CN1171672A

CN1171672A - 接收方法和接收设备

Info

Publication number: CN1171672A
Application number: CN97114921A
Authority: CN
Inventors: 铃木三博
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1996-05-27
Filing date: 1997-05-27
Publication date: 1998-01-28
Also published as: EP0810738A2; EP0810738A3; US6044106A; JPH09321736A; KR970078096A

Abstract

按照本发明的电路质量检测装置包括:用于解调输入信号的解调装置,用于确定解调装置的输出信号的状态的确定装置,用于调制确定装置的输出的符号的调制装置,用于平方减法装置的输出信号的第一平方装置,用于平均第一平方装置的输出信号的第一平均装置,用于平方输入信号的第二平方装置,用于平均第二平方装置的输出信号的第二平均装置,和用一献计献策一平均装置的输出与第二平均装置的输出的比率的比率计算装置。该设备从比率计算装置的输出中检测电路质量信息。

Description

接收方法和接收设备

本发明涉及一种例如应用于无线电话***的信号接收方法和信号接收设备。

在例如无线电话***类的移动通信中，使用了允许多个移动站(终端设备)或用户接入一个基站的多址技术。在无线电话的情况下，多个移动台共同使用一个基站。因此，各通信***已提出去避免各移动站之间的干扰。例如，频分多址***(FDMA：频分多址)，时分多址***(TDMA：时分多址)，码分多址***(CDMA：码分多址)等按常规被建改为这种通信***。

在这些***中，CDMA***是一种多址***，其中特定的码被分配给各移动站，相同载波(carrier)的已调波用该码进行频率扩展，并且然后被发送给同一基站，在接收侧根据识别所期望的移动站的各码进行码同步。

具体地说，该基站占用了该扩频的整个频带，并且在同一时间使用同一频带发送信号到各移动站。各移动站反向扩展从该基站发出的固定频带宽度的信号，以提取相应的信号。进一步，该基站通过相互不同的扩展码来鉴别各移动站。

在CDMA***中，通信能够以只要一个码共用的每个直接呼叫被实现。进一步，该***有很好的电话通信的保密性。因此，该***适于使用如便携电话设备的移动站的无线传。

在CDMA***中，在各移动站间建立精确的通信关系是困难的。因此，各移动站之间的各个通信不能被完全分开地安排，因而其它移动站在与一个移动站通信时能变成一个干扰源。进一步、数据在该***的特定频带内被扩展。因此，必须事先定义该数据要被扩展的带宽(即传输使用的带宽)。从而，要改变传输带宽是困难的。

上述的问题将被更具体地描述。图1A和1B示出了一种模式，其中一个特定用户的发送信号从例如以预定码扩展和复用的八个移动站(用户)的发送信号中通过反扩展来提取。如图1A所示，如果用户U0的信号是要通过反扩展从用码复用的八个用户U0至U7的信号中被提取出来，则如图1B所示，用户U0的信号实际上能被提取出来。因此，由同一基站对付的其它用户U1至U7的信号就也变成了干扰源，起到噪声的作用。这实际导致了S/N特性的恶化。因此，在使用CDMA***的无线传输中，由于干扰引起的恶化，所以电波不能太多，这实际上使服务区变窄了。进一步，由其它用户引起的干扰只能通过在频谱反扩处理中获得的反扩增益的量来进行抑制。因此允许接入的用户(移动站的数量被限制并且信道的容量变小。

另外，在这种执行多址的通信***中，重要的是为了抑制由其它用户引起的干扰，要使出现在一个时刻的各传输信号的发送功率一致，以便使衰落在一个恒定的范围内，因此，在例如CDMA等的多址被执行的普通通信***中，控制发送的处理不总是令人满意地被执行。

具体地说，当从某一终端设备发送的信号功率被调整为在一恒定范围内降低时，基站侧收到了从该终端设备发送的信号，并检测其发送状态。然后基于该检测结果的发送输出控制数据被发送给该终端设备。然后，该终端设备侧根据发送的控制数据确定发送状态和执行调整该发送输出到状态的处理。

现在，图2表示根据一个收到的信号检测发送状态的普通结构的例子(这个例子不是特别为CDMA***的结构的例子，但它是用于接收不同调制信号的一个通用的结构)。例如，一个接收信号被加给使该信号成为在一恒定范围内具有增益的信号的自动增益电影(AGC)L。AGC电路1的输出被加至对其进行解调的差异解调电路2，并且其解调输出被加给符号判决电路3。符号判决电路3的输出和解调电路2的输出被加给一个减法器，在那检测两个信号之间的差。检到的差变为一个噪声功率的估计值。在这种情况下，减法器4的减法输出由一个平方电路5进行平方，以产生一个绝对值。其输出用一个平均电路6进行平均，以计算出噪声功率的平均值。

因此，接收信号应通过精确地检测噪声接收功率的C电路调整为一恒定电平。在由于干扰等引起干扰功率波动时，通过精确的AGC电路调整该电平是困难的，并且因此准确地估计噪声功率也是困难的。

考虑到这些方面，本发明的目的是要提供一种接收设备和方法，它可以在这种传输***被使用时满意地检测发送信号的噪声功率。

按照本发明的第一方面，噪声检测设备包括用于解调输入信号的解调装置，用于确定该解调装置的输出信号状态的确定装置，用于调制该确定装置的输出信号的调制装置，和用于在该调制装置的输入信号和输出信号之间相减的减法装置，其中该设备从减法装置的输出中检测噪声功率。

按照本发明的第二方面，电路质量检测设备包括用于解调输入信号的解调装置，用于确定该解调装置的输出信号状态的确定电路，用于调制该确定电路的输出符号的调制电器用于在该调制装置的输入信号和输出信号之间相减的减法装置，用于平方该减法装置的输出信号的第一平方装置，用于平均该第一平方装置的输出信号的第一平均装置，用于平方输入信号的第二平方装置，用于平均该第二平方装置的输出信号的第二平均装置，和用于计算第一平均装置的输出与第二平均装置的输出的比率的比率计的装置。该设备从比率计算装置的输出中检测电路质量的信息。

按照本发明的第三方面，软判决解码设备包括用于解调输入信号的解调装置，用于确定该解调装置的输出信号状态的确定装置，用于调制该确定装置的输出符号的调制装置，用于在该调制装置的输入信号和输出信号之间相减的减法装置，用于平方该减法装置的输出信号的第一平方装置，用于平均该第一平方装置的输出信号的第一平均装置，用于平方输入信号的第二平方装置，用于平均该第二平方装置的输出信号的第二平均装置，用于计算第一平均装置的输出与第二平均装置的输出的比率的比率计算装置，用于从该比率计算装置中产生加权函数的加权函数产生装置，和用于软解码由该加权函数产生装置的输出信号控制的一个预定信号的软判决解码装置。

按照本发明的第四方面，接收设备包括用于处理所接收射频(RF)信号的RF信号处理装置，用于解调该RF信号处理装置的输出信号的RF解调装置，和用于解码该RF解调装置的输出信号的解码装置。该解码装置包括用于解调输出信号的解调装置，用于确定该解调装置的输出信号状态的确定装置，用于调制该确定装置的输出符号的调制装置，用于在该调制装置的输入信号和输出信号之间相减的减法装置，用于平方该减法装置的输出信号的第一平方装置，用于平均该第一平方装置的输出信号的第一平均装置，用于平方输入信号的第二平方装置，用于平均该第二平方装置的输出信号的第二平均装置，用于计算第一平均装置的输出与第二平均装置的输出的比率的比率计算装置，用于从该比率计算装置中产生加权函数的加权函数产生装置，和用于软解码由该加权函数产生装置的输出信号控制的一个预定信号的软判决解码装置。

