CN116996082B - 差分输出的唤醒接收机射频电路 - Google Patents
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Abstract
本公开提供一种差分输出的唤醒接收机射频电路，包括：基于第一谐振器的滤波匹配网络，基于第二谐振器的差分输出滤波自混频器。滤波匹配网络与天线相连接接收输入信号，用于提供低于4%的相对分数带宽射频通带；差分输出滤波自混频器，与所述滤波匹配网络相连，用于提供谐振频率以及反谐振频率的差分输出；其中，通过调整所述第一谐振器和第二谐振器的谐振频率及机电耦合系数，可以使得滤波匹配网络在第二谐振器的正谐振频率和反谐振频率处均实现匹配，得到两个增益近似相等的射频通带，通过差分输出自混频器使两个射频通带的信号产生相反的自混频输出，从而抵消两个射频通带内的干扰信号。
Description
技术领域
本公开涉及射频无线通信技术领域，尤其涉及一种差分输出的唤醒接收机射频电路。
背景技术
唤醒接收机能够以极低的功耗监听信道，当唤醒接收机接收到唤醒信号时唤醒主接收机，从而可以降低无线通信***的待机功耗。随着无线通信技术的发展，唤醒接收机需求更低的功耗，更高的灵敏度以及更高的抗干扰能力。
为了消除振荡器引入的高功耗（>20微瓦），低功耗唤醒接收机常采用自混频架构来对射频信号下变频，从而使***功耗降至微瓦以下。现有的自混频器会将前级通带内的所有输入信号下变频至基带，并产生同向输出。因此基带电路中的干扰信号大小正比于采样周期内***射频通带内干扰信号的总功率密度。所以唤醒接收机的灵敏度需要高于射频通带内背景干扰的功率。而实际应用中，唤醒接收机往往需要工作在WiFi，ISM等较为拥挤的频段，较大的带内干扰大大限制了***的灵敏度，降低了其实用性。
发明内容
基于上述问题，本公开提供了一种差分输出的唤醒接收机射频电路，以缓解现有技术中的上述技术问题，通过差分输出自混频器使两个射频通带的信号产生相反的自混频输出，两个通带内的干扰信号可以相互抵消，从而抑制唤醒接收机的带内干扰信号，提升***的抗干扰能力和鲁棒性。
（一）技术方案
本公开提供一种差分输出的唤醒接收机射频电路，包括：基于第一谐振器的滤波匹配网络，基于第二谐振器的差分输出滤波自混频器。滤波匹配网络与天线相连接接收输入信号，用于提供低于4%的相对分数带宽射频通带；差分输出滤波自混频器，与所述滤波匹配网络相连，用于提供谐振频率以及反谐振频率的差分输出；其中，通过调整所述第一谐振器和第二谐振器的谐振频率及机电耦合系数，可以使得滤波匹配网络在第二谐振器的正谐振频率和反谐振频率处均实现匹配，得到两个增益近似相等的射频通带，通过差分输出自混频器使两个射频通带的信号产生相反的自混频输出，从而抵消两个射频通带内的干扰信号。
根据本公开实施例，第二谐振器的机电耦合系数低于第一谐振器的耦合系数，且谐振频率与反谐振频率的Q值近似相等。
根据本公开实施例，两个射频通带的自混频系数大小相同方向相反。
根据本公开实施例，所述第一谐振器选自薄膜体声波谐振器，横向振动压电谐振器，体声波谐振器，声表面波谐振器，兰姆波谐振器，剪切压电谐振器，石英晶体谐振器。
根据本公开实施例，所述第二谐振器选自声表面波谐振器，薄膜体声波谐振器，横向振动压电谐振器，体声波谐振器，兰姆波谐振器，剪切压电谐振器，石英晶体谐振器，空心盘型谐振器，FINBAR谐振器。
根据本公开实施例，差分输出的唤醒接收机射频电路，还包括LNA模块，***于所述滤波匹配网络的前级或后级以提升***的灵敏度。
根据本公开实施例，差分输出滤波自混频器中的CMOS晶体管结构形式选自单级结构形式，多级级联结构形式或伪差分形式的多级级联结构形式。
根据本公开实施例，差分输出滤波自混频器中的CMOS晶体管通过用栅压偏置电路提供栅极直流偏置电压，或由漏极或源极来提供直流偏置电压。
