的工作频率fs高于所述串联谐振频率fr并已经达到设置的频率或者频率上限时，将协同次级全桥变换单元变换的初级全桥变换单元中连接隔离变压器同名端的开关管驱动所施加的滞后时间从参考时间td继续扩大，可实现继续升压。
当所述LLC全桥直流变换器在所述升压模式下并带重载工作，如第一直流源V1端所接负载或者等效负载较大，已经超过额定负载的60％及以上时，根据初级全桥变换单元所接输出功率的大小或者输出功率与所设计额定功率的比值，将次级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管驱动相对提前关闭的时间从参考时间td开始逐步缩小，最小缩小至零，或将初级全桥变换单元轮换导通的每组斜对角开关管中驱动相对提前关闭的时间从2倍的参考时间td开始逐步缩小，最小缩小至零；输出功率越大，相对提前关闭的时间就越小。
当所述LLC全桥直流变换器在所述升压模式下并带轻载工作，如第一直流源端所接负载或者等效负载较小，已经低于额定负载的10％及以下时，根据初级全桥变换单元所接输出功率的大小或者输出功率与所设计额定功率的比值，将初级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管中相对提前关闭时间为2倍参考时间td的开关管的驱动减少为零，然后调节将次级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管中驱动相对提前关闭时间从参考时间td逐步扩大，输出功率越小，提前关闭的时间就越大。
对于图1所示的LLC全桥直流变换器，当变换器处于理想状态，工作频率可大于串联谐振频率fr，最低不会接近或者超越串并联谐振频率fm，从而保证有足够的频率裕度，其中，lm表示励磁电感的电感值；并且电路硬件参数及负载满足在该频率范围内输入与输出电压的增益是单向性的。电路中开关管，均设置有反并二极管的高频开关管，或者可以等效工作为有反并二极管功能的高频开关管。
假设第一直流电源V1为直流输入，第二直流电源V2为直流输出或者负载，该控制模式下的变换器工作状态是正向整流模式，为常见的LLC正向变换，或者叫正向充电变换，属于本领域技术人员所熟知的变换，在此不做累述。以第二直流电源V2为直流输入，第一直流电源V1为直流输出或者负载，该控制模式下的变换器工作状态是反向整流模式，即为本发明实施例所述的反向放电变换。
假设通过外部控制器判断需要实现输入电压的降压控制或者控制输出增益≤1，则记为降压模式，以串联谐振单元谐振周期的45～55％作为参考时间t0，将2倍的t0时间记为参考时间T0，对应时间下的开关频率记为f0；为了讨论简单，以下直接以串联谐振频率fr作为开关工作频率f0，根据输入及输出端的电压反馈调整频率到对应的升降压模式并进行工作。
施加给次级全桥变换单元中开关管的工作频率低于或等于fr；变换器中各开关管的驱动包含死区在内的总占空比不超过50％，施加给次级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管其中一个上管或者下管的驱动为最大占空比，且轮换导通的每组斜对角开关管开通后的驱动有效共同导通时间设置为所述串联谐振单元的串联谐振周期的45～55％范围内，该时间等于t0＝T0/2；同时也给初级全桥变换单元中连接隔离变压器Tra同名端的开关管施加同步的驱动协同次级全桥变换单元的开关变换，施加给初级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管其中一个上管或者下管的驱动为最大占空比，每次开通后上管或下管的驱动有效共同导通时间与次级的驱动有效共同导通时间一致；即可以是两个上管或者下管，或者是左桥臂或右桥臂工作在最大占空比，然后另外两个开关管工作在所设置的有效共同导通时间的占空比，或是给全桥施加最大占空比的驱动，通过移相调制出所需要的有效共同导通时间。如图2中的驱动波形示意，图2中的(a)及图2中的(b)分别示意了一种在该模式下的驱动，图2中的(a)中工作频率远离串联谐振频率，图2中的(b)中工作频率靠近谐振频率。在所述降压模式下，当次级全桥变换单元中开关管的工作频率低于所述串联谐振频率fr并已经下降到设置的频率或者频率下限时，逐步扩大初级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管的有效导通占空比，或者逐步缩小次级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管的有效导通占空比，或者同时缩小初级及次级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管的有效导通占空比实现输出电压继续降压。同时该模式下，工作频率越低，降压越多，频率最低不低于串联谐振频率的50％，且高于串并联谐振频率；工作频率接近f0，输入电压及输出电压增益无限接近1，输出电压需要升压，则需要提升工作频率进入升压模式。
