CN117254687A - Buck变换器和其控制电路以及使用它们的电子设备 - Google Patents

Buck变换器和其控制电路以及使用它们的电子设备 Download PDF

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Abstract

本申请公开了一种Buck变换器和其控制电路以及使用它们的电子设备。该控制电路包括：误差放大器，将输出电压的第一检测电压与预先设定的基准电压进行比较，输出二者的电压差值作为误差信号；纹波补偿电路，在第一模式下将反映储能元件的能量变化的纹波电压叠加到误差信号上得到第二检测电压，以及在第二模式下将第一检测电压分压得到第二检测电压；PWM比较器，将第二检测电压与基准电压进行比较，以产生PWM信号；逻辑电路，根据PWM信号生成开关信号并控制其占空比，使得Buck变换器的输出电压接近基准电压；驱动电路，用于基于开关信号生成施加到开关晶体管和整流晶体管的栅极的驱动信号，既可以改善轻负载时的效率问题，又不会增加电路的面积。

Description

Buck变换器和其控制电路以及使用它们的电子设备
技术领域
本发明涉及开关电源技术领域，更具体地，涉及一种Buck变换器和其控制电路以及使用它们的电子设备。
背景技术
在近年的便携式电话、PDA(Personal Digital Assistant；个人数字助理)、笔记本型个人计算机等各种各样的电子设备中，安装有进行数字信号处理的微处理器。驱动这些微处理器所需要的电源电压随着半导体制造工艺的细微化而降低，有的以1.5V以下的低电压进行工作。
另一方面，在这些电子设备中安装有锂离子电池等电池作为电源。从锂离子电池输出的电压在3V～4V左右，若将这种电压直接提供给微处理器将产生多余的功耗，所以一般使用Buck(降压)变换器、串联调节器(series regulator)等对电池电压进行降压，在稳压后再提供给微处理器。
Buck变换器有使用整流用的二极管的方式(以下称作二极管整流方式)和取代二极管而使用整流晶体管的方式(以下称作同步整流方式)。前者具有在流过负载的负载电流较小时能获得高效率的优点，但在控制电路的外部除电感、电容器之外还需要二极管，所以电路面积变大。后者在提供给负载的电流较小时效率比前者差，但由于取代二极管而使用晶体管，所以可以集成在LSI的内部，能使包括***部件在内的电路面积小型化。便携式电话等电子设备在被要求小型化时，多数情况下采用使用了同步整流晶体管的Buck变换器。
图1示出根据现有技术的一种同步整流式Buck变换器的示意性电路图。Buck变换器100包括主功率电路和控制电路，主功率电路包括串联连接在输入端和接地端之间的开关晶体管MD1和整流晶体管MD2，电感Lx连接在开关晶体管MD1和整流晶体管MD2的中间节点和输出端之间，输出电容Co连接在输出端和接地端之间。Buck变换器100的输入端接收输入电压Vin，输出端提供输出电压Vout。Buck变换器100的控制电路用于向开关晶体管MD1和整流晶体管MD2提供驱动信号。
在Buck变换器100的控制电路中，导通时间控制电路110设定开关周期Tsw的固定导通时间Ton，从而产生复位信号。最小关断时间控制电路120设定与预定输出电压和预定负载相对应的最小关断时间Toff_min(或最大开关频率)。误差放大器EA根据输出电压Vout的检测电压FB和基准电压Vref得到误差信号Vc，PWM比较器131将误差信号Vc与检测电压FB进行比较以获得PWM信号(Pulse Width Modulation，脉宽调制信号)。与门132的两个输入端分别接收PWM比较器131输出的PWM信号和最小关断时间Toff_min，输出端提供置位信号。RS触发器140根据复位信号和置位信号产生开关信号。驱动电路150将开关信号转换成驱动信号以控制开关晶体管MD1和整流晶体管MD2的导通状态。
