CN117458866B - 一种电容型多路输出电源及电路 - Google Patents

一种电容型多路输出电源及电路 Download PDF

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Abstract

本发明属于电源电路技术领域，提供一种电容型多路输出电源电路，包括：隔离电容模块，用于输入一路正极高频交流信号分压电容模块，与所述隔离电容模块连接，用于对所述正极高频交流信号进行隔离分压，并输出隔离分压后的正极高频交流信号和负极高频交流信号；高频整流模块，与所述分压电容模块连接，用于接收所述隔离分压后的所述正极高频交流信号和所述负极高频交流信号，并输出整流后的正极直流输出电压和负极直流输出电压。

Description

一种电容型多路输出电源及电路
技术领域
本发明涉及电源电路技术领域，特别是涉及一种电容型多路输出电源及电路。
背景技术
很多应用场景，如门极驱动和偏置电压，需要使用到负压电源。因传输的能量过大，多路电源的输出端口短路与否，实现线路的各个器件均会有损坏风险。
现有技术的难点在于多输出电源地回路的处理，多电源参考的地回路容易互相影响，进而影响多路电源的输出电平状态。
发明内容
本发明的目的是提供一种电容型多路输出电源及电路，能够解决上述问题。
本发明提供的技术方案如下：
在一些实施方式中，本发明提供一种电容型多路输出电源电路，包括：
隔离电容模块，用于输入一路正极高频交流信号；
分压电容模块，与所述隔离电容模块连接，用于对所述正极高频交流信号进行隔离分压，并输出隔离分压后的正极高频交流信号和负极高频交流信号；
高频整流模块，与所述分压电容模块连接，用于接收所述隔离分压后的所述正极高频交流信号和所述负极高频交流信号，并输出整流后的正极直流输出电压和负极直流输出电压。
在一些实施方式中，还包括：
控制开关模块，与所述分压电容模块、所述高频整流模块连接，用于控制整流后的正极直流输出电压和负极直流输出电压的输出。
在一些实施方式中，所述分压电容隔离电容模块，包括：第一电容、第二电容；
所述第一电容与所述正极高频交流信号的输出端连接，所述第二电容与所述负极高频交流信号的输出端连接。
在一些实施方式中，所述分压电容模块，包括：第三电容和第四电容；
所述第三电容，与所述第一电容、所述高频整流模块、所述控制开关模块连接，所述第四电容，与所述第三电容、所述第二电容、所述高频整流模块、所述控制开关模块连接。
在一些实施方式中，所述高频整流模块，包括：
第一二极管、第五电容、第二二极管、第六电容；
所述第五电容，与所述第一二极管、所述控制开关模块连接；所述第六电容与所述第二二极管、所述控制开关模块连接。
在一些实施方式中，所述第五电容为高频滤波电容，充电计算公式为：
；
其中，Vout+为正极直流输出电压；VD为正极直流输出电压的输出端的幅值电压；R为Vout+输出回路中的等效电阻；C为所述第五电容的容值大小，t为所述第五电容从0V电势位充满至VD电势位的完成时间。
在一些实施方式中，所述控制开关模块，包括：第一开关管、第二开关管；
所述第一开关管与所述第五电容、所述分压电容模块连接；所述第二开关管与所述第六电容、所述分压电容模块连接。
在一些实施方式中，在正电源输出功率回路中，所述第一开关管、所述第二开关管导通，输出正极直流输出电压。
在一些实施方式中，在负电源输出功率回路中，所述第二开关管导通，输出负极直流输出电压。
在一些实施方式中，本发明提供一种电容型多路输出电源，包括：所述的一种电容型多路输出电源电路。
本发明提供的一种电容型多路输出电源及电路至少具有以下有益效果：
本申请依托电容分压，利用功率管内体二极管钳位功能、使用分压电容充放电过程中极板间电极分布和输出电源功率回路的处理，实现单路输入电源转多路正负电源的功能。
附图说明
下面将以明确易懂的方式，结合附图说明优选实施方式，对一种电容型多路输出电源及电路的上述特性、技术特征、优点及其实现方式予以进一步说明。
图1是本发明中一种电容型多路输出电源电路的一个实施例的示意图；
图2是本发明中一种电容型多路输出电源电路的另一个实施例的示意图；
图3是本发明中输出侧实现线路的电路图；
图4是本发明中充电周期电容极板电势极性分布和输出功率地回路简图；
图5是本发明中放电周期功率回路简图；
图6是本发明中实测波形示意图；
图7是本发明中一种电容型多路输出电源电路的另一个实施例的示意图；
图8是本发明中输出侧实现线路的电路图；