根据本公开实施例，差分输出滤波自混频器的输入信号通过耦合电路输入全部或部分晶体管的漏极或源极。
根据本公开实施例，在第二谐振器的串联谐振频率及反谐振频率的自混频转换系数大小相等方向相反。
（二）有益效果
从上述技术方案可以看出，本公开差分输出的唤醒接收机射频电路至少具有以下有益效果其中之一或其中一部分：
（1）使用基于微机电谐振器的滤波匹配网络与基于高Q值微机电谐振器的差分输出滤波自混频器级联，利用谐振器阻抗的变化，实现了两个射频通带信号的反向输出，使得基带干扰信号可以随着采样时间的提升而减小，从而提升了唤醒接收机的抗干扰能力与鲁棒性；
（2）通过在两个射频通带交替发射信号，可实现射频信号自混频信号的差分输出；差分输出可以提高相同输入功率信号下的基带信号幅度，提升***的灵敏度，提高唤醒接收机的唤醒距离。同时也可以由伪差分或单端输出带来的共模电平偏移等问题，使得基带电路的设计可以简化并降低***功耗；
（3）可以降低***的总射频通带带宽，降低干扰信号进入***的概率，提升了***的抗干扰能力。引入差分输出滤波自混频器还可以提升对通带外干扰信号的抑制，进一步提升***的鲁棒性。
附图说明
图1为本公开实施例的差分输出的唤醒接收机射频电路的示意图。
图2为本公开实施例的滤波自混频器的电路组成示意图。
具体实施方式
本公开提供了一种差分输出的唤醒接收机射频电路，主要包括以第一射频微机电谐振器为核心元件的滤波匹配网络，以及基于第二微机电谐振器的差分输出滤波自混频器。根据功耗预算及灵敏度的需求可选择是否引入射频低噪声放大器（LNA）。
现有的唤醒接收机射频电路，包含滤波匹配电路，射频自混频器，根据功耗预算及灵敏度的需求可选择是否引入射频低噪声放大器（LNA）。射频自混频器的输入Vin到输出Vout的转换关系为：
vout=ked×vin 2；
对于任意频率的输入信号Vin，转换系数ked是固定不变的。因此对于任意输入信号，其输出信号的正负是固定的（取决于自混频器转换系数ked的正负）。因此现有的自混频器会使前级通带内的所有输入信号产生同向输出。在实际应用中，为了保证唤醒接收机的抗干扰性能和鲁棒性，其灵敏度被其工作频段内的干扰信号谱密度所限制。因此，本公开提供一种差分输出的唤醒接收机射频电路。
为使本公开的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本公开进一步详细说明。
在本公开实施例中，提供一种差分输出的唤醒接收机射频电路，结合图1和图2所示，所述差分输出的唤醒接收机射频电路，包括：
基于第一谐振器的滤波匹配网络，与天线相连接接收输入信号，用于提供低于4%的相对分数带宽射频通带；
基于第二谐振器的差分输出滤波自混频器，与所述滤波匹配网络相连，用于提供谐振频率以及反谐振频率的差分输出；
其中，通过调整所述第一谐振器和第二谐振器的谐振频率及机电耦合系数，可以使得滤波匹配网络在第二谐振器的正谐振频率和反谐振频率处均实现匹配，得到两个增益近似相等的射频通带，通过差分输出自混频器使两个射频通带的信号产生相反的自混频输出，从而抵消两个射频通带内的干扰信号。需要说明的是，优选得到两个增益相等的射频通带，但由于实际情况中两个射频通带的增益很难做到完全相同，仅能做到近似相等或趋于相等，例如两个增益间的差值比例不超过3%，就可以称为近似相等。
不同于已有的结构，本公开的差分输出的唤醒接收机射频电路采用了以第一射频微机电谐振器为核心元件的滤波匹配网络，以及基于第二微机电谐振器的差分输出滤波自混频器。其中，第一谐振器可采用FBAR（薄膜体声波谐振器）等射频微机电谐振器，基于其较高的FoM值（>100），及大于1000的Q值，使滤波匹配网络具备较高的灵敏度并可使单个频带的相对分数带宽低于4%。通过调控设置第一谐振器与第二谐振器的谐振频率及机电耦合系数，可使滤波匹配网络在第二谐振器的正反谐振频率处均实现匹配。因此滤波匹配网络有两个增益近似相等的射频通带。