当检测电压FB小于等于误差信号Vc时，导通时间控制电路110设定固定导通时间，使得开关控制信号的导通时间为固定值。当检测电压FB大于误差信号Vc时，开关控制信号的关断信号有效，从而根据输出电压Vout进行动态调整关断时间，该关断时间大于最小关断时间Toff_min。
然而，在一些应用中需要在Buck变换器100的输出端使用低ESR(EquivalentSeries Resistance，等效串联电阻)电容(例如陶瓷电容)作为输出电容。由于这种类型的输出滤波器即使在存在大量噪声的情形下也会产生很小的输出纹波，并且电容纹波相比于电感纹波存在相位延迟，因此会在***中发生次谐波振荡，所以可能会导致控制***不稳定的问题。而在Buck变换器100的输出端使用ESR较大的电容(例如电解电容)作为输出电容不仅会增大电路面积和成本，而且会导致输出电压的纹波增大而出现大的波动，影响后级电路的正常工作。
此外，现有技术的Buck变换器100在负载电流较小时还存在效率较差的问题，当负载电流变小时，流过输出电感的电流也逐渐降低，进而朝负的方向流。若流过电感的电流成为负值，则在整流晶体管导通期间，由于流过电感的电流经由整流晶体管流向地，因此会消耗多余的功率。
发明内容
鉴于上述问题，本发明的目的在于提供一种Buck变换器和其控制电路以及使用它们的电子设备，既可以改善轻负载时的效率问题，并且不会增加Buck变换器的电路面积。
根据本发明实施例的第一方面，提供了一种Buck变换器的控制电路，所述Buck变换器包括开关晶体管、整流晶体管以及储能元件，通过所述开关晶体管和所述整流晶体管的切换将输入电压传送至所述储能元件，以将所述输入电压转换成输出电压，其中，所述控制电路包括：误差放大器，用于将所述输出电压的第一检测电压与预先设定的基准电压进行比较，输出二者的电压差值作为误差信号；纹波补偿电路，用于在第一模式下将反映所述储能元件的能量变化的纹波电压叠加到所述误差信号上得到第二检测电压，以及在第二模式下将所述第一检测电压分压得到所述第二检测电压；PWM比较器，用于将所述第二检测电压与所述基准电压进行比较，以产生PWM信号；逻辑电路，用于根据所述PWM信号生成开关信号并控制其占空比，使得所述Buck变换器的输出电压接近所述基准电压；驱动电路，用于基于所述开关信号生成施加到所述开关晶体管和所述整流晶体管的栅极的驱动信号。
可选的，在所述第一模式下所述误差放大器受控开启，以及在所述第二模式下所述误差放大器受控关闭。
可选的，所述纹波补偿电路包括：连接于所述储能元件的两端之间的补偿电阻和补偿电容；第一电容，其第一端与所述第一电阻和所述第一电容的中间节点连接；第一电阻，其第一端与所述第一检测电压和所述误差放大器的正输入端连接，第二端与所述误差放大器的输出端和所述PWM比较器的正输入端连接；以及第二电阻，其第一端与所述第一电容的第二端连接，第二端与所述第一电阻的第二端连接。
可选的，所述控制电路还包括：轻载检测电路，用于将所述开关晶体管和所述整流晶体管的连接点的开关电压与阈值电压进行比较，并根据比较结果生成轻载指示信号以控制所述Buck变换器在所述第一模式和所述第二模式的切换。
可选的，所述轻载检测电路包括：过零比较器，用于将所述开关电压与所述阈值电压进行比较，输出过零检测信号；第一计时模块，用于计时，并在所述过零检测信号的高电平时间大于第一预设时间时生成第一指示信号；第二计时模块，用于在收到所述过零检测信号时开始计时，并在所述计时达到第二预设时间时生成第二指示信号；以及触发模块，用于在收到所述第一指示信号时置位生成有效的所述轻载指示信号，以及在收到所述第二指示信号和所述开关信号时复位生成无效的所述轻载指示信号。
可选的，所述第一预设时间大于所述第二预设时间。
可选的，所述阈值电压为接地电位。
可选的，所述控制电路还包括：导通时间控制电路，用于设置所述开关晶体管的最小开启时间；以及最小关断时间控制电路，用于设置所述开关晶体管的最小关断时间，所述最小关断时间为固定时间段。
根据本发明实施例的第二方面，提供了一种Buck变换器，包括：主功率电路，包括开关晶体管、整流晶体管以及储能元件，通过所述开关晶体管和所述整流晶体管的切换将输入电压传送至所述储能元件，以将所述输入电压转换成输出电压；以及上述的控制电路，用于控制所述开关晶体管和所述整流晶体管的切换。