图3是LLC全桥直流变换器做反向放电变换的关键波形，以公开号为CN116155108B的专利文献《一种可宽范围稳压的双向LLC谐振式直流变换器控制方法》(以下简称为参考专利)中的参数为例，第二直流电源V2为输入，第一直流电源V1为输出并带负载27欧姆，隔离变压器Tra原副边匝比为2：1，lm＝50uh，lr＝12uh，cr＝88nf，第二直流电源的电压值v2＝148V并施加降压控制模式相关控制方法，当工作频率fs在100kHz左右时，低于谐振频率fr，次级侧的第六开关管Q6或第七开关管Q7的驱动以及第五开关管Q5或第八开关管Q8的驱动占空比为30％，导通时间约为3us，接近并略小于50％串联谐振周期Tr，即在45～55％的串联谐振周期范围内；初级全桥变换单元中，第三开关管Q3或第四开关管Q4施加驱动占空比为47％，导通时间约为4.7us，接近50％占空比，留有死区时间0.3us。第一开关管Q1或第二开关管Q2施加的驱动占空比为29％，导通时间约为2.9us，略小于30％占空比，相对50％串联谐振周期留有余量，第一直流电源V1端输出的电压v1也达到200V，相比图6所示的现有LLC全桥变换器的波形，实施例1在次级侧的电流更加接近弦型的谐振电流，使得次级侧的开关在关闭时更加符合软开关特性。施加本申请实施例所述的控制方法，低于串联谐振频率fr时电压增益小于1，接近串联谐振频率fr处最大电压增益无限接近1，开关管工作频率fs越低，越远离串联谐振频率fr，则降压越低。当输入电压V2降低或者负载加重时，开关管工作频率fs则需要提高，向串联谐振频率fr方向靠近。
如果通过外部控制器判断需要实现输入电压的升压控制或者控制输出增益≥1，则记为升压模式。施加给次级全桥变换单元中开关管的工作频率fs高于或等于串联谐振频率fr；此时，变换器中各开关管的驱动包含死区在内的总占空比不超过50％，将T0/2减去Ts/2，记为参考时间td，施加给次级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管其中一个上管或者下管的驱动为最大占空比，另外一个下管或上管则相对提前参考时间td关闭，次级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管开通后的驱动有效共同导通时间为Ts/2减去死区时间和参考时间td；同时对初级全桥变换单元中连接隔离变压器初级侧同名端的开关管施加滞后时间为参考时间td的驱动协同次级全桥变换单元的变换，施加给初级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管其中一个上管或者下管的驱动为最大占空比，同时另外一个斜对角开关管则相对提前2倍参考时间td关闭，初级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管开通后的驱动有效共同导通时间为二分之一开关周期减去死区时间及2倍td；；即可以是两个上管或下管或者是左桥臂或右桥臂工作在最大占空比，另外两个开关管工作在所设置的有效共同导通时间的占空比，或是给全桥施加最大占空比的驱动，通过移相调制出所需要的驱动有效共同导通时间，相关驱动如图2中的(c)和图2中的(d)所示的波形图，图2中的(c)中工作频率靠近谐振频率，图2中的(d)中工作频率远离串联谐振频率。图2所示的驱动波形仅仅是本发明实施例控制方法的一种示例，不局限于此，其他可达成本发明实施例控制方法的驱动亦属于此范畴。
当所述LLC全桥直流变换器在所述升压模式下带重载工作时，根据初级全桥变换单元所接输出功率的大小或者输出功率与所设计额定功率的比值，将次级全桥变换单元中斜对角开关管驱动相对提前关闭的时间从参考时间td开始逐步缩小，最小缩小至零，或将初级全桥变换单元另外一个斜对角开关管驱动相对提前关闭的时间从2倍的参考时间td开始逐步缩小，最小缩小至零；输出功率越大，相对提前关闭的时间就越小。
当所述LLC全桥直流变换器在所述升压模式下带轻载工作时，为了减小无功环流及降低次级侧全桥开关管的关闭电流幅值，根据初级全桥变换单元所接输出功率的大小或者输出功率与所设计额定功率的比值，将初级全桥变换单元中斜对角开关管驱动相对提前关闭时间为2倍参考时间td的开关管的驱动直接减少为零，即直接关闭，然后调节将次级全桥变换单元中斜对角开关管驱动相对提前关闭时间从参考时间td逐步扩大，输出功率越小，提前关闭的时间就越大。在该模式下，开关频率越高，升压能力越强，工作频率越接近f0，输入电压及输出电压增益越接近1，若输出电压需要降压，则需要降低工作频率需要转入降压模式。