按照本发明的第五方面，一种通信设备包括用于处理所接收射频(RF)信号的RF信号处理装置，用于解调该RF信号处理装置的输出信号的RF解调装置，用于解码该RF解调装置的输出信号的解码装置，用于编码一个预定信息信号的编码装置，用于调制该编码装置的输出信号的RF调制装置，和用于处理R该F调制装置的输出信号的发送信号处理装置。该解码装置包括用于解调输入信号的解调装置，用于确定该解调装置的输出信号状态的确定装置，用于调制该确定装置的输出符号的调制装置，用于在该调制装置的输入信号和输出信号之间相减的减法装置，用于平方该减法装置的输出信号的第一平方装置，用于平均该第一减法装置的输出信号的第一平均装置，用于平方输入信号的第二平方装置，用于平均该第二平方装置的输出信号的第二平均装置，和用于计算第一平均装置的输出与第二平均装置的输出的比率的比率计算装置。发送信号处理装置的输出功率由从比率计算装置的输出获得的电路质量信息控制。

图1A和1B是用于解释在CDMA***中干扰状态的图；

图2是表示按照己有技术检测噪声功率的结构的一个例子的方框图；

图3是用于解释按照本发明实施例发送信号的时隙安排的图；

图4A至4G是用于解释在按照该实施例的帧中的传输状态的图；

图5是用于解释按照该实施例网孔安排的一个例子的图；

图6A至6C是用于解释按照该实施例频带时隙安排的一个例子的图；

图7是表示按照本发明实施例的终端设备结构的方框图；

图8是表示按照该实施例的终端设备编码器的结构的方框图；

图9是表示按照该实施例的终端设备的普通编码器的结构的方框图；

图10A和10B是表示按照该实施例的窗口数据的例子的波形图；

图11是表示按照该实施例传输数据举例的相位特性图；

图12是表示按照该实施例的终端设备解码器的结构的方框图；

图13是表示按照该实施例的处理定时的时序图；

图14是表示按照该实施例在接收处理中检测噪声部分的方框图；

图15是表示按照该实施例如何进行加权的特性图；

图16是用于解释按照该实施例产生控制数据状态的图；

图17是表示转换加权操作的一个例子的特性图；

图18是表示按照该实施例的一个基站结构的方框图；

图19是表示按照该实施例的基站调制处理的方框图；和

图20是表示按照该实施例的基站解调处理的方框图。

下面将参照3图至图20描述本发明的实施例。

首先将描述应用于本实施例的通信***的结构。本实施例的通信***被安排为所谓的多载波***，其中多个子载波被配置在一个事先安排好的频带中，并且在该单频带中的多个子载波被同时用于一个单一的传输路径。进一步，在该单频带中的多个子载波在要被调制的频带内被集体地分开。在此，这种***被称为带分多址(BDMA：频带划分多址)。

下面将描述这种结构。图3是表示本实施例的发送信号时隙结构的图，其中被置于它的纵坐标，以及时间表示于它的横坐标。在这个例子中，频率轴和时间轴以格的方式被划分，以提供一个相互垂直的基本***。也就是说，一个发送频带(一个带隙(band slot))的发送带宽被设置为150KHz，以及150KHz的一个发送频带在此包括24个子载波。这24个子载波以6.25Khz的等间隔被连续地非列，并且每个载波被分配了从0到23的一个子载波号。因此，实际上存在的子载波被分布在子载波号1至22的频带上。一个带隙的两端部分的频带，即子载波信号0和23的频带来被分配用户，即它们被用作防护频带，并且它们的电功率被置为零。

一个时隙在时间轴上被规定为200μS的间隔。脉冲串信号在各时隙与22个子载波一起被调制和发送。一帧被定义为一个25时隙的阵(即5mS)。一帧中的各时隙分配了从0到24的时隙号。图3中的阴影区表示在一个带隙中的一个时隙部分。在这种情况下，指定为时隙号24的时隙是其中没有数据被传送的周期。

多个移动站(终端设备)与一个基站在同一时间周期进行通信的多址连接靠使用从划分为格的方式的频率轴和时间轴中获得的相互垂直的基本***来实现。各移动站的连接状态被安排为如图4A至4G所示。图4A至4G是各表示通过使用一个带隙中的时隙U0，U1，U2，……，U5表明六个移动站怎样被连接到一个基站的操作状态的图(实际使用的带隙改变归于后面将要描述的跳频)。用R表示的时隙是一个接收时隙，而用T表示的时隙是一个发送时隙。如图4A所示，在基站中规定的一帧定时被设置为包括24个时隙的一个周期(25个时隙的最后一个时隙，即24号时隙未被利用)。在这种情况下，该发送时隙使用与接收时隙不同的频带被发送。

图4B所示的移动站U0使用在一帧中时隙号0，6，12，18的时隙作为接收时隙，而时隙号3，9，15，21的时隙作为发送时隙。图4C所示的移动站U1使用在一帧中时隙号1，7，13，19的时隙作为接收时隙，而时隙4号，10，16，22的时隙作为发送时隙。图4D所示的移动站U2使用在一帧中时隙号2，8，14，20的时隙作为接收时隙，而时隙号5，11，17，23的时隙作为发送时隙。图4E所示的移动站U3使用在一帧中时隙号3，9，15，21的时隙作为接收时隙，而时隙号0，6，12，18的时隙作为发送时隙。图4F所示的移动站U4使用在一帧中时隙号4，10，16，22的时隙作为接收时隙，而时隙号1，7，13，19的时隙作为发送时隙。另外，图4G所示的U5移动站使用在一帧中时隙号5，11，17，23的时隙作为接收时隙，而时隙号2，8，14，20的时隙作为发送时隙。

在这种方式中，六个移动站在一个带隙中被连接的6-TDMA(时分多址)被实现。各移动站具有从一个时隙周期的接收和发送的完成到执行下一个发送和接收的两个时隙周期的允许量(即400μS)。各移动站利用这个允许量执行定时处理和呼叫频率跳跃处理。也就是说，在约200μS期间，在各发送时隙T之前，该移动站执行发送定时与从基站侧发送信号的定时同步的定时处理TA。在约200μS后，当各发送时隙T终止时，进行信号发送和接收的带隙被改变到另一个带隙的频率跳跃被执行。靠该频率跳跃，在一个基站中准备的多个带隙，例如由各移动站统一地被利用。

具体地说，多个带隙被分配给一个基站。在一个基站构成一个网孔的蜂窝***的情况下，如果1.2MHz的频带分给一个网孔，则一个网孔可以分给八个带隙。同样，如果2.4MH的频带被分给一个网孔，则一个网孔可以分给16个带隙；如果4.8MHz被分给一个网孔，则一个网孔可以分给32个带隙；如果9.6MHz被分给一个网孔，则一个网孔可以分给64个带隙。那么呼叫频率跳跃的转换处理就被实现，以便统一地使用分给一个网孔的多个带隙。在本实施例中，频率连续的多个带隙被分配给一个网孔。

图5示出了网孔的理想外形。如果网孔以这种方式排列，那么三种频率就被满足对所有网孔的分配，即一个频率分给使用第一频带的组Ga的网孔，另一个频率分给使用第二频带的组Gb的网孔，再一个频率分给使用第三频带的组G的网孔。也就是说，如果一个网孔使用八个带隙，如图6A和6B所示，则连续的八个带隙为组Ga准备，下一个连续的八个带隙为组Gb准备。以及再下一个连续的八个带隙为组Gc准备。在这种情况下，如图6C所示，各带隙包括22个用户，并且同时利用多个子载波执行多载波发送。如图4A至4G所示，在执行多载波带隙被改变的频率跳跃的同时，与该网孔内一个移动站的通信被实现。

通信状态按上述安排，以便在各移动站与基站之间发送的信号维持对于其它信号具有正交的特性。因此，该信号不再受到其它信号的干扰，而仅仅一个的信号被令人满意地提取。由于用于发送的带隙靠频率跳跃随时被改变，所以为各基站准备的发送频带被有效地利用，而导致有效地传输。在这种情况下，分配给一个基站(网孔)的频带能够被随意地安排。因此，一个***能被随意地根据使用状态被安排。

接着将描述在上述***中与基站进行通信的终端设备(移动站)的结构。在这种情况下，2.0GHz的频带被用作从该基站到该终端设备的下行链路，而2.2GHz的频带被用作从终端设备到基站的上行链路。