根据本发明实施例的第三方面，提供了一种电子设备，包括：输出电池电压的电池；微处理器；以及上述的Buck变换器，用于将所述电池电压降压后提供给所述微处理器。
综上所述，本发明实施例的Buck变换器和其控制电路具有标准和轻载两种模式，在标准模式下纹波补偿电路将反映储能元件的能量变化的纹波电压叠加到误差放大器的输出上得到第二检测电压，并通过PWM比较器将第二检测电压与设定的基准电压进行比较来控制开关晶体管的导通时刻。在轻载模式下纹波补偿电路根据输出电压分压得到的第一检测电压得到第二检测电压，然后通过PWM比较器比较第二检测电压与设定的基准电压来控制开关晶体管的导通时刻，从而可以在轻载模式下仅保留PWM比较器和基准电压模块，将其他的模块均关闭，可以最大限度地降低电路的静态电流，提高电路的轻载效率。此外，本发明的Buck变换器无需为轻载模式提供额外的PWM比较器来比较输出电压和设定的基准电压，同时兼顾了电路的面积和尺寸。
此外，本发明的Buck变换器在标准模式下保留了自适应迟滞量的迟滞控制的主体架构，在这种架构下输出电压的变化可以直接反映给PWM比较器，可以提供极其优秀的瞬态响应。
此外，在这种控制架构下，开关晶体管的导通时间由导通时间控制电路和PWM比较器来共同控制，当PWM比较器的导通时间小于导通时间控制电路设定的最小导通时间时，可以将开关晶体管的导通时间限制在最小导通时间，保证***工作在伪定频状态。当PWM比较器的导通时间大于最大导通时间时，开关晶体管的导通时间由PWM比较器的输出来控制，从而可以使得***的导通时间随PWM信号的增加而增加，从而可以在高占空比下实现平稳降频，避免由于纹波峰峰值过小被噪声淹没而产生错误翻转的情况发生。
此外，本实施例的轻载检测电路通过双计时模块的设定，可以设置轻载模式的进入和退出的不同时间窗口，并且通过设置第一预设时间大于第二预设时间，可以在这两个时间窗口之间设置迟滞，可以避免当负载波动时***在轻载模式和标准模式之间不断地切换，提高了电路的稳定性。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1示出了根据现有技术的一种同步整流式Buck变换器的示意性电路图；
图2示出了根据本发明实施例的Buck变换器的示意性电路图；
图3示出了安装了图2的Buck变换器的电子设备的示意性框图；
图4示出了本发明实施例的Buck变换器中的轻载检测电路的示意性电路图；
图5示出了本发明实施例的Buck变换器在标准模式下的示意性波形图；
图6示出了本发明实施例的Buck变换器在轻载模式下的示意性波形图。
具体实施方式
以下将参照附图更详细地描述本发明的各种实施例。在各个附图中，相同的元件采用相同或类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。此外，可能未示出某些公知的部分。
应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以直接耦合或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦合到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
在本申请中，开关管是工作开关模式以提供电流路径的晶体管，包括选自双极晶体管或场效应晶体管的一种。开关管的第一端和第二端分别是电流路径上的高电位端和低电位端，控制端用于接收驱动信号以控制开关管的导通和关断。
本发明可以各种形式呈现，以下将描述其中一些示例。
图2示出了根据本发明实施例的Buck变换器200的示意性电路图。图3示出了安装了图2中的Buck变换器200的电子设备300的示意性框图。电子设备300例如是笔记本型个人计算机，具有电池310、微处理器320和Buck变换器200。
电池310例如由多个锂离子电池单元构成，输出12V左右的电池电压Vbat。微处理器320是进行各种运算处理，并统括地控制电子设备300整体的功能块，是以电源电压1.5V程度进行动作的LSI。