依旧以前述的参考专利的参数为条件进行讨论，当输入电压逐渐降低为89V时，输出电压需要升压或者令增益大于1后才能稳压到200V及以上，根据升压模式控制方法，将工作频率提高到大于频率f0，调节至180kHz左右，次级全桥变换单元的第七开关管Q7或第八开关管Q8的驱动占空比为50％，其中包含驱动的死区时间，初级全桥变换单元的第三开关管Q3或第四开关管Q4施加延后td＝600ns的占空比50％驱动，其中包含驱动的死区时间，导通时间约为2.59us；同时根据负载情况，将次级全桥变换单元中的第五开关管Q5、第六开关管Q6及初级全桥变换单元中的第一开关管Q1、第二开关管Q2的提前关闭驱动时间td及2倍td均缩小为td，以满足不同负载下的软开关实现，在上述条件下输出电压为204V，达到了较高的升压比；如图4所示，初级全桥变换器及次级全桥变换器开关管的电流均可以满足较好的实现软开关。
实施例2
在需要将直流低压转换直流高压的场合，还可以把所述LLC全桥直流变换器仅作单方向反向放电使用，工作为反向逆变模式，此时需要并将初级全桥变换单元中的每个斜对角中的一个开关管换作整流二极管，即调整为如图5所示的电路结构，此时若所述LLC全桥直流变换器工作在降压模式下，对初级全桥变换单元中余下的开关管施加驱动进行同步整流或者最大占空比，若所述LLC全桥直流变换器工作在升压模式下，则对初级全桥变换单元中余下的开关管施加滞后时间为参考时间td的最大占空比驱动协同次级全桥变换单元的变换，所述最大占空比驱动包含死区不超过50％。
此外，在实施例1的基础上，当第一直流电源V1为三电平时，即除正端口和负端口外，还会增加一个零电压中间端口，此时所述初级全桥变换单元中的两个桥臂为“I”型三电平桥臂、“T”型三电平桥臂、两种三电平桥臂的组合或两种三电平桥臂分别与两电平桥臂进行组合。图7为本发明实施例中初级全桥变换单元的桥臂结构示意图，其中，图7中的(a)为两电平桥臂，图7中的(b)为“I”型三电平桥臂，图7中的(c)为“T”型三电平桥臂。
另一方面，所述次级全桥变换单元还可以是能进行双向变换的全波整流电路或者倍压整流电路，具体电路结构图8所示，其中，图8中的(a)是常规的全桥变换器，图8中的(b)是倍压整流电路，图8中的(c)和8中的(d)分别是共源极和共漏极的全波整流电路。当次级全桥变换单元中开关管的工作频率fs≤fr时，施加在所述全波整流电路或者倍压整流电路中开关管的驱动有效导通时间为t0，当次级全桥变换单元中开关管的工作频率fs≥fr时，施加在所述全波变换单元开关管的驱动为最大占空比，包含死区时间为50％。
所有附图所示的隔离变压器Tra的绕组端口仅为示意，并非特指桥式变换单元连接该端口仅仅两根连线，使用包含附图所示图形的变换器。所述隔离变压器Tra还可以是多绕组变压器，并且每个绕组均连接整流或逆变变换单元，例如图9所示，在隔离变压器Tra的次级侧设置多绕组并整流或逆变单元进行电压耦合输入或者输出变换，获得除第一及第二直流源外的其他电压，或是在初级侧设置多绕组等形式，亦都属于本发明所适用范围。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种适用于LLC全桥直流变换器反向放电的控制方法，其特征在于，所述控制方法包括如下步骤：
S100：通过外部控制器读取相关设置条件及采样信号，并判断外部工作条件是否满足正常工作条件以及所述LLC全桥直流变换器是否需要工作在反向放电模式；如果外部控制器判断所述LLC全桥直流变换器需要工作在正向工作模式或者其他工作模式则继续执行相关工作模式，如果外部控制器判断满足工作条件且所述LLC全桥直流变换器需要工作在反向放电模式执行步骤S200；
S200：进入LLC全桥直流变换器反向放电控制模式，在该模式下，次级全桥变换单元侧的第二直流电源为输入，初级全桥变换单元侧的第一直流电源为输出或负载端；如果通过外部控制器判断LLC全桥直流变换器需要实现输入电压的降压控制或者控制输出增益≤1，则记为降压模式，如果通过外部控制器判断LLC全桥直流变换器需要实现输入电压的升压控制或者控制输出增益≥1，则记为升压模式；以串联谐振单元谐振周期的45~55%作为参考时间t0，将2倍的t0时间记为参考时间T 0，参考时间T 0对应的开关频率记为f 0；LLC全桥直流变换器的串联谐振频率记为fr，对应的串联谐振周期记为Tr；开关管工作频率记为fs，对应工作周期记为Ts；根据输入及输出端的电压反馈调整频率到对应的升压模式或降压模式并进行工作；
