CN117081415B - 隔离型模块化多电平dcdc变换器电容电压平衡控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及模块化多电平逆变器电容电压平衡技术领域,具体公开了一种隔离型模块化多电平DCDC变换器电容电压平衡控制方法。包括:采集子模块电容电压;根据采集的子模块电容电压计算桥臂间和相间的能量差,并经由比例积分控制器输出桥臂间和相间移相角;根据一次侧和二次侧移相角校正桥臂间和相间移相角大小;在移相调制中加入桥臂间和相间移相角,并输出调制信号。相较于其他方法,本发明无需臂电流传感器,仅采集各子模块电容电压即可实现电容电压平衡;控制器易实现,节约了硬件成本,并抑制了***中的环流,维持了***的安全稳定运行。
Description
技术领域
本发明涉及模块化多电平逆变器电容电压平衡技术领域,具体为隔离型模块化多电平DCDC变换器电容电压平衡控制方法。
背景技术
隔离型模块化多电平逆变器(Isolated Modular Multilevel DC-DC Converters,IMMDC)兼具了模块化多电平逆变器和双有源桥(Dual Active Bridge,DAB)逆变器拓扑的优势,具有高功率密度、电压隔离等级高、耐压等级高、模块化程度高等优点。IMMDC能够实现不同直流电压等级的转换,减少了电能变换的环节,在直流组网、海上风电等领域有着广泛的应用前景。
在实际应用中,以远海风电为例,由于海上特殊的运行环境,组件容易发生问题并且运维检修比较困难,因此有效的控制能够维持IMMDC的安全稳定运行,减少维修次数,取得很好的经济效益。在IMMDC的运行中,电感老化或者损坏是不得不考虑的一环。上下桥臂的电感参数不一致会在桥臂间引起环流,环流会在桥臂间转移能量,这使得上下桥臂的电容电压产生差异,并进一步增加环流的大小,从而造成IMMDC的停机。然而,为了提高运行频率,IMMDC需要采用类似DAB的移相调制方法,而传统的电容电压平衡控制方法都是基于脉冲宽度调制,不能在IMMDC中应用。
发明内容
针对上述问题,本发明的目的在于提供一种隔离型模块化多电平DCDC变换器电容电压平衡控制方法,能够实现IMMDC在电感不一致情况下的电容电压平衡,并且抑制环流,减少***在运行过程中的损耗,维持***的安全稳定运行。技术方案如下:
隔离型模块化多电平DCDC变换器电容电压平衡控制方法,包括以下步骤:
步骤1:根据臂电感值定义计算臂电感不一致程度;
步骤2:采集IMMDC各相上下桥臂电容电压,计算上桥臂电容电压之和与下桥臂电容电压之和的差值,并利用比例积分控制器输出桥臂间移相角;
步骤3:计算各相的电容电压之和,计算不同相间的差值,并利用比例积分控制器输出相间移相角;
步骤4:采集IMMDC一次侧与二次侧的移相角φ,通过sign(φ)函数计算φ的正负,以确定桥臂间移相角和相间移相角的方向;
步骤5:在移相调制中调制各桥臂的移相角,实现平衡效果。
进一步的,所述步骤1中计算臂电感不一致程度,计算公式为:
(1);
公式中,L pj 和L nj 分别表示j相上桥臂和下桥臂的电感值,α j 表示j相的臂电感不一致程度。
更进一步的,所述步骤2中桥臂间移相角生成包括以下步骤:
步骤2.1:确定臂电感不一致下的臂能量分配原则:
(2);
公式中,u pj 和u nj 分别表示j相上下桥臂的电压,j代表a、b、c相;i pj 和i nj 分别表示j相上下桥臂的电流;为j相上桥臂比下桥臂在一个周期内多出的能量;
在公式(1)的臂电感不一致程度下上下桥臂的能量差为:
(3);
公式中,u pj.dc和u nj.dc分别表示上下桥臂电压中的直流成分;u pj.ac和u nj.ac分别表示上下桥臂电压中的交流成分;i dcj 表示j相的直流电流;u jo 表示j相交流侧输出电压;i j 表示j相交流侧输出电流;P j 表示j相输出功率;表示在臂电感不平衡情况下的上下桥臂能量差;
步骤2.2:考虑臂电压中的基频成分,引入桥臂间移相角实现j相在臂电感不一致的情况下的电容电压平衡;
上下桥臂电压中基频成分表示为:
(4);
公式中,u dc表示直流侧电压;U j 表示基频交流电压幅值;ω为角频率;θ为初始相位;
将公式(4)代入公式(2)中,并引入桥臂间移相角Δθ j ,则:
(5);
公式中,P dj 定义为j相的差分能量;Δθ j 表示引入的桥臂间移相角;表示上下桥臂中转移的能量。
更进一步的,所述步骤3中,输出相间移相角的生成包括以下步骤:
步骤3.1:计算引入桥臂间移相角Δθ j 后的相输入功率:
(6);
公式中,P j '表示在引入桥臂间移相角后相输出功率;
步骤3.2:引入相间移相角δ ab以实现不同相间的电容电压平衡:
(7);