图7是表示该终端设备结构的图。首先将描述其接收***。用作发送和接收信号的天线11被连接到一个天线共享装置。该天线共享装置12在其接收信号的输出侧与一个带通滤波器13，接收放大器14和混频器15串连连接。带通滤波13器提取2.0GHz频带的信号。混频器15把从带通滤波器的输出与从频率综合器31输出的1.9GHz的频率信号混合，以使接收信号被转变为100MHz的中频信号。频率合成器31包括一个PPL(相位锁定环电路)，并且它是一个用于根据靠1/128分频器33频分从温度补偿型晶振器(TCXO)输出的19.2MHz的信号而产生的150KHz信号，在1.9GHz的频带中产生具有150KHz间隔(即一个带隙间隔)的综合器。后面将描述的用于终端设备的其它频率综合器也是由PPL的电路构成的。

从混频器15输出的中频信号位带通滤波器16和可变增益放大器17加给用于解调的两个混频器18I，18Q。从频率综合器34输出的100MHz频率信号被提供给相移器35，该信号在那变成相位被相互移动90°的两个***信号。这两个***信号中的一个被加给混频器18I，而另一个被加给混频器18Q，以便它们每别与中频信号混频，从而提取出包含在所接收数据中的I分量和Q分量。频率综合器34是用于根据靠1/128分频器33产生的150KHz信号产生一个100MHz带宽信号的综合器。

然后，提取的I分量位低通滤波器19I被加给转变该分量成为数字I数据的模数变换器20I。提取的Q分量位低通滤波器19Q被加给转变该分量成为数字Q数据的模数变换器20Q。在这种情况下，各模数变换器20I，20Q使用200KHz的时钟作为转换器时钟，该时钟是靠1/96频分器36频分从TCXO32输出的19.2Mhz的时钟产生的。

然后，从模数变换器20I，20Q输出的数字I数据和数字Q数据被加给在终端22获得解调的接收数据的解调解码器21。该解调解码器21加有从TCXO32输出的原来样子的19.2MHz的时钟，还加有由1/40频分器37频分从1/96频分器36输出的200Khz菖钟产生的5KHz的时钟。这个5KHz的时钟被用于产生时隙数据。具体地说，在这个例子中，一个时隙被设置为200μS，如前所述。因此，频率为5KHz的信号具有200μS的一个周期。因此，定时数据与5Khz信号同步地被产生。

接着，将描述该终端设备的发射***。在端子41得到的发送数据被加至为发送而进行编码和调制处理的调制编码器42，以产生发送的数字I数据和数字Q数据。在这种情况下，调制编码器42加有照原来样子从TCXO32输出的19.2MHz时钟来作为时钟、并且还具有由1/40分频器37分频产的作为产生隙定时数据的5KHz信号。从调制编码器42输出的数字I数据和数字Q数据被加给把该数据转换成模拟I信号和模拟Q信号的数模变换器43I和43Q。已变换的I信号和Q信号经低通滤波器44I和44Q被加到混频器45I和45Q。进一步，从频率综合器38输出的300MHz频率信号通过相移器39转换成相位被相互移动90°的两个***信号。这两个***信号中的一个被加给混频器45I，而另一个被加给混频器45Q，因此该频率信号分别与I信号及Q信号混频，以形成落入300MHz带宽内的信号。这两个信号被加到进行正交调制的加法器46，以统一它们成为一个***信号。该频率综合器38是一个用于根据用1/128分频器33频分产生的150KHz信号去产生300MHz频带信号的综合器。

然后，从加法器46输出的已调成300MHz频带的信号经发送放大器47和带通滤波器48被加给混频器49，该信号在那与从频率综合器31输出的1.9GHz的频率信号相加，以把该信号转变为2.2GHz频带发送频率的信号。已变频为发送频率的发送信号位发送放大器(可变增益放大器)50和带通滤波器51被加至天线共享装置12，以便该信号以天线方式从连接于该天线共享装置12的天线11被发送。发送放大器50的增益被控制从调整发射增益。该发送输出控制根据例如从基站收到的输出控制数据来执行。

进一步，从TCXO 32输出的19.2MHz信号被加到1/24000分频器40，以转换成为8KHz的信号，并且该8KHz的信号被加给语音处理***的电路(未示出)。也就是说，在本例子的终端设备中，在它与基站之间发送的语音信号是以8KHz的速率被取样的(或以该频率的整倍速率过取样)。因此，1/2400分频器40产生对于语音数据处理电路所必须的时钟，例如用于处理的语音信号或数字信号处理器(DSP)的模/数变换器和数模变换器，以进行语音数据等的压缩和扩张的处理。

接着，在该构成的终端设备发送***中的编码器和其外部构成将参照图8进行详细描述。发送数据被加到使该数据受到卷积编码的卷积编码器101。该卷积编码例如用约束长度K＝7和编码率R＝1/3来完成。图9是表示具有约束长度K＝7和编码率R＝/3的卷积编码器结构的图。输入数据被加给六个串联连接的延迟电路101a，101b，……，101f以便连续7个比特的数据在它们的定时中进行重合。异门101g，101h，101j对预定的七比特数据进行异处理，并且各异门101g 101h，101I的输出由串/并变换电路101j转变为并门数据，由此得到卷积编码数据。

再对图8进行描述。卷积编码器101的输出被加给在四帧(20mS)中进行数据交错的四帧交错缓冲器102。交错缓冲器102的输出被加给执行DQPSK调制的DQPSK编码器110。也就是说，DQPSK符号发生电路111根据所加的数据产生一个相应的符号，然后该符号被加给乘法器112的一个输入端。延迟电路113把乘法器112的已乘输出延迟一个量，并把它返回到其输入端，由此执行DQPSK调。DQPSK己调信号被加给乘法器103，以便用从随机相移数据发生电路104输出的随机相移数据乘以己调制的数据，从而该数据的相位显然被随机地改变。

乘法器103的输出被加给一个根据频率轴数据，通过快速付氐反变换计算进行对时间轴变换处理的IFFT(反向快速付氐变换电路)105，从而，具有6.25Khz间隔的22个用户的多载波该时间轴的数据被产生。执行快速付氏反变换的IFFT电路能相对容易地启动产生第二功率号用户的装置。在本例子中使用的IFFT电路105能产生25个用户，即32个用户，并且输出已调数据到产生子载波的连续22的个用户。由本例2的FFT电路105安排的发送调制速率被设置为200KHz。200KHz调制速率的信号被转变为32个多载波，以产生具有6.25Khz间隔的多载波信号，其数值是由200KHz÷32＝6.25KHz的计算得出的。

由快速付氏反变换转换成实时数据的多载波数据被加至该数据与从窗口数据发生电路106输出的时间波形相乘的乘法器107。该时间波形是如图10A所示的，例如在发送侧具有一个波长Tu，或约200μS(即一个时隙周期)的波形。另外，该波形被安排为具有在其波形电平中渐变的其两个端部T_TR(约15μS)。因此，邻近的时间波形在该时间波形被用于相乘时被安排为如图10B所示的相互部分重叠。

再对图8进行描述。由乘法器107与时间波形相乘的信号经过脉冲串缓冲器108被加给加法器109。加法器109把从控制数据选择器121输出的控制数据加给该信号的预定部分。用于加法的控制数据是表示发送输出控制的数据。根据在端子122接收信号状态的确定结果，选择器122设置一个控制数据。用于在端子122得到从确定所接收信号状态获得的数据的装置将在后面描述。

在这种情况下，选择器121与控制数据存储器123，124，125连接(实际上这三个存储器可以通过把一个存储器分成三个部分的区来提供)。用于减小发送输出的控制数据(-1数据)被存于存储器123中，用于保持发送数据于不改变状态的控制数据(±0数据)被存于存储器124中，以及增加发送输出的控制数据(+1数据)被存于存储器125。在这种情况下所存的控制数据在的控制数据受到为在编码器中发送到乘法107的调制处理地的数据等同的数居。

更具体地说，发送数据是在由I轴和Q轴相互正交形成的平面上改变的相位调制数据，即，该数据沿图11所示的平面上的圆改变。在(0，0)位置的数据(I，Q)被置为±0数据，从该位置滞后90)°的(1，0)位置被置为-1数据，以及超前±0数据位置90°的(0，1)位置被置为+1数据。相应于(1，1)位置发送输出的控制数据未被定义，以便接收侧确定位置数据时，该数据被认为±0数据，以保持不变的发送输出。如图11所示的信号相位是在被调制到多载波信号之前的相位。实际上，信号相位的数据被调制成多载波信号，并且用一个时间波形相乘而产生的数据被存在了各存储器123，124，125。