其中，第二谐振器需求机电耦合系数低于第一谐振器，且谐振频率与反谐振频率的Q值相近。在第二谐振器的谐振频率附近（即两个射频通带之一，也可称为通带一），谐振器阻抗很低，滤波自混频器等效于二极管连接，其转换系数为负。在第二谐振器的反谐振频率附近（即两个射频通带中另一个通带，也可称为通带二），滤波自混频器等效于三极管连接，其转换系数为正。当谐振频率与反谐振频率的Q值相近时，其转换系数的绝对值相近且符号相反。
通过将上述滤波匹配网路与差分输出滤波自混频器级联，通过精细设置，可以获得两个射频通带。两个通带内的输入信号经过射频电路后，会在基带产生大小相等但方向相反的输入信号。因此基带内的干扰信号正比于采样周期内通带二内的平均干扰信号功率与通带一内的平均干扰信号功率的差。两个通带位于同一通信频段内，因此采样周期越长，这个值越接近于0，从而使得***的抗干扰能力大幅提升，其灵敏度不再被其工作频段内的干扰信号谱密度所限制。
在本公开实施例中，如图2所示，差分输出的滤波自混频器包括：输入信号端IN，能量探测电路单元10，偏置电压单元，耦合支路单元，微机电谐振器支路。输入信号端IN用于接收唤醒信号及干扰信号作为输入信号；能量探测电路单元10包括至少一个CMOS管，优选为30至50个CMOS管，图2中为四个CMOS管，分别为依次相连的N型CMOS管11、P型CMOS管12、N型CMOS管13、以及P型CMOS管14四个CMOS管。能量探测电路单元10用于通过CMOS管的二次效应对输入信号进行混频并输出基带信号；偏置电压单元用于提供CMOS管的栅压以调整CMOS管的沟道阻抗；耦合支路单元设置于所述输入信号端和能量探测电路单元之间，将所述输入信号耦合至能量探测电路单元中的CMOS管的漏极或源极，如图2中所示，通过耦合电容C1和耦合电容C2分别将输入信号耦合至四个CMOS管的漏极；微机电谐振器支路设置于所述输入信号端IN和偏置电压单元、能量探测电路单元10之间，能够在不同的频率下输出不同的栅极信号以调整二次效应，实现对输入信号中干扰信号的滤除。在信号输出端OUT和N型CMOS管11的源极之间还连接有耦合电容CC并接地，N型CMOS管11和P型CMOS管12的源极连接有耦合电容CC并接地。P型CMOS管14的源极连接有共模电平VC。
根据本公开实施例，能量探测电路为三极管型能量探测电路，能量探测电路单元中的CMOS管选自N型CMOS管和P型CMOS管；能量探测电路单元中的CMOS管设置形式包括单级形式，多级级联形式或伪差分形式的多级级联形式。当同时存在N型CMOS管和P型CMOS管时，N型CMOS管和P型CMOS管交替连接，例如N-P-N-P或P-N-P-N等连接形式。
根据本公开实施例，偏置电压单元包括至少一条偏置电压支路，每条所述偏置电压支路包括依次相连的偏置电压源和偏置电阻。如图2所示，偏置电压单元包括两条偏置电压支路，分别为向两个N型CMOS管11、N型CMOS管13提供栅压的偏置电压源VGN及与偏置电压源VGN相连的偏置电阻RB1；以及向两个P型CMOS管12、P型CMOS管14提供栅压的偏置电压源VGP及与偏置电压源VGP相连的偏置电阻RB2。
根据本公开实施例，耦合支路单元包括至少一条耦合支路，每条耦合支路包括与输入信号端相连的耦合电容，所述耦合电容连接至对应的CMOS管的漏极或源极。如图2所示，耦合支路单元包括两条耦合支路，其中一条耦合支路一端连接至输入信号端IN，另一端通过耦合电容C1连接至N型CMOS管11和P型CMOS管12的漏极；另一条耦合支路一端连接至输入信号端IN，另一端通过耦合电容C2连接至N型CMOS管13和P型CMOS管14的漏极。