S300：当LLC全桥直流变换器工作在降压模式时，施加给次级全桥变换单元中开关管的工作频率fs低于或等于串联谐振频率fr，LLC全桥直流变换器中各个开关管的驱动包含死区在内的总占空比≤50%；施加给次级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管其中一个上管或者下管的驱动为最大占空比，且轮换导通的每组斜对角开关管的有效共同导通时间设置为所述参考时间t0；同时给初级全桥变换单元中连接隔离变压器同名端的对应开关管施加驱动协同次级全桥变换单元的开关变换，施加给初级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管其中一个上管或者下管的驱动为最大占空比，且轮换导通的每组斜对角开关管的驱动有效共同导通时间与次级全桥变换单元的有效共同导通时间一致；在降压模式下，次级全桥变换单元中开关管的工作频率越低，降压越多，工作频率最低不低于串联谐振单元的串联谐振频率fr的50%，工作频率越接近fr，输入电压及输出电压增益越接近1，若输出电压需要升压，则需要提升工作频率fs进入升压模式；
S400：当LLC全桥直流变换器工作在升压模式时，施加给次级全桥变换单元中开关管的工作频率fs高于或等于串联谐振频率fr；LLC全桥直流变换器中各开关管的驱动包含死区在内的总占空比≤50%；将T 0/2减去Ts/2，记为参考时间td，施加给次级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管其中一个上管或者下管的驱动为最大占空比，另外一个下管或上管则相对提前参考时间td关闭，次级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管的有效共同导通时间为Ts/2减去死区时间和参考时间td；同时对初级全桥变换单元中连接隔离变压器初级侧同名端的对应开关管施加滞后时间为参考时间td的驱动协同次级全桥变换单元的变换，施加给初级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管其中一个上管或者下管的驱动为最大占空比，同时斜对角开关管中的另外一个开关管则相对提前2倍参考时间td关闭，初级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管的驱动有效共同导通时间为Ts/2减去死区时间及2倍td；在升压模式下，次级全桥变换单元中开关管的工作频率越高，升压能力越强，工作频率越接近串联谐振频率fr，输入电压及输出电压增益越接近1，若输出电压需要降压，则需要降低工作频率需要转入降压模式。
2.根据权利要求1一种适用于LLC全桥直流变换器反向放电的控制方法，其特征在于，当所述LLC全桥直流变换器在所述升压模式下并带重载工作时，根据初级全桥变换单元所接输出功率的大小或者输出功率与所设计额定功率的比值，将次级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管驱动相对提前关闭的时间从参考时间td开始逐步缩小，最小缩小至零，或将初级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管中驱动相对提前关闭的时间从2倍的参考时间td开始逐步缩小，最小缩小至零；输出功率越大，相对提前关闭的时间就越小。
3.根据权利要求1一种适用于LLC全桥直流变换器反向放电的控制方法，其特征在于，当所述LLC全桥直流变换器在所述升压模式下并带轻载工作时，根据初级全桥变换单元所接输出功率的大小或者输出功率与所设计额定功率的比值，将初级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管中相对提前关闭时间为2倍参考时间td的开关管的驱动减少为零，然后调节将次级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管中驱动相对提前关闭时间从参考时间td逐步扩大，输出功率越小，提前关闭的时间就越大。
4.根据权利要求1一种适用于LLC全桥直流变换器反向放电的控制方法，其特征在于，在所述降压模式下，当次级全桥变换单元中开关管的工作频率fs低于所述串联谐振频率fr并已经下降到设置的频率或者频率下限时，逐步扩大初级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管的有效导通占空比，或者逐步缩小次级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管的有效导通占空比，或者同时缩小初级及次级全桥变换单元中轮换导通的每组斜对角开关管的有效导通占空比实现输出电压继续降压。