图9是本发明中充电周期示意图；
图10是本发明中输出电源功率回路放电周期示意图。
具体实施方式
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对照附图说明本发明的具体实施方式。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图，并获得其他的实施方式。
为使图面简洁，各图中只示意性地表示出了与本发明相关的部分，它们并不代表其作为产品的实际结构。另外，以使图面简洁便于理解，在有些图中具有相同结构或功能的部件，仅示意性地绘示了其中的一个，或仅标出了其中的一个。在本文中，“一个”不仅表示“仅此一个”，也可以表示“多于一个”的情形。
电容串联分压时，分压电容负极于电容充放电过程中，会产生PWM类型的负压电平，将此负压电平整流为直流DC电平后，可输出具有一定驱动电流能力的直流负压电源。
本发明通过电容串联分压产生的直流负压电源，具有输入侧和输出侧地回路隔开，依托所选电容的耐压能力，可实现线路的输入侧和输出侧具备对应的隔离耐压能力。
本方案例依托电容分压结构，利用功率管内体二极管的钳位功能，巧妙使用分压电容充放电过程中，极板间电极极性分布和输出电源功率参考地回路不同，可实现一路输入电源拖动多路不同电平极性的多路输出电源功能，且多路输出电源间可独立地回路或复用同一输出地回路，并与总的输入电源间隔离。
本发明实现的负压电源驱动电流能力，需依托所选电容的容值大小。
在一个实施例中，如图1所示，本发明提供一种电容型多路输出电源电路，包括：
隔离电容模块，用于输入一路正极高频交流信号。
分压电容模块，与所述隔离电容模块连接，用于对所述正极高频交流信号进行隔离分压，并输出隔离分压后的正极高频交流信号和负极高频交流信号；
高频整流模块，与所述分压电容模块连接，用于接收所述隔离分压后的所述正极高频交流信号和所述负极高频交流信号，并输出整流后的正极直流输出电压和负极直流输出电压。
在本实施例中，输入单路正极性的高频交流电源，经电容分压后，转换输出多路的正极性直流电源和负极性的直流电压。
本发明例依托电容分压结构，利用功率管内体二极管的钳位功能，巧妙使用分压电容充放电过程中极板间电极极性分布和输出电源功率参考地回路不同，可实现一路输入电源拖动多路不同电平极性的多路输出电源功能，且多路输出电源间可独立地回路或复用同一输出地回路，并与总的输入电源间隔离。
本发明的明显优势在于，因传输的能量在安培级别内，多路电源的输出端口短路与否，对方案实现线路的各个器件均不会有损坏风险；短路故障状态移除后，输出即可恢复正常。
本案例举1路正电源和1路负电源，复用相同的GND回路，实现正负电源双电源的输出过程。
在具体应用中，可根据目标配置的正负电源数量和输出电平情况分配分压电容的数量；另外可根据多路输出电源是否分开对外供电、是否复用输出地回路，酌情配置地回路情况，达成双极性多路输出电源拓扑的自由组合。
在本实施例中，还包括：
控制开关模块，与所述分压电容模块、所述高频整流模块连接，用于控制整流后的正极直流输出电压和负极直流输出电压的输出。
具体的，如图1所示的正向控制开关、负向控制开关，组成了控制开关模块。
其中，所述隔离电容模块，包括：第一电容CA、第二电容CD；
所述第一电容与所述正极高频交流信号的输出端连接，所述第二电容与所述负极高频交流信号的输出端连接。
其中，所述分压电容模块，包括：第三电容CB和第四电容CC；
所述第三电容，与所述第一电容、所述高频整流模块、所述控制开关模块连接，所述第四电容，与所述第三电容、所述第二电容、所述高频整流模块、所述控制开关模块连接。
其中，所述高频整流模块，包括：
第一二极管D1、第五电容CO1、第二二极管D2、第六电容CO2；
所述第五电容，与所述第一二极管、所述控制开关模块连接；所述第六电容与所述第二二极管、所述控制开关模块连接。
示例性的，如图2所示，所述控制开关模块，包括：第一开关管Q2、第二开关管Q3；所述第一开关管与所述第五电容、所述分压电容模块连接；所述第二开关管与所述第六电容、所述分压电容模块连接。
在如图2所示的举例实现线路中：可实现1路正压电源和1路负压电源复用相同的地回路（GND2），输出双极性、相同电平幅值的正负双电源应用。
本举例中，重点阐释电容电源回路理念，故Vin输入为限定的高频交流能量，另输出利用电容本身的高频滤波原理对输入的高频交流能量实现交流能量转DC能量的过程；实际应用时可据使用需要调整***线路，实现电源DC或AC的输入类型，输出端口亦可选择不同的交流转直流方案。