由加法器109与控制数据相加的发送数据被加给把发送数据利用用于转换的200KHz时钟转换成信号的数/模变换器43(它相应于图7所示的数/模变换器43I，43Q)。

接着，本例子的终端设备接收***的外部装置和解码器将参照图12来详细描述。通过利用200KHz时钟的模/数变换器20(相应于图7中的模/数变换器20I，20Q)经变换得到的数字数据位脉冲串缓冲器131被加给乘法器132，其中数字数据与从反窗口数据发生电路133输出的时间波形相乘。在接收时用于乘法的时间波形是具有图10A所示形状的时间波形。这个时间波形被安排为具有长度T_M，即160μS，它比在发送时的长度短些。

与该时间波形相乘的接收数据被加给在频率轴和时基轴之间转换通过快速付氏变换处理完成的FFT电路134，从而被调制成具有6.25KHz间隔并按时基安排的发送数据被分成具有各自载波的信息分量。这种情况下的转换处理由能处理25用户，即32个用户的电路实现，同样情况的转换处理在发送***中由IFFT电路完成。调制成连续22个用户的数据被变换和从那输出。本例子中由FFT电路134安排的发送数据调制速率被设置为200KHz。由于该电路能处理32个多载波，所以转换处理可以以具有6.25KHz间隔的多载波来，该数据是从200KHz÷32＝6.25KHz的计算得来的。

在FFT电路134中受到快速付氏变换的接收数据被加到乘法器135，该接收数据在那与从反向随机相移数据发生器电路136输出的反向随机相移数据(这个数据与在发送侧随机相移数据同步地被改变)相乘，从而该数据被恢复成具有其原始的相位。

恢复为具有原始相位的该数据被加给差异解调该数据的一个差异解调电路137。该差异解调数据被加给使在发送时交换的四帧数据恢复为具有原始数据次序的一个四帧去交错缓冲器138。已去交错的数据被加给该数据被维特比解码的一个维特比解码器139。该维特比解码数据作为己解码的接收数据提供给置于后级的接收数据处理电路(未示出)。

图13表示目前所描述的处理的定时。，一个时隙数据在接收***的定时R11被接收，并且与该接收同时，所接收的数据由模/数变换器20转换成为数字数据以及然后存入脉冲串缓冲器131。所存的接收数据在下一定时R12进行解调处理，例如与时间波形相乘，快速付氏变换，与反向随机相移数据相乘，差异解调，维特比解调等等。此后，由数据处理在下一定时R13执行解码。

然后，从定时R11之后六个时隙的定时R21到定时R23，进行象定时R11至R13一样的处理。此后，重复相同的处理。

在发送***中，以相对于接收定时移动三个时隙的定时执行发送。也就是说，发送数据在预定的定时T11被编码，已编码数据在下一定时T12由转换成一个脉冲串量的发送数据的数据受到调制处理，并且该数据被一次存入发送***的脉冲串缓冲器108中。然后在接收定时R11之后三个时隙的定时T13，存于脉冲串缓冲器108中的发送数据由数/模变换器43转换，并且然后进行发送处理和从天线11发送。然后从在定时T11之后六个时隙的定时T21到定时T23，执行象定时T11至T13一样的处理。此后，重复相同的处理。

用这种方法，接收处理和发送处理以时间共享的方式被断续地。在目前的例子中，发送输出的控制数据(控制比特)被加入发送数据，即，在发送时如参照图8的描述发送输出的控制数据在完成发送的编码处理时在最后的定时由加法器109加入。因此，接收数据的状态能够依据被发送的控制数据迅速地被反映。也就是说，例如，在定时R11收到的脉冲串信号的接收状态在定时R12的解调当中被检出，并且要通知通信对方(基站)的发送输出的控制状态被确定(即，在图13中称作控制比特计算的定时的处理被，而它将在后面被详细描述)。在该控制比特被计算时，计算结果从端子122送到选择器121，在那里该计算结果与并存储在脉冲串缓冲器108中的发送数据的控制数据相加，以及在定时3要被发送的脉冲串信号与基于最后收到的指示状态数据的发送输出控制数据相加。

进行通信的对方(基站)确定在定时T13发送的控制数据，以便在该脉冲串信号在下一定时R21从基站被发送时对方控制发送输出到一个相应的状态。因此，接着发送的脉冲串信号根据在前一周期已发送的脉冲串信号的接收状态被控制其发送输出。这样，在该脉冲串信号被发送时，发送在每一周期被正确地控制，并且因此能够通过在终端设备与基站之间的多条通路在同一时间基本上统一所发发送信号的发送输出。

如果未执行如上例子的发送输出控制数据事先准备在存储器中以进行加处理的处理，则接下去的结果则发生于如图13的例子。即，在定时R11收到的结果在定时R12的解调处理中被确定，此后控制数据在定时T21被发送和在定时2被解调，并且基于在定时R11该接收结果的控制数据响应在定时T23发送的脉冲串信号被发送。因此，不可能控制每个周期的发送输出。在已描述的终端设备侧产生用于控制来自基站的发送输出的数据的情况中，不同说该基站侧也可以产生用于控制来自终端设备的发送输出。

接着，将对测量发送信号状态的处理，例如计算用于上述的控制比特的处理进行描述。在这种情况下，假定测量是通过检测发送信号噪声功率来进行的。图14示出了它的一种结构。在图14所示的结构中，由模/数变换器20数字化的接收数据被乘以一个时间波形，多载波信号用FFT电路134转换为符号串数据，该符号串数据由乘法器135乘以反随机相移数据，并且然后该数据被恢复成具有象参照图12描述的解码器结构的原始相位。

该符号串的接收数据被加给一个差异解调电路410，在那，乘法器411把接收符号串的数据乘以由延迟电路412延迟了一个量的前次接收数据，从而实现差异解调。差异解调的数据经脉冲串缓冲器407被加到乘法器408。乘法器408具有经将在后边描述的处理而数据维特比解码的软判决值的数据。因此，该软判决值的数据被乘以差异解调数据。乘法器408的输出被加给加法器409。如果该接收设备是所称的具有多个接收***的分集接收设备，则进行相同于目前所述处理的接收处理的另一***(未示出)从端子420向加法器409提供接收信号，其中这些接收信号被同步而构成单***接收数据(因而，如果该接收设备不是分集接收设备，则加法器409就没必要了)。

加法器409的输出被加给把安发送时在四帧中交错的数据恢复为具有其原始数据次序的四帧去交错缓冲器138。去交错的数据被加给该数据被维特比解码的维特比解码器139。

用于检测噪声功率的装置具有确定由差异解调电路410解调的符号的一个符号判决电路431。由符号判决电路431确定的符号串数据被加给差异调制电路432。然后在差异解调电路410中从延迟电路412输出的邻先一个符号量的数据被加给差异调制电路432，在那，已判决符号串被再次产生为具有领先一个符号量数据的差异已调数据。

该差异已调数据被加给减法器433。进一步、从乘法器135输出的接收数据被加到减法器433。

因此，在再次受到差异调制的数据与接收数据(当前安排的符号)之间的差由减法器433检到。由减法器433检到的差被看作是在传输路径中产生的噪声。所检的差数据被提供给获得绝对值的平方电路434。平方电路434的输出被加给计算该数据平均值的平均电路435，并且其结果被设置为噪声功率估计值E。所计算的平均值(噪声功率估计值E)被提供给比率计算电路436并还提供给波动检测电路439。

进一步，从乘法器135输出的接收数据被加给获得绝对值的平方电路437。平方电路437的输出被加给计算该数据平均值的平均438，并且其结果被设置为接收率P。所计算的平均值(接收符号的功率P)被加给比率计算电路436并还加给波动检测电路439。