5.根据权利要求1一种适用于LLC全桥直流变换器反向放电的控制方法，其特征在于，在所述升压模式下，当次级全桥变换单元中开关管的工作频率fs高于所述串联谐振频率fr并已经达到设置的频率或者频率上限时，将协同次级全桥变换单元变换的初级全桥变换单元中连接隔离变压器同名端的开关管驱动所施加的滞后时间从参考时间td继续扩大，可实现继续升压。
6.根据权利要求1~5任一权利要求所述的一种适用于LLC全桥直流变换器反向放电的控制方法，其特征在于，所述LLC全桥直流变换器包括依次连接的第一直流电源V1、第一滤波电容C1、初级全桥变换单元、串联谐振单元、隔离变压器Tra、次级全桥变换单元、第二滤波电容C2和第二直流电源V2；
所述初级全桥变换单元包括第一全桥变换器，所述第一全桥变换器包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4，所述第一开关管Q1和第四开关管Q4构成一组斜对角开关管，所述第二开关管Q2和第三开关管Q3构成一组斜对角开关管；第一直流电源V1的正端口DC1+连接第一开关管Q1的漏极和第二开关管Q2的漏极，第一直流电源V1的负端口DC1-连接第三开关管Q3的源极和第四开关管Q4的源极；所述串联谐振单元中的谐振电容Cr一端连接第一开关管Q1的源极和第三开关管Q3的漏极，另一端连接串联谐振单元中谐振电感Lr的一端，谐振电感Lr的另外一端连接隔离变压器Tra初级侧异名端，隔离变压器Tra初级侧同名端连接第二开关管Q2的源极和第四开关管Q4的漏极；
所述隔离变压器Tra为包含励磁电感Lm的隔离变压器，或由隔离变压器与励磁电感Lm并联形成的隔离变压器；
所述次级全桥变换单元包括第二全桥变换器，所述第二全桥变换器包括第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7和第八开关管Q8，所述第五开关管Q5和第八开关管Q8构成一组斜对角开关管，所述第六开关管Q6和第七开关管Q7构成一组斜对角开关管；隔离变压器Tra次级侧异名端连接次级全桥变换单元中第六开关管Q6的源极和第八开关管Q8的漏极，隔离变压器Tra次级侧同名端连接次级全桥变换单元中第五开关管Q5的源极和第七开关管Q7的漏极；次级全桥变换单元的第六开关管Q6的漏极和第五开关管Q5的漏极均连接第二直流电源V2的正端口DC2+，第七开关管Q7的源极和第八开关管Q8的源极均连接第二直流电源V2的负端口DC2-。
7.根据权利要求6所述的一种适用于LLC全桥直流变换器反向放电的控制方法，其特征在于，所述LLC全桥直流变换器在仅作单方向反向放电使用，工作为反向逆变模式时，将初级全桥变换单元中的每组斜对角开关管中的一个开关管换作整流二极管，此时若所述LLC全桥直流变换器工作在降压模式下，对初级全桥变换单元中余下的开关管施加驱动进行同步整流或者最大占空比，若所述LLC全桥直流变换器工作在升压模式下，则对初级全桥变换单元中余下的开关管施加滞后时间为参考时间td的最大占空比驱动协同次级全桥变换单元的变换，所述最大占空比驱动包含不超过50%开关周期的死区时间。
8.根据权利要求6所述的一种适用于LLC全桥直流变换器反向放电的控制方法，其特征在于，所述次级全桥变换单元是能进行双向变换的全波整流电路，当次级全桥变换单元中开关管的工作频率fs ≤ fr时，施加在所述全波整流电路中开关管的驱动有效导通时间为t0，当次级全桥变换单元中开关管的工作频率fs ≥ fr时，施加在所述全波整流电路中开关管的驱动为最大占空比，包含死区时间为50%。
9.根据权利要求6所述的一种适用于LLC全桥直流变换器反向放电的控制方法，其特征在于，所述第一直流电源V1还可以是三电平直流电源，即除正端口和负端口外，还会增加一个零电压中间端口，此时所述初级全桥变换单元中的两个桥臂为两个“I”型三电平桥臂、两个“T”型三电平桥臂、“I”型三电平桥臂与“T”型三电平桥臂的组合、“I”型三电平桥臂与两电平桥臂的组合或“T”型三电平桥臂与两电平桥臂的组合。
10.根据权利要求6所述的一种适用于LLC全桥直流变换器反向放电的控制方法，其特征在于，所述隔离变压器Tra是多绕组变压器，并且每个绕组均连接整流或逆变单元进行耦合变换，以获得除第一直流电源V1和第二直流电源V2以外的其他耦合电压。
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