根据本公开实施例，微机电谐振器支路包括微机电谐振器21，隔直电容22。微机电谐振器21的一端连接至输入信号端IN，另一端连接至CMOS管的栅极，如图2中所示，微机电谐振器21的另一端连接至N型CMOS管11、N型CMOS管13的栅极；隔直电容22一端与微机电谐振器21相连，两一端连接至CMOS管的栅极，用于隔离CMOS管的直流电平。如图2中所示，隔直电容22的另一端连接至P型CMOS管12，P型CMOS管14的栅极。
根据本公开实施例，当输入信号中的干扰信号频率远离，微机电谐振器21的反谐振频率时，微机电谐振器21相当于一个等效电容，通过调整谐振器的几何结构调整等效电容的容值，以调整耦合到CMOS管栅极的栅极信号的大小，使晶体管的栅极与漏极或漏极的二次效应相互抵消，从而不输出基带信号。
根据本公开实施例，偏置电压源（VGN、VGP）可以通过栅压偏置电路提供栅极直流偏置电压，或通过晶体管的漏极或源极来提供栅极直流偏置电压。
根据本公开实施例，如图2所示，滤波自混频器的级数为4级（即级联的CMOS管数量为4），实际使用中可采用其他级数，优选为30级或40级，也可采用伪差分的级联方式）。在CMOS管的栅极和漏极之间引入了一个微机电谐振器21，并通过偏置电阻以及隔直电容来调整晶体管的沟道电阻并隔直。射频微机电谐振器21在反谐振频率附近呈现高阻特性，滤波自混频器等效于传统的自混频器。在反谐振频率以外，微机电谐振器的阻抗减小，这使得自混频器的输入阻抗降低，破坏了与前级的匹配条件，减小了自混频器的输入信号大小。因此，相同大小的输入信号，反谐振频率处的输入产生的输出信号大于其他频率，自混频器实现了滤波作用。由于微机电谐振器在反谐振频率处的Q值较高，因此可获得较低的通带带宽。在远离反谐振频率处，谐振器等效于一个电容，通过调整谐振器的几何结构即可调整此等效电容的容值。通过调整容值，即可调整耦合到CMOS管栅极的信号大小，使晶体管栅极与漏极的二次效应相互抵消，不产生基带的输出信号。因此在远离反谐振频率处的输入信号几乎不产生输出信号。
根据本公开实施例，通过调整使得第二谐振器的机电耦合系数低于第一谐振器的耦合系数，且第二谐振器的谐振频率与反谐振频率的Q值近似相等，或趋于相等。需要说明的是，由于实际操作时谐振器的谐振频率与反谐振频率的Q值很难做到完全相同，仅能做到近似相同，例如谐振频率与反谐振频率的Q值的差值比例不超过3%，就可以称为近似相同。
根据本公开实施例，两个射频通带的自混频系数大小相同方向相反。
根据本公开实施例，第一谐振器选自薄膜体声波谐振器，横向振动压电谐振器，体声波谐振器，声表面波谐振器，兰姆波谐振器，剪切压电谐振器，石英晶体谐振器。
根据本公开实施例，第二谐振器选自声表面波谐振器，薄膜体声波谐振器，横向振动压电谐振器，体声波谐振器，兰姆波谐振器，剪切压电谐振器，石英晶体谐振器，空心盘型谐振器，FINBAR谐振器。
根据本公开实施例，差分输出的唤醒接收机射频电路还可以包括LNA模块，***于所述滤波匹配网络的前级或后级以提升***的灵敏度。
根据本公开实施例，差分输出滤波自混频器中的CMOS晶体管结构形式可以为单级结构形式，可以为多级级联结构形式或可以为伪差分形式的多级级联结构形式。
根据本公开实施例，差分输出滤波自混频器中的CMOS晶体管可以通过用栅压偏置电路提供栅极直流偏置电压，或可以由漏极或源极来提供直流偏置电压。
根据本公开实施例，差分输出滤波自混频器的输入信号通过耦合电路输入全部或部分晶体管的漏极或源极。
根据本公开实施例，在第二谐振器的串联谐振频率及反谐振频率的自混频转换系数大小相等方向相反。