其中，线路功能描述如下：
在本举例中，高频AC输入能量Vin，电平极性为正极性的，且为固定的高频交流信号，对应频率f，开启时间ton，关闭时间toff，电平幅值Vin。
本例举方案中，充电周期电容极板电势极性分布和输出功率地回路简图如图4所示：
充电周期：C节点为正极性电势能量时，Q2和Q3导通，正极性电源和负极性电源输出电容CO1和CO2充电。
充电周期，Vout+正极性电源输出概述如下：
C节点正电位，经D1正向导通，给CO1充电，E节点的电平即GND2，此GND2作为正负电源的参考0电位，外部接参考地，与设备的地短接，维持0电势位；Vout+此时为正向电平，此正向电平经D1导通压降，再经CO1电容的高频滤波稳压，输出线性的正极性直流电源电平；
充电周期，Vout-负极性电源输出概述如下：
C节点正电位，结合图示串联电容极板电极分布，对应功率回路中串联电容CC电容的H节点，亦为正电位，此正电位经D2导通压降，再经CO2电容的高频滤波稳压，输出线性的负极性直流电源电平。
在一个实施例中，所述第五电容CO1为高频滤波电容，充电计算公式为：
；
其中，Vout+为正极直流输出电压；VD为正极直流输出电压的输出端的幅值电压；R为Vout+输出回路中的等效电阻；C为所述第五电容的容值大小，t为所述第五电容从0V电势位充满至VD电势位的完成时间。
本发明的难点在于多输出电源地回路的处理，多电源参考的地回路容易互相影响，进而影响多路电源的输出电平状态；本发明利用NMOS内体二极管的钳位效果和NMOS管导通闭合状态，配合电容极板间正负电极分布情况，提供如下两种双极性多路输出电源地回路的处理思路：
一、正负电源多路输出共同参考同一个地回路的思路，基于此思路，可衍伸出基于电容分压结构的各种拓扑结构，可实现正压、负压电源的各类型方案；
二、正负电源多路输出分别参考独立的地回路的思路，基于此思路，多路输出电源分别独立输出，各自形成独立的电源回路；应用时，各路输出地回路不得短接，以规避输出电平状态被影响的情形。
在本实施例中，在正电源输出功率回路中，所述第一开关管、所述第二开关管导通，输出正极直流输出电压。
具体的，如图4所示，充电周期Vout+正极性电源输出详细过程描述如下：
(11, 正电源输出功率回路中，高频AC输入能量Vin的输入电流，流经CA、CB//CO1(CB与CO1并联)、CC//CO2(CC和CO2并联)电容，得到D节点的正极性高频能量；此处因Vout+和Vout-复用同一GND2输出地回路，此举例中的GND2为0V电势位；另CD电容未处于正极性电源输出的功率回路内，故不参与输入电压幅值的分压过程。
(12, C节点于充电周期，为正极性高频能量，Q2和Q3两颗功率管的S极电位势低于G极CGND2/CGND3分压C节点获得的电位势，故Q2、Q3同时打开。
(13, C节点正极性高频能量经D1整流输出正极性电平，再经CO1电容高频滤波稳压，完成CO1电容的充电过程，同步实现Vout+正极性电源输出。
(14, Q2导通，故CO1和CB电容形成并联功率回路。
(15, D1仅整流CB电容分压的单极性，正极性的高频能量，输出到Vout+。
(16, CO1电容分压获得的电平幅值VD，即Vout+的正电平幅值。
其中，VD=(1/(CO1+CB))/(1/CA+(1/(CO1+CB))+1/(CC+CO2))*Vin-VD1。
公式中，Vin为高频输入能量的电平幅值，CA、CO1、CO2、CB、CC电容容值均为预设的已知量，VD1为D1二极管的导通压降，可查器件规格书获取，由此，VD的输出电平幅值可计算获取。
(17, CO1为高频滤波电容，由电容充电计算公式Vout+=VD*(1-e-t/RC)，式中，
（1），Vout+为目标输出电压。
（2），VD为D节点幅值电压，可由如（5中，电容分压计算公式获得。
（3），R为Vout+输出回路中的等效电阻，主要为D1的等效阻值和CO1电容的等效阻值，此值可查相关器件规格获取。
（4），C为CO1容值大小，t为电容从0V电势位充满至VD电势位的完成时间，简称电容充满时间t，当C节点的高频能量ton/toff时间小于电容充满时间t时，电容极板两侧的电位势不会跌落到0V，借此原理，于C节点的高频能量经CO1电容滤波稳压后，实现输出Vout+近似线性直流电平的效果，达成输出直流电源的功能，Vout+的驱动电流能力由公式E=CO1*(D节点电平幅值)*（D节点电平幅值）/2。