比率计算电路436计算馈送的数据的比率，即[噪声功率估算值E/接收符号的功率P]的比率(下文简称为E/P)。计算的E/P值被馈送到加权处理电路440，在该电路中进行预定的加权处理，从而得到在加权处理电路440中经加权的值W。加权值W被用作为维特比解码接收数据的软确定值，和该软确定值被馈送到乘法器408。图15表示进行加权处理的一个例子。加权值W被认为是所接收的符号序列的似然率。如图15所示，当加权值W被取作纵轴的E/P率被取作横轴时。这个在右侧方向逆减的函数可以由下列方程予以定义。

W＝e^-(E/P)² (1)

另外，由比率计算电路436计算的E/P值被馈送到噪声功率确定电路441，在该电路中进行噪声功率的确定处理。来自确定的数据结果被馈送到终端122(见图8)。

在这种情况下，在噪声功率确定电路441中的确定处理例如如图16所示被进行。具体地讲，如果E/P等于或小于第一阈值Th1，则被确定为传输功率是过量的(即，质量是太好的)。因此，产生-1数据，输出使对方(基站)降低发送功率的控制数据。另一方面，如果E/P值等于或大于第二阈值Th2，则被确定为传输功率是不够的(即，质量差)。因此，产生+1数据，输出增加发送输出的控制数据。再有，如果E/P值位于第一阈值与第二阈值之间，则被确定为该传输功率是合适的。因此，产生±0数据，输出保持该发送输出的控制数据。

尽管在这种情况下，处理是利用设置第一阈值Th1和第二阈值Th2进行的，但是，例如第一阈值Th1和第二阈值Th2可以被设置为相同的值，使得产生指令降低和增加发送输出两个值的控制数据。如果按照上述进行安排，控制将变为相应地简单。

本例子被安排为通过起波动测电路439检测E/P值的起伏。因此，加权条件，即该降低函数的函数值可以在该检测的基础上由加权处理电路440来改变。图17是一个表示这种情况的例子的图。例如，如图17所示的a、b、c三种功能被作为递减函数来制备，和当由波动检测439检测的E/P值最大起波动(例如，由于跳跃在每个脉冲串上的干扰量变化很大)，递减函数a被选择施以大的加权，将被选择的递减函数按照E/P值的起伏递减被变化到具有特性b或c的一个函数上，和当在稳态噪声下的波动状态时，特性c的递减函数被选择，施以最大加权。以这种方式，可以得到具有正确加权的数据。

虽然在这种情况下，波动是利用波动检测电路439从E/P值中检测的，但是波动可以仅从噪声功率的估算值E的起伏中检测。

下面将参照图18描述一种基站的安排。用于进行发送和接收的基站的安排基本上是与终端侧的安排一样。然而，基站在多址接入方面与终端设不同，基站能使多个终端同时接入。

开始，将描述图18所示的接收***的安排。用于发送和接收的天线211被连接到天线共用器212。天线共用器212在其接收信号输出侧串联连接带通滤波器213、接收放大器214和混频器215带通滤波器213提取2.2GHz频段。混步频器215将提取的信号与来自频率综合器213的一个1.9GHz频率信号进行混频，以便接收信号被变换到300MHz频段的中频信号。频率综合器231是由一个PLL电路(锁相环电路)构成的。频率综合器是在150KHz信号的基础上产生的150KHz间隔(即，一个频隙间隔)的1.9GHz信号的综合器，该150KHz信号是由温度补偿晶体基准振荡器(TCXO)232的19.2MHz信号输出被一个1/128分频器233分频产生的。将要在下文描述的利用在基站中的其它综合器是类似于PLL电路构成的。

来自混频器215的中频信号输出通过带通滤波器216和接收放大器217馈送到用于解调的两个混频器2181和218Q。从频率综合器234输出的300MHz起源炙其相位由移相器235相互移相90°的两个***的信号。该两个***的频率信号之一被馈送到混频器218I，而另外一个被馈送到混频器218Q，以便它们分别与各中频信号相混频。因此，取了含在接收的数据中的I分量和Q分量。频率综合器234是在通过利用1/128分频器233产生150KHz信号的基础上产生300MHz信号的综合器。

提取的I分量通过低通滤波器219I被馈送到模-数变换器220I，在该变换器中该分量被变换为数字加工数据。提取的Q分量通过低通滤波器219Q被馈送到-模数变换器220Q，在该变换器中该分量被变换为为数字的Q数据。每个模-数变换器220I、220Q利用从TCXO232的19..2MHz输出被1/3分频器236分频产生的6.1MHz信号作为变换的时钟。

然后，来自模-数变换器220I、220Q输出的数字I数据和数字Q数据被馈送到解调单元221，从解调单元被解的数据被馈送到多路分解器222，在多路器中，被送入的数据被按照来自相应各终端进行分类为数据和分类数据被单独地馈送到解码器223a、223b、……223n，这些号码对应于允许被同时接入(6个终端每个一个频隙)的终端设备的号码。解调单元221多路分解器222和解码器223a、223b、……223n都被馈送以作为时钟的从TCXO32输出的19.2MHz的信号，和还馈送以来自由分频器237分频1/3分频器236的输出6.4MHz信号产生的5KHz信号，作为时隙定时数据。

接下来，将描述基站的发送***的安排。复用器242综合能够同时进行通信的为相应各通信方(终端设备)制各的分别由编码器241a、241b、……，241n编码的发送数据。复用器242的输出被馈送到进行发送调制处理的调制单元243，从而产生用于发送的数字I数据和数字Q数据。相应的各编码器241a到241n、复用器242和调制单元243被直接馈送从TCXO32输出的19.2MHz信号作为时钟，和还馈送以从1/1280分频器237输出的5Khz的信号作为时钟。

从调制单元243输出的数字I数据和数字Q数据被馈送到数-模变换器244I和244Q，在该变换器中数字数据被变换为模拟I信号和模以Q信号。已变换的I信号和Q信号通过低通滤波器245I和245Q被馈送到混频器2461和246Q。另外，从频率综合器238输出的100MHz频率信号由移相器239变换为相位被移相为相互90°相移的两个***的信号。该两个***的频率信号之一被馈送到混频器246I，而其另一个被馈送到混频器246Q，从而该各频率信号分别与I信号和Q信号相混频，使得形成落入300MHz频带内的信号。该两个信号被馈送到加法器247，在加法器中进行正交调制，将它们统一为一个单一***的信号。综合器238根据由1/128分频器233分频产生的150KHz信号产生100MHz频段的信号。

然后，从加法器247输出的调制到100MHz频段信号上的信号通过发送放大器248和带通滤波器249被馈送到混频器250，在该混频器中该信号与从频率综合器231输出的1.9GHz频段频率信号相加，以便变换该信号为2.0GHz频段的发送频率。变频为发送频率的发送信号通过发送放大器251和带通滤波器252被馈送到天线共用器212，以便该信号被连接到天线共用器212的天线211以无线方式进行发送。

另外，从TCXQ232输出的192MHz信号被馈送到1/2400分频器240上，变换该信号为8KHz信号，和该8KHz信号被馈送到一个语音处理***的(电路未表示出)。即，本例子的基站被安排为一个语音信号的例子，该信号以8KHz(或以该速率的整数倍的速率过取样)速率在终端设备与一个基站之间进行发送，因此1/2400分频器240产生用于诸如语音信号的模-数变换器和数-模变换器之类的语音数据处理电路或用于语音数据等的压缩和扩张的数字信号处理器(DSP)需要的时钟。

接下来，将参照图19详细描述用于编码和调制发送数据的基站的安排。在这种情况下，假设同时N(N是任意数)个终端设备用户)进行多重接入。因此，相对于各终端设备的各用户的发展信号U0、U1、……UN分别被馈送到不同的卷积编码器311a、311b、……311n，在每个卷积编码器中分别进行卷积编码。卷积编码例如是利用限制长度k＝7和编码速率R＝1/3。

然后，由相应***卷积编码的数据被分别馈送到4帧交错缓冲器321a、312b、……，312n，在每个缓冲器中在4帧(20mS)的范围内对数据进行交错。各交错缓冲器312a、312b、……312n的输出被分别馈送到DQPSK缓冲器320a、320b……320n，在每个编码器中进行DQPSK调。具体地讲，DQPSK符号产生电路321a、321b、……321n根据所馈送的数据产生对应的各符号。该各符号被馈送到乘法器322a、322b、……322n的一个输入端，和乘法器322a、322b、……，322n的相乘的输出被分别馈送到延迟电路323a、323b、……323n，在延迟电路中符号被延迟一个符号量和反馈到其他输入端。从而，进行DQPSK调制。然后，经受DQPSK调制的数据被分别馈送到乘法器313a、313b、……313n，在该乘法器中将从随机相移数据产生电路314a、314b、……314n分别输出的随机相移数据与调制数据相乘。因此，有关数据在相位上明显地随机变化。