在一些实施例中，滤波匹配网络为采用的匹配元件为第一谐振器，优选为薄膜体声波谐振器（FBAR），也可采用其他类型的谐振器包括但不限于：横向振动压电谐振器，体声波谐振器，声表面波谐振器，兰姆波谐振器，剪切压电谐振器，石英晶体谐振器等。滤波匹配网络的结构为基于微机电谐振器的变压器型匹配网络，也可采用其他结构的匹配网络；也可采用基于片外高Q值电感的匹配网络与基于微机电谐振器的窄带滤波器级联的结构。差分输出滤波自混频器使用的谐振器为第二谐振器，优选为声表面波谐振器，也可采用其他类型的谐振器包括但不限于：薄膜体声波谐振器，横向振动压电谐振器，体声波谐振器，兰姆波谐振器，剪切压电谐振器，石英晶体谐振器，空心盘型谐振器，FINBAR谐振器等。
在一些实施例中，第一谐振器与第二谐振器可以单片制造，也可以分别制造再进行封装。可在滤波匹配网络的前级***LNA模块，来提升***的灵敏度。
在一些实施例中，差分输出滤波自混频器中的CMOS晶体管可选用的设置结构形式包括但不限于单级形式，多级级联形式或伪差分形式的多级级联形式。
在一些实施例中，差分输出滤波自混频器中的CMOS晶体管可使用栅压偏置电路提供栅极直流偏置电压；也可以与由管子的漏极或源极来提供直流偏置电压。
在一些实施例中，差分输出滤波自混频器的输入信号可通过耦合电路输入晶体管的漏极，也可通过耦合电路输入晶体管的源极，也可输入部分晶体管的漏极以及部分晶体管的源极。
通过合理地选择第一谐振器、第二谐振器的材料、模态以及几何结构等，可使差分输出滤波自混频在第二谐振器的正反谐振频率的输入阻抗均实现与前级的滤波匹配网络的匹配。调整第二谐振器的尺寸，可提升差分输出滤波自混频器对带外信号的抑制。
通过设置，可以使唤醒接收机具有两个射频通带，且两个通带的自混频系数大小相同方向相反。通过延长采样周期，即可降低两通带的干扰信号在采样周期内产生的总自混频信号，进而提升对带内干扰信号的抑制能力。
至此，已经结合附图对本公开实施例进行了详细描述。需要说明的是，在附图或说明书正文中，未绘示或描述的实现方式，均为所属技术领域中普通技术人员所知的形式，并未进行详细说明。此外，上述对各元件和方法的定义并不仅限于实施例中提到的各种具体结构、形状或方式，本领域普通技术人员可对其进行简单地更改或替换。
依据以上描述，本领域技术人员应当对本公开差分输出的唤醒接收机射频电路有了清楚的认识。
综上所述，本公开提供了一种差分输出的唤醒接收机射频电路，通过差分输出自混频器使两个射频通带的信号产生相反的自混频输出，两个通带内的干扰信号可以相互抵消，从而抑制唤醒接收机的带内干扰信号，提升***的抗干扰能力和鲁棒性。
还需要说明的是，以上为本公开提供的不同实施例。这些实施例是用于说明本公开的技术内容，而非用于限制本公开的权利保护范围。一实施例的一特征可通过合适的修饰、置换、组合、分离以应用于其他实施例。
应注意的是，在本文中，除了特别指明的之外，具备“一”元件不限于具备单一的该元件，而可具备一或更多的该元件。
此外，在本文中，除了特别指明的之外，“第一”、“第二”等序数，只是用于区别具有相同名称的多个元件，并不表示它们之间存在位阶、层级、执行顺序、或制程顺序。一“第一”元件与一“第二”元件可能一起出现在同一构件中，或分别出现在不同构件中。序数较大的一元件的存在不必然表示序数较小的另一元件的存在。
在本文中，除了特别指明的之外，所谓的特征甲“或”（or）或“及/或”（and/or）特征乙，是指甲单独存在、乙单独存在、或甲与乙同时存在；所谓的特征甲“及”（and）或“与”（and）或“且”（and）特征乙，是指甲与乙同时存在；所谓的“包括”、“包含”、“具有”、“含有”，是指包括但不限于此。
此外，在本文中，所谓的“上”、“下”、“左”、“右”、“前”、“后”、或“之间”等用语，只是用于描述多个元件之间的相对位置，并在解释上可推广成包括平移、旋转、或镜像的情形。此外，在本文中，除了特别指明的之外，“一元件在另一元件上”或类似叙述不必然表示该元件接触该另一元件。
此外，除非特别描述或必须依序发生的步骤，上述步骤的顺序并无限制于以上所列，且可根据所需设计而变化或重新安排。并且上述实施例可基于设计及可靠度的考虑，彼此混合搭配使用或与其他实施例混合搭配使用，即不同实施例中的技术特征可以自由组合形成更多的实施例。