(18, Vout+正极性电源输出功率近似为CO1内电容储存的能量，计算公式P=1/2CU²，式中C为CO1的容值大小, U为电容的有效电平幅值，高频交流输入能量为方波类高频信号时，U近似等于VD*((toff/(ton+toff), 式中VD为CO1电平幅值，ton为高频交流输入能量的正向电平时间，toff为高频交流输入能量的负向电平时间；代入公式即可计算出输出电源的功率。
在一个实施例中，在负电源输出功率回路中，所述第二开关管导通，输出负极直流输出电压。
具体的，如图4所示，充电周期Vout-负极性电源输出详细过程描述如下：
(21, 负电源功率输出回路中，高频输入能量Vin的输入电流，流经CA、CB//CO1(CB与CO1并联)、CC//CO2(CC和CO2并联)电容，得到G节点的高频能量。
(22, H节点的高频能量经D2整流输出正向极性电平，给CO2充电，CO2电容同步高频滤波稳压，输出直流电平的G节点的Vout-负极性电源。
(23, 参考如上(12描述，此时Q3导通，CO2和CC电容并联，CD电容未处于负极性电源输出的功率回路内，故不参与输入电压幅值的分压过程。
(24, Q3导通，CO2和CC电容并联，此时受电容极板间电极极性分布影响，G节点的电平极性为负极，GND2作为0V低电平的参考电位势，同外部设备连接，实现Vout-负极性电源输出过程。
(25, Vout-负极性电平的幅值VD-的计算公式：
VD-=(1/(CO2+CC))/(1/CA+(1/(CO1+CB))+1/(CC+CO2))*Vin-VD2；公式中Vin为高频输入能量的电平幅值，CA、CO1、CO2、CB、CC电容容值均为预设的已知量，VD2为D2二极管的导通压降，可查器件规格书获取，由此，VD-的输出电平幅值可计算获取。
(26, CO2高频滤波电容选取，参考(17相关内容描述。
(27，Vout-负极性电源输出功率，参考(18相关内容描述。
在一个实施例中，结合图5所示的放电周期功率回路简图，说明一下放电周期：
C节点为负极性电势能量时，Q2和Q3同时关闭，正极性电源和负极性电源功率输出回路中，功率输出由电容Q2、CO1和Q3、CO2的局部线路对外放电维持双电源功率输出。
放电周期，Vout+正极性电源输出过程描述如下：
(1), 放电周期，C节点为负极性电位势，D1不导通。
(2), NMOS Q2的S极受CB电容极板间电极为正极性影响，对应S极电位势高于Q2的G极分压C节点获得的电位势，Q2不导通。
(3), NMOS Q2不导通，NMOS Q2内体二极管，受CB电容极板间电极极性影响，顺向钳位CO1电容电平极性不变，同时对CO1续流放电。
(4), 放电周期内，CO1于充电周期内储存能量和Q2体二极管对CO1续流放电，同步对外Vout+输出放电，维持Vout+正极性电平电源输出状态。
放电周期，Vout-负极性电源输出过程描述如下：
(1), 放电周期，H节点为负极性电位势，D2不导通。
(2), CC电容极板间电极极性分布，F节点为正极性，NMOS Q3的S极受CC电容极板间电极为正极性影响，对应F节点Q3的S极电位势高于Q3的G极分压C节点获得的电位势，Q3不导通。
(3), F节点为正极性，NMOS Q3内体二极管顺向钳位CO2电容电平极性不变，同时对CO2续流放电。
(4), 放电周期内，CO2于充电周期内储存能量和Q3体二极管对CO2续流放电，维持Vout-负极性电平电源输出状态。
综上举例描述过程，可实现一路输入电源，转换为一路正极性电源和一路负极性电源的双电源输出，且两路输出电源共参考地。
本线路举例中，于CA、CB、CC、CO1、CO2容值相同的情况下，实测波形示意图如图6所示：本举例中，正电源和负电源复用相同的GND参考点，故双输出电源可于外部设备短接于一起。
在一个实施例中，本发明还提供一种电容型多路输出电源电路，包括：
如上举例基础上，于正电源和负电源不复用相同的GND参考点时，如图7、8所示。
在本实施例中，正极性输出电源和负极性输出电源不复用同一参考地时，对应输出电源功率回路充电周期示意图如图9所示。
双输出电源不复用同一参考地时，正电源输出幅值有差异；
正电源输出功率回路中，高频输入能量Vin的输入电流，流通路径仅经过CA和CB//CO1(CB和CO1并联)，由输出功率回路中电流流经路径同双输出电源复用同一参考地不同可知，此时正电源输出幅值有明显差异；