相应各乘法器313a、313b、……313n的输出被馈送到另外的乘法器315a、315b、……315n，在该另外的乘法器中该输出与从设置在每个***中的发送功率控制电路316a、316b、……316n输出的控制数据相乘。因此，对发送输出进行调整。这个发送功率的调制是根据包含在从连接到每个***上的一个终端设备发送的脉冲串信号中的输出控制数据进行的。该控制数据已经参照图11详细地描述过了。即，如果(I、Q)据的控制数据(0、0)和(1、1)被从接收数据中鉴别出来，则发送输出被如此进行保持，即如果从接收数据中鉴别出(0、1)控制数据，则发送输出被曾加，和如果从接收数据鉴别出(1、0)控制数据，则发送输出被减少。

(1、1)控制数据是在发送侧实际不存在的数据。但是，当在接收侧确定为(1、1)数据时，输出被防止进行变化。由于这种设置，如果由于任何原因控制数据(1、0)(即使输出减少的数据)被偏移相位90°和错误地确定为在接收侧的(1、1)或(0、0)数据，则可能避免至少使增加输出的反方向的错误处理。同样，如果由任何原因数据(0、1)(即使输出将被增加的数据)在相位上被偏移90°，和错误地被确定为在接收侧的(1、1)或(0、0)数据，则可能避免至少输出的错误处理。

将再次描述图19所示的安排。来自相应乘法器314a、314b、……，314n的发送数据输出被馈送到复用器242和然后进行综合。当发送数据按照这个实施例由复用器242进行综合时，一个发送数据被综合的频率可以利用一个150KHz的单元进行转换。通过这种转换控制，馈送到每个终端设备的脉冲串信号的频率被转换。具体地讲，在这个实施例中，如参照图4A到4G等所描述的那样，通过被称为跳频的带隙单元的频率转换操作被进行，和频率转换操作是由当综合损伤时复用器242的转换处理实现的。

当复用器242综合的数据被馈送到对数据进行快速富利叶反变换的FFT电路332，和然后得到一个称之为多载波调制数据，从而具有每个带隙6.25KHz的各个频率的22个付载波和被变换为实时。然后，由快速富利叶变换转换为实时信号的数据被馈送到与来自窗口数据产生电路334的时间波形输出进行相乘的乘法器333。例如，如图4A所示，该时间波形是其一个波形的长度TU约为200μS即，一个时隙周期)的波形。然而，在其两端部分的每一部分T_TR(约为15μS)，该波形的电平是平滑变化的。当该波形与如图10B所示的时间波形形式相乘时，相邻的时间波形部分地互相重叠。

然后，由乘法器333与时间波形相乘的被乘信号通过缓冲器335被馈送到变换该信号为模拟I信号和模拟Q信号的数-模变换器(对应于在图18中的变换器244I，244Q。然后，该各模拟和信号如图18所示的安排进行发送的处理。

在按照这个实施例的基站中，因为由复用由242在如上所示的调制处理中间进行称之为跳频的带隙转换处理，所以有可能简化发送***的安排。具体地讲，当如在这个实施例中所描述的基站同时处理多个信号通路时，必须变换各通路的每个的信号频率为相应的应隙(信道)，然后综合这些信号，和从而在发送***中各电路的设置多达图18中的混频器250所要求的通路那么多。另一方面，在这个实施例的基站中，在连接在复用器242的各电路中仅一个电路***就够足了，和因此基站的安排可以被简化到这种程度。

将参照图20详细描述在基站中解码解调的接收数据的安排。由模/数变换器220(对应于在图18中的模/数变换器220I和220Q)变换的数字I数据和数字Q数据通过缓冲器341馈送到乘法器342。该乘法器将它们与来自反窗口数据产生电路343输出的时间波形。时间窗口是具有图10A所示形状的一个时间窗口和另外具有长度T_M为160μS的时间窗口短于当发送时所用的时间波形。

利用时间波形相乘的接收数据被馈送到FFT电路344和经受快速富利叶变换，从而进行频率轴到时间轴的处理变换。因此，每个发送的数据在以22个付载波的形式调制后，从实时信号中得到每一个带隙6.25KHz的间隙。然后，经受快速富利叶变换的数据被馈送到多路分解器222和被分割为与允许同时多址接入到该基站的终端设备那么多的数据。当数据按照这个实施例被多路分解器222进行分割时，对于上述分割所利用的频率是利用150KHz的单元进行转换的和这个转换操作是可控的，因此从相应各终端设备发送的脉冲串信号的频率被进行转换。具体地，在这个实实例中，正如参照图4A到4G等所描述的那样，被称为跳频的带隙单元的频率转换操作被周期性地进行，和当接收的数据接收时，在接收侧进行的转换操作是由多路分解器222时分处理实现。

由多路分解器222分割的相应各接收的数据被独立地馈送到设置为允许同时多址接入到该基站的终端设备的数目那么多的乘法器351a、351b、……，351n。乘法器351a、351b、……351n分别将所分解的数据与从反相随机移相数据发生电路352a、352b、……351n的随机移相数据(与在发送侧的随机移相数据同步地改变的数据)相乘和将接收的分解数据反回到在相应各***中的具有原始相位的数据。

来自反相随机移相数据发生电路的相应数据被馈送到延迟检测电路353a、353b、……353n和借此进行延迟检测(差分解调)。延迟检测电路馈送该延迟检测的数据到4帧交错缓冲器354a、354b、……、354n，该缓冲器恢复当发送时被交错的4帧数据为原来数据安排的数据。4帧交错缓冲器馈送去交错的数据到维特比解码器355a、355b、……355n，对其进行维特比解码。该各解码器馈送经受维特比解码的数据作为接收的数据到后续各级中的接收数据处理电路(未示出)。

按照这个实施例的基站，因为包括称之为跳频的带帧转换处理的数据分解处理是由设置在解调处理的中间的多路分解器222进行的，类似于发送***，有可能简化接收***的安排。具体地讲，正如在这个实施例中所描述的那样，当基站同时处理多个通路的信号时，必须事先变换对应于相应各通路的信号的各带隙(信道)的信号频率为中频信号和然后进多达快速富利叶变换的各项处理，将这些信号馈送到相应的乘法器351a、351b、……351n，和因此在接收***中，要求如图18所示从混频器215到解调单元221的各个通路那么多的电路设置。另一方面，因为按照这个实施例的基站，在多路分解器222之前仅要求发送***中的一个电路***，所以有可能简化基站的安排到这样的程度。

在这个实施例中以例子的方式描述了各频率值、时间、编码速率等等，和因此本发明不限于上面的实施例。

不需多讲，本发明可以应用到非DQPSK调制的调制***。具体讲，描述在上面实施例中的噪声功率检测处理可以应用到接收差分解调信号的各种***。

虽然在上述实施例中从噪声功率的估算值检测电路质量的处理，即获得在维特比解码的软判决值的处理，但是可以利用类似的处理在基站中得到电路质量和软判决值。

按照本发明的接收方法，可能精确地检测噪声功率，而没有接收的信号等的电平波动的任何干扰。

在这种情况下，因为重新差分调制信号和接收信号的符号之间的差被平方和然后平均检测发送信号的噪声功率。因此可能利用一种简单的处理得到满意的噪声功率。

当发送信号的噪声功率利用平方上述差被检测和然后对其进行平均，电路质量信息可以从一个比值的计算来获得，该比值是通过平方重新差分调制信号与接收信号的符号之间的差和然后平均该平方差得到的。从而，可能以简单的处理满意地检测电路质量。