以上所述的具体实施例，对本公开的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本公开的具体实施例而已，并不用于限制本公开，凡在本公开的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本公开的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种差分输出的唤醒接收机射频电路，包括：
基于第一谐振器的滤波匹配网络，与天线相连接接收输入信号，用于提供低于4%的相对分数带宽射频通带；
基于第二谐振器的差分输出滤波自混频器，与所述滤波匹配网络相连，用于提供谐振频率以及反谐振频率的差分输出；
其中，通过调整所述第一谐振器和第二谐振器的谐振频率及机电耦合系数，可以使得滤波匹配网络在第二谐振器的正谐振频率和反谐振频率处均实现匹配，得到两个增益近似相等的射频通带，通过差分输出自混频器使两个射频通带的信号产生相反的自混频输出，从而抵消两个射频通带内的干扰信号。
2.根据权利要求1所述的差分输出的唤醒接收机射频电路，第二谐振器的机电耦合系数低于第一谐振器的耦合系数，且谐振频率与反谐振频率的Q值近似相等。
3.根据权利要求1所述的差分输出的唤醒接收机射频电路，两个射频通带的自混频系数大小相同方向相反。
4.根据权利要求1-3任一项所述的差分输出的唤醒接收机射频电路，所述第一谐振器选自薄膜体声波谐振器，横向振动压电谐振器，体声波谐振器，声表面波谐振器，兰姆波谐振器，剪切压电谐振器，石英晶体谐振器。
5.根据权利要求1-3任一项所述的差分输出的唤醒接收机射频电路，所述第二谐振器选自声表面波谐振器，薄膜体声波谐振器，横向振动压电谐振器，体声波谐振器，兰姆波谐振器，剪切压电谐振器，石英晶体谐振器，空心盘型谐振器，FINBAR谐振器。
6.根据权利要求1所述的差分输出的唤醒接收机射频电路，还包括LNA模块，***于所述滤波匹配网络的前级或后级以提升***的灵敏度。
7.根据权利要求1所述的差分输出的唤醒接收机射频电路，差分输出滤波自混频器中的CMOS晶体管结构形式选自单级结构形式，多级级联结构形式或伪差分形式的多级级联结构形式。
8.根据权利要求7所述的差分输出的唤醒接收机射频电路，差分输出滤波自混频器中的CMOS晶体管通过用栅压偏置电路提供栅极直流偏置电压，或由漏极或源极来提供直流偏置电压。
9.根据权利要求1所述的差分输出的唤醒接收机射频电路，差分输出滤波自混频器的输入信号通过耦合电路输入全部或部分晶体管的漏极或源极。
10.根据权利要求1所述的差分输出的唤醒接收机射频电路，在第二谐振器的串联谐振频率及反谐振频率的自混频转换系数大小相等方向相反。
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Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101816130A (zh) * | 2007-10-03 | 2010-08-25 | Nxp股份有限公司 | 用于脉冲无线电唤醒的方法和*** |
| FR3016102A1 (fr) * | 2013-12-31 | 2015-07-03 | Commissariat Energie Atomique | Circuit de reception radiofrequence a tres basse consommation |
| CN114614845A (zh) * | 2022-04-02 | 2022-06-10 | 中国科学技术大学 | 唤醒接收机 |
| CN115765772A (zh) * | 2022-10-25 | 2023-03-07 | 天津大学 | 低功耗混频优先型宽带接收机前端模块 |