公式中,e a Σ和e b Σ分别表示a相和b相的桥臂能量之和,δ ab为引入的相间移相角。
与现有技术相比,本发明的有益效果是:本发明实现了IMMDC在电感不一致情况下的电容电压平衡,并且抑制了环流,减少了***在运行过程中的损耗,维持了***的安全稳定运行;且无需电流传感器,提高了经济效益;***的结构简单有效,无需复杂的控制方法,节约了硬件成本。
附图说明
图1为IMMDC拓扑。
图2为桥臂间移相角控制框图。
图3为相间移相角控制框图。
图4为本发明方法的调制过程波形示意图。
图5为桥臂间移相方法验证波形示意图。
图6为桥臂间和相间移相方法验证波形示意图。
图7(a)为采用本发明方法前臂电流和环流变化。
图7(b)为采用本发明方法后臂电流和环流变化。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明。
本发明隔离型模块化多电平DCDC变换器电容电压平衡控制方法包括以下几个步骤:
步骤1:根据臂电感值定义臂电感不一致程度。
图1为一种IMMDC拓扑,由两个MMC面对面经由变压器连接而成,在上下桥臂电感参数不一致时(Lpj ≠Lnj ,j=a、b、c或d)会导致上下桥臂能量不相等以及子模块电容电压不相等,控制目标为各桥臂的电容电压之和Σu Cpji 和Σu Cnji 。I j 为j相电流,IMV为输入电流,IHV为输入电流。
j相的桥臂参数不一致程度为:
(1);
公式中,L pj 和L nj 分别表示了j相上桥臂和下桥臂的电感值,α j 表示j相的臂电感不一致程度。
步骤2:采集IMMDC各相上下桥臂电容电压,计算上桥臂电容电压之和和下桥臂电容电压之和的差值,并利用比例积分控制器输出桥臂间移相角。
首先,确定臂电感不一致下的臂能量分配原则:
(2);
公式中,u pj 和u nj 分别表示j相上下桥臂的电压,j代表a、b、c相;i pj 和i nj 分别表示j相上下桥臂的电流;为j相上桥臂比下桥臂在一个周期内多出的能量。
在公式(1)的臂电感不一致程度下上下桥臂有如下的能量差:
(3);
公式中,u pj.dc和u nj.dc分别表示上下桥臂电压中的直流成分;u pj.ac和u nj.ac分别表示上下桥臂电压中的交流成分;i dcj 表示j相的直流电流;u jo 表示j相交流侧输出电压;i j 表示j相交流侧输出电流;P j 表示j相输出功率;表示在臂电感不一致情况下的上下桥臂能量差。
考虑臂电压中的基频成分,引入桥臂间移相角实现j相在臂电感不一致的情况下的电容电压平衡。
上下桥臂电压中基频成分表示为:
(4);
公式中,u dc表示直流侧电压;U j 表示基频交流电压幅值;ω为角频率;θ为初始相位。
将公式(4)代入公式(2)中,并在***桥臂间移相角Δθ j ,则:
(5);
公式中,P dj 定义为j相的差分能量;Δθ j 表示所提出的方法***的移相角;表示所提出的控制策略在上下桥臂中转移的能量。在/> =/>时,本方法即可实现桥臂电容电压平衡。
图2展示了桥臂间移相角的控制框图,计算Σu Cpji 和Σu Cnji 之差并利用比例积分控制器输出桥臂间移相角的大小。
步骤3:计算各相的电容电压之和,计算不同相间的差值,并利用比例积分控制器输出相间移相角。
计算引入桥臂间移相角Δθ j 后的相输入功率:
(6);
公式中,P j '表示在引入桥臂间移相角后相输出功率。
在Δθ j 不同的情况下各相输出的功率不同,因此引入相间移相角δ ab以实现不同相间的电容电压平衡:
(7);
公式中,e a Σ和e b Σ分别表示a相和b相的桥臂能量之和,δ ab为所引入的相间移相角。调节相间移相角即可实现不同相间的电容电压平衡。
图3展示了相间移相角的控制框图,a相和b相的桥臂能量之差并输入比例积分器后输出相间移相角的大小。
步骤4:采集IMMDC一次侧与二次侧的移相角,确定桥臂间移相角和相间移相角的方向。
图2和图3中的φ为IMMDC一次侧和二次侧之间的移相角,公式(5)和公式(7)中能量的方向受到P dj 的影响,考虑到其正负与φ相同,sign(φ)函数能够计算φ的正负,当φ为正的时候输出1,为负时输出-1,为0时输出0,用来校正桥臂间移相角和相间移相角的方向。
步骤5:在移相调制中调制各桥臂的移相角,实现平衡效果。
根据图2和图3的控制框图,图4展示了各桥臂如何在调制中实现桥臂移相过程,展示了ab相的4个桥臂的输出电压波形,各移相角的大小也在图中进行了标注。
为了验证所提出方法的有效性,对图1***进行了验证,***各参数如下表1所示:
表1***参数
。
图5展示了所提出的桥臂间移相方法的平衡效果,初始未加入控制,由于桥臂参数不一致,下桥臂电容电压大于上桥臂电容电压,加入桥臂间移相角后,上下桥臂电容电压平衡,在移除控制后,桥臂电压再一次不平衡。