当从上述比值中得到电路质量信息时，利用该比值与预定递减函数乘得到的值被用作电路质量信息。因此，可能得到更满意的电路质量信息。

因为与递减函数相乘的值被用作在维特比解码中的软判决值，则可能得到满意的判决值。

当利用上述处理得到的电路质量信息等于或小于该第一值时，则确定发送功率超过了，而当电路质量信息等于或大于第二值时，则确定发送功率太小。用于控制发送侧的数据被产生。因此，可能进行能够抑制其他信号干扰的发送功率控制。

因为第一值和第二值在这种情况下被设置得彼此相等，作为用于控制发送侧的数据，仅指示电路质量信息小于或大于参考值的两类数据就足够进行处理了。因此，可能以简单的处理控制发送输出。

因为制备多个上述的减函数和取决于检测的电路质量将要被使用的减函数被进行转换，响应于那个时间的发送状态，可能得满意的电路质量信息。

按照本发明的接收设备，可能得到精确检测噪声功率的接收设备，而不受接收的信号等的电平波动的任何影响。

在这种情况下，因为再次差分调制信号与接收的信号的符号之间的差被平方和然后进行平均，检测发送信号的噪声功率。因此，可能以简单的电路安排得到满意的噪声功率。

当发送信号的噪声功率通过平方上述差和然后对其进行平均来进行检测，电路质量信息可以从一个比值的计算获得的，该比值是通过平方重新差分调制信号与接收信号的符号之间的差和然后平均该平方差得到的。因此，可能以简单的电路安排满意地检测电路质量。

当电路质量信息从上述比值获得时，由该比值与预定的减函数相乘得到的值被用作电路质量信息。因此，可能得到更满意的电路质量信息。

因为与该减函数相乘的值被用作在维特比解码中的软判判决值，可能得到满意的软判决值。

当通过上述安排得到的电路质量信息等于或小于第一值时，则确定发送功率过大了，而当电路质量信息等于或小于第二值时，则确定发送功率太小。用于控制发送侧的数据是由控制装置产生的。因此，可能进行发送功率的控制，这种控制可以抑制其他信号的干扰。

因为在这种情况下第一值和第二值被设置得彼此相等，作为用于控制发送侧的数据，仅指示电路质量信息小于或大于参考值两种数据就足够进行处理了。

因为多个减函数被制备作为上述减函数和取决于检测的电路质量将要被使用的减函数被进行转换，所以响应于此时间上的发送状态，可能得到更满意的电路质量信息。

已经参照附图本发明的优选实施例进行了描述，但应理解为，本发明不限于上述实施例和由本技术领域的技术人员在不脱离由所附的权利要求书限定的精神或范围下可以实现各种改变和修改。

Claims

1、一种噪声检测设备，包括：

用于解调输入信号的解调装置；

用于确定所述解调装置的输出信号的状态的确定装置；

用于调制所述解调装置的输出的符号的调制装置；和

用于在所述调制装置的所述输入信号和输出信号之间进行相减的减法装置，其中所述设备从所述减法装置的输出中检测噪声功率。

2、按照权利要求1所要求的噪声检测设备，其中所述解调装置包括：具有延迟装置的差分解调器，和所述调制装置执行差分调制。

3、按照权利要求1所述的噪声检测设备，还包括：

用于平方所述减法装置的输出信号的第一平方装置；和

用于平均所述第一平方装置的输出信号的第一平均装置，其中所述设备从所述第一平均装置的输出中检测噪声功率。

4、一种电路质量检测设备，包括：

用于解调输入信号的解调装置；

用于确定所述解调装置的输出信号的状态的确定装置；

用于调制所述解调装置的输出的符号的调制装置；

用于平方所述减法装置的输出信号的第一平方装置；

用于平均所述第一平方装置的输出信号的第一平均装置：

用于平方输入信号的第二平方装置；

用于平均所述第二平方装置的输出信号的第二平均装置；和

用于计算所述第一平均装置的输出与所述第二平均装置的输出的比的比率计算装置，其中所述设备检测来自所述比率计算装置的输出的电路质量信息。

5、一种软判决解码设备，包括：

用于解调输入信号的解调装置；

用于确定所述解调装置的输出信号的状态的确定装置；

用于调制所述确定装置的输出的符号的调制装置；

用于在所述调制装置的所述输入信号和输出信号之间进行相减的减法装置；

用于平方所述减法装置的输出信号的第一平方装置：

用于平均所述第一平方装置的输出信号的第一平均装置：

用于平方输入信号的第二平方装置；

用于平均所述第二平方装置的输出信号的第二平均装置：

用于计算所述第一平均装置的输出与所述第二平均装置的输出的比的比率计算装置；

用于从所述比率计算装置的输出中产生加权函数的加权函数产生装置；和

用于通过加权函数产生装置的输出信号的控制，软解码一个预定信号的软判决解码装置。

6、按照权利要求5所要求的软判决解码设备，其中所述加权函数是递减函数。

7、按照权利要求6所要求的软判决解码设备，其中所述递减函数表示为e^-x2(X是所述比率计算装置的输出值)。

8、按照权利要求5所要求的软判决解码设备，其中所述软判决解码装置执行维特比解码。

9、按照权利要求5所要求的软判决解码设备，还包括：

用于检测一个预定信号的时间域波动的波动检测装置，其中所述加权函数按照所述波动检测装置的输出而改变。

10、按照权利要求9所要求的软判决解码设备，其中所述预定信号是所述第一平均装置的输出信号。

11、按照权利要求9所要求的软判决解码设备，其中所述预定信号是所述第一平均装置的输出的两个信号。

12、一种接收设备，包括：

用于处理接收的射频信号的射频信号处理装置；

用于解调所述射频处理装置的输出信号的射频解调装置；和

用于解码所述射频解调装置的输出信号的解码装置，其中所述解码装置包括用于解调一个输出信号的解调装置，用于确定所述解调装置的输出信号的状态的确定装置，用于调制所述确定装置的输出的符号的调制装置，用于在所述调制装置的所述输入信号和输出信号之间进行相减的减法装置，用于平方所述减法装置的输出信号的第一平方装置，用于平均所述第一平方装置的输出信号的第一平均装置，用于平方输入信号的第二平方装置，用于平均所述第二平方装置的输出信号的第二平均装置，用于计算所述第一平均装置的输出和所述第二平均装置的输出的比率的比率计算装置，用于从所述比率计算装置的输出中产生加权函数的加权函数产生装置，和用于通过由所述加权函数产生装置的输出信号的控制软解码预定信号的软判决解码装置。

13、按照权利要求12所要求的接收设备，其中所述加权函数是一个递减函数。

14、按照权利要求13所要求的接收设备，其中所述递减函数表示为e^-x2(X是所述比率计算装置的输出值)。

15、按照权利要求12所要求的接收设备，其中所述软判决解码装置执行维特比解码。

16、按照权利要求12所要求的接收设备，还包括：用于检测一个预定信号的时间域的波动的波动检测装置，其中所述加权函数按照所述波动装置的输出而改变。

17、按照权利要求16所要求的接收设备，其中所述预定信号是所述第一平均装置的输出信号。

18、按照权利要求12所要求的接收设备，其中所述预定信号是所述第一平均装置和所述第二平均装置两者的输出信号。

19、一种通信设备，包括：

用于处理接收的射频信号的射频信号处理装置；

用于解调所述射频信号处理装置的输出信号的射频解调装置；

用于解码所述射频解调装置的输出信号的解码装置；

用于编码预定信息信号的编码装置；

用于调制所述编码装置的输出信号的射频调制装置；和

用于处理所述射频调制装置的输出信号的发送信号处理装置，其中所述解码装置包括用于解调输入信号的解调装置，用于确定所述解码装置的输出信号的状态的确定装置，用于解调一个输入信号的解调装置，用于确定所述解调装置的输出信号的状态的确定装置，用于调制所述确定装置的输出的符号的调制装置，用于在所述调制装置的所述输入信号与输出信号之间进行相减的减法装置，用于平方所述减法装置的输出信号的第一平方装置，用于平均所述第一平方装置的输出信号的第一平均装置，用于平方输入信号的第二平方装置，用于平均所述第二平方装置的输出信号的第二平均装置，和用于计算所述第一平均装置的与所述二平均装置的输出的比率的比率计算装置，其中所述发送信号处理装置的输出功率是受从所述比率计算装置的输出中导出的电路质量信息控制的。