| CN116107377A (zh) * | 2023-02-10 | 2023-05-12 | 中国科学技术大学 | 生成无源自混频器偏置电压的电路 |
| CN116470924A (zh) * | 2023-04-18 | 2023-07-21 | 复旦大学 | 一种共享干扰消除电路的宽带全双工接收机 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9743354B2 (en) * | 2015-01-02 | 2017-08-22 | Texas Instruments Incorporated | Low power harmonic wake up radio |
| WO2020142792A1 (en) * | 2019-01-04 | 2020-07-09 | The Trustees Of Columbia University In The City Of New York | Circuits and methods for wake-up receivers |
| MX2022006571A (es) * | 2019-12-02 | 2022-07-01 | Ericsson Telefon Ab L M | Comunicacion de activacion en un sistema de comunicacion inalambrica. |
-
2023
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Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101816130A (zh) * | 2007-10-03 | 2010-08-25 | Nxp股份有限公司 | 用于脉冲无线电唤醒的方法和*** |
| FR3016102A1 (fr) * | 2013-12-31 | 2015-07-03 | Commissariat Energie Atomique | Circuit de reception radiofrequence a tres basse consommation |
| CN114614845A (zh) * | 2022-04-02 | 2022-06-10 | 中国科学技术大学 | 唤醒接收机 |
| CN115765772A (zh) * | 2022-10-25 | 2023-03-07 | 天津大学 | 低功耗混频优先型宽带接收机前端模块 |
| CN116107377A (zh) * | 2023-02-10 | 2023-05-12 | 中国科学技术大学 | 生成无源自混频器偏置电压的电路 |
| CN116470924A (zh) * | 2023-04-18 | 2023-07-21 | 复旦大学 | 一种共享干扰消除电路的宽带全双工接收机 |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| A Wake-Up Receiver With a Multi-Stage Self-Mixer and With Enhanced Sensitivity When Using an Interferer as Local Oscillator;Vivek Mangal, et al.;《IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS》;第54卷(第3期);第808~820页 * |
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