本实施例的Buck变换器200对12V左右的电池电压Vbat进行降压，作为微处理器320的电源电压来提供。微处理器320在进行运算处理时消耗电流较大，在不进行运算处理的待机状态下使消耗电流降低，谋求降低功耗。因此，从降压型开关调节器200流向微处理器320的电流Iout因微处理器320的动作状态的不同而有较大变化。本实施方式的降压型开关调节器200能很好地适用于以下用途：将在消耗电流非常小的模式下工作的设备作为负载高效地进行电压转换。以下，基于图2对Buck变换器200的结构进行详细说明。
如图2所示，Buck变换器200包括主功率电路和控制电路。其主功率电路是普通的同步整流方式的降压型开关调节器的输出电路，对施加到输入端202的输入电压Vin进行降压，从输出端子204输出输出电压Vout。输入电压Vin是图3中的电池电压Vbat。开关晶体管MD1、整流晶体管MD2被串联连接在输入端子202与接地之间。开关晶体管MD1和整流晶体管MD2例如为N沟道MOS晶体管，由施加在栅极的驱动信号控制其导通和截止。
在开关晶体管MD1和整流晶体管MD2的连接点与输出端子204之间设置有储能元件(例如电感Lx)。输出电容Co被设置在输出端子204和接地之间，电阻Resr为输出电容Co的等效串联电阻，负载电阻RL并联在输出电容Co的两端之间。电阻R1和电阻R2组成的第一分压网络用于得到输出电压Vout的第一检测电压FB1。
在本实施例中，将开关晶体管MD1和整流晶体管MD2的连接点的电压称作开关电压Vsw。而且，将流过电感Lx的电流称作电感电流IL。该电感电流IL将向输出电容Co流动的方向定义为正，此外，将从输出电容Co经由输出端子204流到负载的电流称作输出电流Iout。
Buck变换器200的控制电路生成要施加到开关晶体管MD1和整流晶体管MD2的栅极的驱动信号，控制开关晶体管MD1和整流晶体管MD2的导通和截止。Buck变换器200通过反复使开关晶体管MD1和整流晶体管MD2交替地导通、截止，利用电感Lx进行能量转换，从而使得输入电压Vin被降压。被降压后的电压通过电感Lx、输出电容Co被平滑化，作为输出电压Vout被输出。
其中，Buck变换器200的控制电路可以被集成在一个半导体衬底上的LSI芯片。在本实施例中，开关晶体管MD1和整流晶体管MD2可以被设置在控制电路的外部，但是也可以设置于控制电路的内部。
Buck变换器200的控制电路主要采用ULP-COT(Ultra Low Power Constant OnTime Control，超低功率恒定导通时间)架构，可以包括误差放大器EA、导通时间控制电路210、最小关断时间控制电路220、PWM比较器230、逻辑电路240、驱动电路250、纹波补偿电路260以及轻载检测电路270。该控制电路在每个开关周期Tsw期间，交替地反复执行第一状态和第二状态，其中第一状态是使开关晶体管MD1导通，使整流晶体管MD2截止；第二状态是使整流晶体管MD2导通，使开关晶体管MD1截止。在第一状态和第二状态之间，设置有使得开关晶体管MD1和整流晶体管MD2都不导通的时间(也称为死区时间)。
控制电路在第一状态下，在预定的导通时间Ton期间，该导通时间Ton由PWM信号的高电平时间或导通时间控制电路210设定的导通时间Ton1来决定，经由开关晶体管MD1对输出电容Co进行充电，使得输出电压Vout缓慢上升。在经过导通时间Ton后，转移至第二状态，使得整流晶体管MD2导通。在第二状态下，在输出电压Vout下降到预定的基准电压Vref时，控制电路再次转移至第一状态。
该第一状态和第二状态之间的转移由误差放大器EA、导通时间控制电路210、最小关断时间控制电路220、PWM比较器230和逻辑电路240组成的环路来进行。
导通时间控制电路210在开关晶体管MD1导通时开始计时，用于设置开关晶体管MD1在每个周期中的最小导通时间Ton1＝Vout/Vin*Tsw。其中，Vout表示输出电压的电压值，Vin表示输入电压的电压值，Tsw表示Buck变换器的开关周期，可以保证Buck变换器的工作频率的一致性。