图6展示了所提出的桥臂间移相方法和相间移相方法的有效性,a相和b相臂电感均不一致,初始未加入移相角,各桥臂电容电压不相等,加入桥臂间移相后,a相和b相的上下桥臂电容电压相等,然而a相的电容电压与b相的电容电压仍然存在区别,再加入相间移相方法后,a相和b相电容电压实现平衡。
图7(a)和图7(b)分别展示了未采用所提出方法与采用所提出方法的臂电流变化,不难看出,在采用所提出的控制方法后,上桥臂电流i pa 和下桥臂电流i pb 的大小趋于相同,并且环流i za 的大小得到了抑制,均方根值大大降低,与理论分析一致。
由以上分析可以看到,本发明方法在分析了桥臂能量后,通过简单的控制器解决了IMMDC中由电感参数不一致带来的桥臂电容电压不平衡问题,能够快速有效完成此功能,无需桥臂电流传感器,降低了成本并且在抑制过程中环流被大大降低,维持了***的安全稳定运行。
Claims (4)
1.隔离型模块化多电平DCDC变换器电容电压平衡控制方法,其特征在于,包括以下步骤:
步骤1:根据臂电感值定义臂电感不一致程度;
步骤2:采集IMMDC各相上下桥臂电容电压,计算上桥臂电容电压之和与下桥臂电容电压之和的差值,并利用比例积分控制器输出桥臂间移相角;
步骤3:计算各相的电容电压之和,计算不同相间的差值,并利用比例积分控制器输出相间移相角;
步骤4:采集IMMDC一次侧与二次侧的移相角φ,通过sign(φ)函数计算φ的正负,以确定桥臂间移相角和相间移相角的方向;
步骤5:在移相调制中调制各桥臂的移相角,实现平衡效果。
2.根据权利要求1所述的隔离型模块化多电平DCDC变换器电容电压平衡控制方法,其特征在于,所述步骤1中计算臂电感不一致程度,计算公式为:
(1);
公式中,L pj 和L nj 分别表示j相上桥臂和下桥臂的电感值,α j 表示j相的臂电感不一致程度。
3.根据权利要求2所述的隔离型模块化多电平DCDC变换器电容电压平衡控制方法,其特征在于,所述步骤2中桥臂间移相角生成包括以下步骤:
步骤2.1:确定臂电感不一致下的臂能量分配原则:
(2);
公式中,u pj 和u nj 分别表示j相上下桥臂的电压,j代表a、b、c相;i pj 和i nj 分别表示j相上下桥臂的电流;为j相上桥臂比下桥臂在一个周期内多出的能量;
在公式(1)的臂电感不一致程度下上下桥臂的能量差为:
(3);
公式中,u pj.dc和u nj.dc分别表示上下桥臂电压中的直流成分;u pj.ac和u nj.ac分别表示上下桥臂电压中的交流成分;i dcj 表示j相的直流电流;u jo 表示j相交流侧输出电压;i j 表示j相交流侧输出电流;P j 表示j相输出功率;表示在臂电感不平衡情况下的上下桥臂能量差;
步骤2.2:考虑臂电压中的基频成分,引入桥臂间移相角实现j相在臂电感不一致的情况下的电容电压平衡;
上下桥臂电压中基频成分表示为:
(4);
公式中,u dc表示直流侧电压;U j 表示基频交流电压幅值;ω为角频率;θ为初始相位;
将公式(4)代入公式(2)中,并引入桥臂间移相角Δθ j ,则:
(5);
公式中,P dj 定义为j相的差分能量;Δθ j 表示引入的桥臂间移相角;表示上下桥臂中转移的能量。
4.根据权利要求3所述的隔离型模块化多电平DCDC变换器电容电压平衡控制方法,其特征在于,所述步骤3中,输出相间移相角的生成包括以下步骤:
步骤3.1:计算引入桥臂间移相角Δθ j 后的相输入功率:
(6);
公式中,P j '表示在引入桥臂间移相角后相输出功率;
步骤3.2:引入相间移相角δ ab以实现不同相间的电容电压平衡:
(7);
公式中,e a Σ和e b Σ分别表示a相和b相的桥臂能量之和,δ ab为引入的相间移相角。
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Real-time calculation method for single-phase cascaded H-bridge inverters based on phase-shifted carrier pulsewidth modulation;Junpeng Ma, ET AL;《IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS》;第第35卷卷(第第1期期);第977-987页 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
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CN117081415A (zh) | 2023-11-17 |
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