Vout+此时输出电平幅值VD，计算公式为：VD=(1/ (CB+CO1))/(1/CA+1/ (CB+CO1))*Vin-VD1。
公式中Vin为高频输入能量的电平幅值，CA、CB、CO1电容容值均为预设的已知量，VD1为D1二极管的导通压降，可查器件规格书获取，由此，VD的输出电平幅值可计算获取。
负电源输出功率回路中，高频输入能量Vin的输入电流，流通路径仍需经过CA、CB//CO1(CB与CO1并联)、CC//CO2(CC和CO2并联)电容，得到G节点的高频能量；同举例中复用相同参考地时一致。
其他相关工作过程同复用相同参考地时一致。
正极性输出电源和负极性输出电源不复用同一参考地时，对应输出电源功率回路放电周期示意图如图10所示。
由图10可知，正负双电源输出功率回路分别使用独立的参考地时，于放电周期同复用同一地回路时一致，故相关工作过程也一致。
综上例举描述，应用中需要多路的正电源或负电源时，可于CA、CB、CC和CD主电容环路中***或减少电容数量，并利用功率管内体二极管的钳位功能，巧妙使用分压电容充放电过程中极板间电极极性分布和输出电源功率参考地回路不同，实现一路输入电源拖动多路不同电平极性的多路输出电源功能，且多路输出电源间可独立地回路或复用同一输出地回路，并与总的输入电源间隔离。
在本实施例中，本发明提供一种电容型多路输出电源，包括：所述的一种电容型多路输出电源电路。
在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详细描述或记载的部分，可以参见其他实施例的相关描述。
本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元，能够以电子硬件、或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本申请的范围。
应当说明的是，上述实施例均可根据需要自由组合。以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种电容型多路输出电源电路，其特征在于，包括：
隔离电容模块，用于输入一路正极高频交流信号；
分压电容模块，与所述隔离电容模块连接，用于对所述正极高频交流信号进行隔离分压，并输出隔离分压后的正极高频交流信号和负极高频交流信号；
高频整流模块，与所述分压电容模块连接，用于接收所述隔离分压后的所述正极高频交流信号和所述负极高频交流信号，并输出整流后的正极直流输出电压和负极直流输出电压；
控制开关模块，与所述分压电容模块、所述高频整流模块连接，用于控制整流后的正极直流输出电压和负极直流输出电压的输出；
其中，所述隔离电容模块，包括：第一电容、第二电容；所述第一电容与所述正极高频交流信号的输出端连接，所述第二电容与所述负极高频交流信号的输出端连接；
所述分压电容模块，包括：第三电容和第四电容；所述第三电容，与所述第一电容、所述高频整流模块、所述控制开关模块连接，所述第四电容，与所述第三电容、所述第二电容、所述高频整流模块、所述控制开关模块连接；
所述高频整流模块，包括：第一二极管、第五电容、第二二极管、第六电容；所述第五电容，与所述第一二极管、所述控制开关模块连接；所述第六电容与所述第二二极管、所述控制开关模块连接。
2.根据权利要求1所述的一种电容型多路输出电源电路，其特征在于，所述第五电容为高频滤波电容，充电计算公式为：
Vout+=VD*(1-e-t/RC)；
其中，Vout+为正极直流输出电压；VD为正极直流输出电压的输出端的幅值电压；R为Vout+输出回路中的等效电阻；C为所述第五电容的容值大小，t为所述第五电容从0V电势位充满至VD电势位的完成时间。
3.根据权利要求2所述的一种电容型多路输出电源电路，其特征在于，所述控制开关模块，包括：第一开关管、第二开关管；
所述第一开关管与所述第五电容、所述分压电容模块连接；所述第二开关管与所述第六电容、所述分压电容模块连接。
4.根据权利要求3所述的一种电容型多路输出电源电路，其特征在于，在正电源输出功率回路中，所述第一开关管、所述第二开关管导通，输出正极直流输出电压。
5.根据权利要求3所述的一种电容型多路输出电源电路，其特征在于，在负电源输出功率回路中，所述第二开关管导通，输出负极直流输出电压。
6.一种电容型多路输出电源，其特征在于，包括：如权利要求1~5中任一项所述的一种电容型多路输出电源电路。
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