最小关断时间控制电路220在开关晶体管MD1截止时开始计时，用于设定开关晶体管MD1在每个周期中与预定输出电压和预定负载相对应的最小关断时间Toff_min(或最大开关频率)，该最小关断时间Toff_min为固定时间段。
误差放大器EA的正输入端与输出电压Vout经电阻R1和R2的分压网络得到的第一检测电压FB1连接，负输入端与设定的基准电压Vref连接。误差放大器EA用于将输出电压Vout的分压值FB1与预先设定的基准电压Vref进行比较，输出二者的电压差值作为误差信号。
PWM比较器230的正输入端与误差放大器EA的输出以及纹波补偿电路260的输出连接，负输入端与所述基准电压Vref连接。PWM比较器230用于将该误差信号与反映储能元件Lx的能量变化的纹波电压Ripple叠加得到的第二检测电压FB2与基准电压Vref进行比较，以产生PWM信号。
逻辑电路240包括与非门241～243和或门244，或门244的一个输入端与PWM信号连接，另一个输入端与导通时间控制电路210的输出连接，与非门243的一个输入端与最小关断时间控制电路220的输出连接，另一个输入端与PWM信号连接，与非门241的一个输入端和与非门243的输出端连接，另一个输入端和与非门242的输出端连接，与非门242的一个输入端与或门244的输出端连接，另一输入端和与非门241的输出端连接，与非门241的输出端用于输出所述开关信号DRV。逻辑电路240用于分别根据PWM信号、最小导通时间Ton1或者最小关断时间Toff_min生成开关信号DRV，并通过控制其的占空比，使得Buck变换器200的输出电压Vout接近所述基准电压Vref。
驱动电路250用于根据开关信号DRV和轻载检测电路270输出的过零检测信号ZCD，夹有死区时间地使开关晶体管MD1和整流晶体管MD2交替导通。
如前所述，本实施例的Buck变换器200的主架构为自适应迟滞量的迟滞控制。误差放大器EA输出的误差信号与纹波电压Ripple叠加得到的第二检测电压FB2，误差信号提供直流点，纹波电压Ripple提供与电感电流同相位的交流信号。PWM比较器230输出的PWM信号直接用来控制开关晶体管MD1和整流晶体管MD2的导通和截止，输出电压Vout的变化可以直接反应给PWM比较器230，使得PWM比较器230在第一时间做出相关的开关动作，因此该控制架构可以提供及其优秀的瞬态响应。
此外，在这种控制架构下，每个开关周期的导通时间Ton由导通时间控制电路210和PWM比较器230的输出来共同控制，当PWM信号的高电平时间小于导通时间控制电路210设置的导通时间Ton1时，开关晶体管MD1的导通时间被限制为最小导通时间Ton1，由于最小导通时间Ton1是自适应固定频率的，所以此设置可以保证***工作在伪定频状态。当PWM信号的高电平时间大于导通时间控制电路210设置的导通时间Ton1时，开关晶体管MD1的导通时间由PWM比较器230的输出来控制，***的导通时间Ton可以跟随PWM信号的增加而增加，从而可以实现平稳降频，此情况通常发生在高占空比下，在这种情况下，纹波峰峰值会被PWM比较器的迟滞量限制，避免由于纹波峰峰值过小被噪声淹没而产生错误翻转的情况发生。此外，由于该控制架构保留了迟滞控制的主体，所以其最大导通时间由PWM比较器230的输出来控制，而不必受到导通时间控制电路210的计时来限制，因此在一些情况下可以实现100％的开启。
此外，本实施例的控制电路为了改善轻负载时的效率，还包括纹波补偿电路260和轻载检测电路270。轻载检测电路270用于将开关晶体管MD1和整流晶体管MD2的连接点的开关电压Vsw与设定的阈值电压进行比较，并根据比较结果生成轻载指示信号PSM，以控制Buck变换器200在标准模式和轻载模式下切换。