20、按照权利要求19所要求的通信设备，还包括：

用于存储改变发送功率的信息的存储装置；和用于按照所述电路质量信息从所述存储装置读出的信息，产生一个信号控制所述发送信号处理装置的输出功率的选择装置。

21、按照权利要求19所要求的通信设备，其中所述射频解调装置执行正交解调，和所述解码装置执行富利叶变换、相位解调、和维特比解码。

22、按照权利要求19所要求的通信设备，其中所述射频解调装置执行正交解调、维特比解码，所述编码装置执行卷积编码、相位调制、和反富利叶变换，和所述RF调制装置执行正交调制。

23、按照权利要求21所要求的通信设备，其中所述解调装置乘以所述富利叶变换和相位解调处理之间的反向随机相移数据。

24、按照权利要求22所要求的通信设备，其中所述解调装置乘以所述富利叶变换和相位解调处理之间的反向随机相移数据，和所述编码装置乘以所述相位调制和所述反向富利叶变换处理之间的随机相移数据。

25、一种噪声检测方法，包括以下步骤：

用于解调输入信号的解调步骤；

用于确定所述解调步骤的输出信号的状态的确定步骤；

用于调制所述确定步骤的输出的符号的调制步骤；和

用于在所述调制步骤的输入信号和输出信号之间进行相减的减法步骤，其中所述方法从所述相减步骤中检测噪声功率。

26、按照权利要求25所要求的噪声检测方法，其中所述解调步骤包括有一个延迟步骤的差分解调步骤，和所述调制步骤执行差分调制。

27、按照权利要求25所要求的噪声检测方法，还包括以下步骤：

用于平方所述减法步骤的输出信号的第一平方步骤；和

用于平均所述第一平方步骤的输出信号的第一平均步骤，其中所述方法从所述第一平均步骤的输出中检测噪声功率。

28、一种电路质量检测方法，包括以下步骤：

用于解调输入信号的解调步骤；

用于确定所述解调步骤的输出信号的状态的确定步骤；

用于调制所述确定步骤的输出的符号的调制步骤；和

用于在所述调制步骤的输入信号和输出信号之间进行相减的减法步骤；

用于平方所述减法步骤的输出信号的第一平方步骤；

用于平均所述第一平方步骤的输出信号的第一平均步骤；

用于平方输入信号的第二平方步骤；

用于平均所述第二平方步骤的输出信号的第二平均步骤；和

用于计算所述第一平均步骤的输出与所述第二平均步骤的输出的比率的比率计算步骤，其中所述方法从所述比率计算步骤的输出中检测电路检测质量信息。

29、一种软判决解码方法，包括以下步骤：

用于解调输入信号的解调步骤；

用于确定所述解调步骤的输出信号的状态的确定步骤；

用于调制所述确定步骤的输出的符号的调制步骤；

用于平方所述减法步骤的输出信号的第一平方步骤；

用于平均所述第一平方步骤的输出信号的第一平均步骤；

用于平方输入信号的第二平方步骤；

用于平均所述第二平方步骤的输出信号的第二平均步骤；

用于计算所述第一平均步骤的输出与所述第二平均步骤的输出的比率的比率计算步骤；

用于从所述比率计算步骤的输出产生加权函数的加权函数产生步骤；和

用于受所述加权函数产生步骤的输出信号控制，软解码一个预定信号的软判决解码步骤。

30、按照权利要求29所要求的软判决解码方法，其中加权函数是一个递减函数。

31、按照权利要求30所要求的软判决解码方法，其中所述减函数被表示为e^-x2(X是所述比率计算步骤的输出值)。

32、按照权利要求29所述要求的软判决解码步骤执行维特比解码。

33、按照权利要求29所要求的软判决解码方法，还包括以下步骤：

用于检测预定信号的时域波动的波动检测步骤，其中所述加权函数根据所述波动检测步骤的输出改变所速加权函数。

34、按照权利要求33所要求的软判决解码方法，其中所述预定信号是所述第一平均步骤的输出信号。

35、按照权利要求33所要求的软判决解码方法，其中所述预定信号是所述第一平均步骤的输出信号和所述第二平均步骤的输出信号的两者。

36、一种接收方法，包括以下步骤：

用于处理接收的射频信号的射频信号处理步骤；

用于解调所述射频信号处理步骤的输出信号的射频解调步骤；和

用于解码所述射频解调步骤的输出信号的解码步骤，其中所述解码步骤包括：用于解调输入信号的解调步骤，用于确定所述解调的输出信号的状态的确定步骤，用于调制所述确定步骤的输出的符号的调制步骤，用于在所述调制步骤的输入信号和输出信号之间进行相减的减法步骤，用于平方所述减法步骤的输出信号的第一平方步骤，用于平均所述第一平方步骤的输出信号的平均步骤，用于平方输入信号的第二平方步骤，用于平均所述第二平方步骤的输出信号的第二平均步骤，用于计算所述第一平均步骤的输出与所述第二平均步骤的输出的比率的比率计算步骤，用于从所述比率计算步骤的输出中产生加权函数的加权函数产生步骤，和用于在所述加权函数产生步骤的输出信号的控制下软解码一个预定信号的软判决解码步骤的各个步骤。

37、按照权利要求36所要求的接收方法，其中所述减函数被表示为e^-x2(X是所述比率计算步骤的输出值)。

39、按照权利要求36所要求的接收方法，其中所述软判决解码步骤执行维特比解码。

40、按照权利要求36所要求的接收方法，还包括以下步骤：

用于检测预定信号的时间域波动的波动检测步骤，其中所述加权函数按照所述波动检测步骤的输出信号改变。

41、按照权利要求40所要求的接收方法，其中所述预定信号是所述第一平均装置的输出信号。

42、按照权利要求40所要求的接收方法，其中所述预定信号是所述第一平均装置的输出信号和所述第二平均装置的输出信号两者。

43、一种通信方法，包括以下步骤：

用于处理接收的射频信号的射频信号处理步骤；

用于解调所述射频信号处理步骤的输出信号的射频解调步骤；

用于解码所述射频解调步骤的输出信号的解码步骤；

用于编码预定信息信号的编码步骤；

用于调制所述编码步骤的输出信号的射频调制步骤；和

用于处理所述射频调制步骤的输出信号的发送信号处理步骤，其中所述解码步骤包括：用于解调输入信号的解调步骤，用于确定所述解调的输出信号的状态的确定步骤，用于调制所述确定步骤的输出的符号的调制步骤，用于在所述调制步骤的输入信号和输出信号之间进行相减的减法步骤，用于平方所述减法步骤的输出信号的第一平方步骤，用于平均所述第一平方步骤的输出信号的平均步骤，用于平方输入信号的第二平方步骤，用于平均所述第二平方步骤的输出信号的第二平均步骤，用于计算所述第一平均步骤的输出与所述第二平均步骤的输出的比率的比率计算步骤，用于从所述比率计算步骤的输出中产生加权函数的加权函数产生步骤，和其中所述发送信号处理步骤的输出功率是因从所述比率计算步骤导出的电路质量信息控制的各个步骤。

44、按照权利要求43所要求的通信方法，还包括以下步骤：

用于存储改变发送功率的信息的存储步骤；和

用于按照所述电路质量信息从所述存储步骤读出信息的选择步骤，以便产生一个信号控制所述发送信号处理步骤的输出功率。

45、按照权利要求36所要求的接收方法，其中所述RF解调步骤执行正交解调，和所述解码步骤执行富利叶变换、相位解调、和维特比解码。

46、按照权利要求43所要求的通信方法，其中所述RF解调步骤执行正交解调、所述解码步骤执行富利叶变换、相位解调、和维特比解码，所述编码步骤执行卷积编码、相位调、和反向富利叶变换，和所述射频调制步骤执行正交调制。

47、按照权利要求45所要求的接收方法，其中所述解码步骤在所述富利叶变换和所述相位解调的处理之间乘以反向随机相移数据。

48、按照权利要求46所要求的通信方法，其中所述解码步骤在所述富利叶变换和所述相位解调的处理之间乘以反向随机相移数据，和所述编码步骤在所述相位调制和所述反向富利叶变换处理之间乘以随机相移数据。