其中，在所述标准模式下，纹波补偿电路260将反映储能元件Lx的能量变化的纹波电压Ripple叠加到所述误差信号上得到第二检测电压FB2，通过PWM比较器230将第二检测电压FB2与基准电压Vref进行比较，来控制开关晶体管MD1的导通时刻。在所述轻载模式下，误差放大器EA受控关闭，同时纹波补偿电路260将第一检测电压FB1分压得到第二检测电压FB2，即在该模式下第二检测电压FB2即为第一检测电压FB1，当作为输出电压Vout的第二检测电压FB2下降到基准电压Vref时，PWM比较器230的输出翻转，导通开关晶体管MD1。因此在轻载模式下仅需要保留PWM比较器230和基准电压模块即可，将其他模块均关闭，可以最大限度地降低电路的静态电流，提高电路的轻载效率。
其中，纹波补偿电路260连接在储能元件Lx的两端之间，用于产生所述纹波电压Ripple。纹波补偿电路260包括补偿电阻RR1、电阻R3和R4以及补偿电容CR1和电容C3。补偿电阻RR1和补偿电容CR1串联连接在储能元件Lx的两端之间，电容C3的第一端与补偿电阻RR1和补偿电容CR1的中间节点连接，第二端与电阻R4的第一端连接，电阻R4的第二端与电阻R3的第二端、PWM比较器230的正输入端以及误差放大器EA的输出端连接，电阻R3的第一端与误差放大器EA的正输入端以及第一检测电压FB1连接。
当***处于标准模式下时，通过电阻RR1和电容CR1采样储能元件Lx中的电流变化产生所述纹波电压Ripple，电容C3将该纹波电压Ripple耦合到电阻R3的第一端，并通过电阻R3和R4将其叠加到误差放大器EA的输出上。在该标准模式下，误差放大器EA的直流增益为gm*R4，其中gm为误差放大器EA的跨导，适当地调节该乘积，可以得到所需的输出电压精度。当***处于轻载模式下时，电阻R3的第一端处于高阻状态，因此通过电阻R3和R4的分压网络将第一检测电压FB1直接分压得到第二检测电压FB2。
图4示出了本发明实施例的Buck变换器中的轻载检测电路的示意性电路图。如图4所示，本实施例的轻载检测电路270包括过零比较器271、第一计时模块272、第三计时模块273以及触发模块274。
过零比较器271的正输入端与开关晶体管MD1和整流晶体管MD2的连接点处的开关电压Vsw连接，负输入端与阈值电压(例如接地电位)连接。过零比较器271用于将该开关电压Vsw与阈值电压进行比较，输出过零检测信号ZCD。
第一计时模块272用于计时，并在所述过零检测信号ZCD的高电平时间大于第一预设时间T1时生成第一指示信号V1。第二计时模块273用于在接收到所述过零检测信号ZCD时开始计时，并在所述计时达到第二预设时间T2时生成第二指示信号V2。其中，本实施例的轻载检测电路270还包括反相器INV1和INV2，反相器INV1和INV2分别连接在第一计时模块272和第二计时模块273的输出端，用于分别对第一指示信号V1和第二指示信号V2进行波形整形。
触发模块274包括与非门2741～2743和或门2744。与非门2741具有三个输入端，第一输入端与第二指示信号V2连接，第二输入端与过零比较器271的输出连接，第三输入端与逻辑电路240的输出连接。或门2744的第一输入端与与非门2742的输出端连接，第二输入端与第一指示信号V1连接。与非门2742的第一输入端与或门2744的输出端连接，第二输入端与与非门2743的输出端连接，输出端用于输出轻载指示信号PSM。与非门2743的第一输入端与与非门2742的输出端连接，第二输入端与与非门2741的输出端连接。触发模块274用于基于第一指示信号V1、第二指示信号V2以及开关信号DRV控制轻载指示信号PSM的有效和无效状态的切换。
其中，轻载模式的进入判定为：当开关电压Vsw下降到0后，过零比较器271的输出变高，当过零检测信号ZCD的高电平时间大于设定的第一预设时间T1时后，第一计时模块272输出有效的第一指示信号V1，触发模块274根据有效的第一指示信号V1置位生成有效的轻载指示信号PSM，控制***切换至轻载模式，关闭其他模块，仅保留PWM比较器和基准电压模块。轻载模式的退出判定为：当过零检测信号ZCD的高电平到来后第二计时模块273开始计时，当计时达到第二预设时间T2后，向触发模块274给与一个时间窗口，如果在这个时间窗口内检测到高电平的开关信号DRV，则触发模块274复位生成无效的轻载指示信号PSM，控制***从轻载模式切换至标准模式。
本实施例的轻载检测电路270通过双计时模块的设定，可以设置轻载模式的进入和退出的不同时间窗口，并且通过设置第一预设时间T1大于第二预设时间T2，可以在这两个时间窗口之间设置迟滞，可以避免当负载波动时***在轻载模式和标准模式之间不断地切换，提高了电路的稳定性。
图5示出了本发明实施例的Buck变换器在标准模式下的示意性波形图。图6示出了本发明实施例的Buck变换器在轻载模式下的示意性波形图。
首先，参照图5说明本实施例的Buck变换器200在标准模式下的动作。
在图5中，当第二检测电压FB2下降到基准电压Vref时，PWM信号翻转为高电平，控制开关晶体管MD1导通，整流晶体管MD2截止(二者之间存在一定的死区时间，下同)。在开关晶体管MD1导通期间，电感电流IL逐渐上升，输出电压Vout也随时间上升，同时导通时间控制电路开始计时。当导通时间控制电路的计时达到最小导通时间Ton1时，Ton1翻转为高电平，控制开关晶体管MD1截止，整流晶体管MD2导通。在整流晶体管MD2导通期间，电感电流IL逐渐下降，输出电压Vout也随时间而下降。当第二检测电压FB2下降到基准电压Vref时，再次重复上述的过程。
接下来参照图6说明本实施例的Buck变换器200在轻载模式下的动作。
在轻载模式下，虽然开关晶体管MD1的导通时间仍然由PWM比较器来控制，关断时间仍然由导通时间控制电路的Ton1来控制，但是由于误差放大器EA已经关闭，所以检测电压FB的直流偏差会明显变大一些，但是由于此时的负载已经很轻，所以此直流偏差仍然在可接受的范围内。如图6所示，当第二检测电压FB2下降到基准电压Vref时，PWM信号翻转为高电平，控制开关晶体管MD1导通，整流晶体管MD2截止。在开关晶体管MD1导通期间，电感电流IL迅速上升，输出电压Vout也迅速上升。当导通时间控制电路的计时达到最小导通时间Ton1时，Ton1翻转为高电平，控制开关晶体管MD1截止，整流晶体管MD2导通。在整流晶体管MD2导通期间，电感电流IL逐渐下降，输出电压Vout也随时间而下降。当第二检测电压FB2下降到基准电压Vref时，再次重复上述的过程。
综上所述，本发明实施例的Buck变换器和其控制电路具有标准和轻载两种模式，在标准模式下纹波补偿电路将反映储能元件的能量变化的纹波电压叠加到误差放大器的输出上得到第二检测电压，并通过PWM比较器将第二检测电压与设定的基准电压进行比较来控制开关晶体管的导通时刻。在轻载模式下纹波补偿电路根据输出电压分压得到的第一检测电压得到第二检测电压，然后通过PWM比较器比较第二检测电压与设定的基准电压来控制开关晶体管的导通时刻，从而可以在轻载模式下仅保留PWM比较器和基准电压模块，将其他的模块均关闭，可以最大限度地降低电路的静态电流，提高电路的轻载效率。此外，本发明的Buck变换器无需为轻载模式提供额外的PWM比较器来比较输出电压和设定的基准电压，同时兼顾了电路的面积和尺寸。
此外，本发明的Buck变换器在标准模式下保留了自适应迟滞量的迟滞控制的主体架构，在这种架构下输出电压的变化可以直接反映给PWM比较器，可以提供极其优秀的瞬态响应。
此外，在这种控制架构下，开关晶体管的导通时间由导通时间控制电路和PWM比较器来共同控制，当PWM比较器的导通时间小于导通时间控制电路设定的最小导通时间时，可以将开关晶体管的导通时间限制在最小导通时间，保证***工作在伪定频状态。当PWM比较器的导通时间大于最大导通时间时，开关晶体管的导通时间由PWM比较器的输出来控制，从而可以使得***的导通时间随PWM信号的增加而增加，从而可以在高占空比下实现平稳降频，避免由于纹波峰峰值过小被噪声淹没而产生错误翻转的情况发生。
此外，本实施例的轻载检测电路通过双计时模块的设定，可以设置轻载模式的进入和退出的不同时间窗口，并且通过设置第一预设时间大于第二预设时间，可以在这两个时间窗口之间设置迟滞，可以避免当负载波动时***在轻载模式和标准模式之间不断地切换，提高了电路的稳定性。
在以上的描述中，对公知的结构要素和步骤并没有做出详细的说明。但是本领域技术人员应当理解，可以通过各种技术手段，来实现相应的结构要素和步骤。另外，为了形成相同的结构要素，本领域技术人员还可以设计出与以上描述的方法并不完全相同的方法。另外，尽管在以上分别描述各实施例，但是这不意味着各个实施例中的措施不能有利地结合使用。
依照本发明的实施例如上文，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。

Claims (10)

1.一种Buck变换器的控制电路，所述Buck变换器包括开关晶体管、整流晶体管以及储能元件，通过所述开关晶体管和所述整流晶体管的切换将输入电压传送至所述储能元件，以将所述输入电压转换成输出电压，其中，所述控制电路包括：
误差放大器，用于将所述输出电压的第一检测电压与预先设定的基准电压进行比较，输出二者的电压差值作为误差信号；
纹波补偿电路，用于在第一模式下将反映所述储能元件的能量变化的纹波电压叠加到所述误差信号上得到第二检测电压，以及在第二模式下将所述第一检测电压分压得到所述第二检测电压；
PWM比较器，用于将所述第二检测电压与所述基准电压进行比较，以产生PWM信号；
逻辑电路，用于根据所述PWM信号生成开关信号并控制其占空比，使得所述Buck变换器的输出电压接近所述基准电压；
驱动电路，用于基于所述开关信号生成施加到所述开关晶体管和所述整流晶体管的栅极的驱动信号。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其中，在所述第一模式下所述误差放大器受控开启，以及在所述第二模式下所述误差放大器受控关闭。
3.根据权利要求1所述的控制电路，其中，所述纹波补偿电路包括：
连接于所述储能元件的两端之间的补偿电阻和补偿电容；
第一电容，其第一端与所述第一电阻和所述第一电容的中间节点连接；
第一电阻，其第一端与所述第一检测电压和所述误差放大器的正输入端连接，第二端与所述误差放大器的输出端和所述PWM比较器的正输入端连接；以及
第二电阻，其第一端与所述第一电容的第二端连接，第二端与所述第一电阻的第二端连接。
4.根据权利要求1所述的控制电路，还包括：
轻载检测电路，用于将所述开关晶体管和所述整流晶体管的连接点的开关电压与阈值电压进行比较，并根据比较结果生成轻载指示信号以控制所述Buck变换器在所述第一模式和所述第二模式的切换。
5.根据权利要求4所述的控制电路，其中，所述轻载检测电路包括：
过零比较器，用于将所述开关电压与所述阈值电压进行比较，输出过零检测信号；
第一计时模块，用于计时，并在所述过零检测信号的高电平时间大于第一预设时间时生成第一指示信号；
第二计时模块，用于在收到所述过零检测信号时开始计时，并在所述计时达到第二预设时间时生成第二指示信号；以及
触发模块，用于在收到所述第一指示信号时置位生成有效的所述轻载指示信号，以及在收到所述第二指示信号和所述开关信号时复位生成无效的所述轻载指示信号。
6.根据权利要求5所述的控制电路，其中，所述第一预设时间大于所述第二预设时间。
7.根据权利要求1所述的控制电路，其中，所述阈值电压为接地电位。
8.根据权利要求1所述的控制电路，还包括：
导通时间控制电路，用于设置所述开关晶体管的最小开启时间；以及
最小关断时间控制电路，用于设置所述开关晶体管的最小关断时间，所述最小关断时间为固定时间段。
9.一种Buck变换器，包括：
主功率电路，包括开关晶体管、整流晶体管以及储能元件，通过所述开关晶体管和所述整流晶体管的切换将输入电压传送至所述储能元件，以将所述输入电压转换成输出电压；以及
根据权利要求1-8任一项所述的控制电路，用于控制所述开关晶体管和所述整流晶体管的切换。
10.一种电子设备，包括：
输出电池电压的电池；
微处理器；以及
权利要求9所述的Buck变换器，用于将所述电池电压降压后提供给所述微处理器。
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