CN116995733A - 一种反激式微型并网逆变器的多重缓冲***及计算方法 - Google Patents

一种反激式微型并网逆变器的多重缓冲***及计算方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种反激式微型并网逆变器的多重缓冲***，包括第一输出节点、第二输出节点、第三输出节点、缓冲电感L0、缓冲电容C0、缓冲二极管D0、m个电容Cx和二极管D1x组成的CD模块以及m组电容D2x和m组电容D3x，x=1,2…m，能够降低高频变压器初级与次级电流之间切换的时间，降低对电网电流的影响，减小谐波含量。还公开了一种带有所述多重缓冲***的反激式微型并网逆变器拓扑结构，包括光伏电源吸收转化单元、多重缓冲***、直流‑直流转换单元、直流‑交流转换单元、并网单元，最大程度的吸收了高频变压器漏感的能量并回收；还公开了一种降低谐波的计算方法，能够使用精确的数学方法推导出谐波的成因及降低方法。

Description

一种反激式微型并网逆变器的多重缓冲***及计算方法
技术领域
本发明涉及太阳能光伏并网逆变器技术领域，特别是涉及一种反激式微型并网逆变器的多重缓冲***及计算方法。
背景技术
太阳能光伏并网逆变器目前广泛采用反激式结构，具有结构简单、稳定可靠的优点。反激并网逆变器的高频变压器的漏感在实际运行中的能量会造成开关器件的电压应力高、能量损失效率低的缺点。通常使用LCD缓冲吸收电路来进行能量的吸收及回收，但是传统LCD缓冲电路在会延长高频变压器初级与次级电流之间切换的时间，增大了高频变压器次级电流的有效值，造成对电网电流的影响，增大了谐波含量。
因此需要设计一种光伏反激式微型并网逆变器的多重缓冲结构，降低高频变压器初级与次级电流之间切换的时间，同时需要提出具体的降低谐波的计算方法，能够解决谐波形成的原因及提供解决办法。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种反激式微型并网逆变器的多重缓冲***及计算方法，保证输出低含量的电流谐波。
为解决上述技术问题，本发明采用的第一个技术方案是：提供一种反激式微型并网逆变器的多重缓冲***，包括第一输出节点、第二输出节点、第三输出节点、缓冲电感L0、缓冲电容C0、缓冲二极管D0；
还包括m个电容Cx(x=1,2…m)和二极管D1x(x=1,2…m)组成的CD模块，每个CD模块中电容Cx一端为接口、另一端与二极管D1x负极连接，连接点为节点ix(x=1,2…m)，二极管D1x正极为另一个接口，为节点jx(x=1,2…m)；
还包括m组电容D2x(x=1,2…m)和m组电容D3x(x=1,2…m)，m组电容D2x正极均连接在缓冲二极管D0的正极，m组电容D2x负极连接在相应节点jx上；m组电容D3x负极均连接在接口3上，m组电容D3x正极连接在相应节点ix上；
缓冲电感L0一端连接在第二输出节点、另一端连接在缓冲二极管D0正极，缓冲二极管D0负极连接在第一输出节点，缓冲电容C0一端连接在第三输出节点，另一端连接在节点jm上。
为解决上述技术问题，本发明采用的第二个技术方案是：提供一种带有如上所述多重缓冲***的反激式微型并网逆变器拓扑结构，包括依次连接的光伏电源吸收转化单元、多重缓冲***、直流-直流转换单元、直流-交流转换单元、并网单元；
所述光伏电源吸收转化单元包括光伏面板PV和直流侧的解耦电容Cpv；
所述直流-直流转换单元包括高频变压器T、开关管开关Q、电感Lm、Lk、反激整流二极管D、滤波电容CO、寄生电容CQ；Lm是高频变压器T初级绕组的励磁电感，Lk是高频变压器T初级绕组的漏电感，反激整流二极管D串接在高频变压器T次级绕组的异名端，CO并联在高频变压器T次级绕组的两端，CQ是开关管Q的寄生电容；
所述多重缓冲***的第一输出节点与光伏面板PV的正极、漏电感Lk的一端连接，第二输出节点与光伏面板PV的负极、开关管Q的源极连接，第三输出节点与高频变压器T初级线圈的异名端、开关管Q的漏极连接。
在本发明一个较佳实施例中，所述直流-交流转换单元包括功率开关管S1、S2、S3、S4，用于变压器次级绕组在适当的公用电网半周期期间通过相应的开关进行操作。
在本发明一个较佳实施例中，所述并网单元包括输出滤波电感Lf、输出滤波电容Cf以及电网Grid，电流通过Lf和Cf构成的低通滤波器注入电网。
为解决上述技术问题，本发明采用的第三个技术方案是：提供一种基于如上任一项所述的带有多重缓冲***的反激式微型并网逆变器拓扑结构的降低谐波的计算方法，包括以下步骤：
首先将PV板产生的能量开始向高频变压器T的初级绕组充能，励磁电感Lm和漏电感Lk上的电流线性上升，直至开关管Q关断结束的阶段定义为第一阶段t0≤t≤t1，时间T（1）=t1-t0；高频变压器T的励磁电感Lm能量开始向次级绕组侧传递，缓冲电感L0的能量通过二极管D0向电源返回，直至高频变压器漏感能量耗尽结束的阶段定义为第二阶段t1≤t≤t2，时间T（2）=t2-t1；
然后根据高频变压器T初级绕组的电流变化量，计算得出：
；
接着根据传统LCD缓冲电路拓扑结构的相同阶段，得到
；
最后，计算得到传统LCD缓冲电路与多重缓冲电路，在开关管Q具有相同导通时间下的第二阶段时间比值为
；
其中，n为高频变压器的匝比，多重缓冲电路的m值越大，第二阶段缓冲时间越小，电网输出波形谐波也就越小。
本发明的有益效果是：
（1）通过本发明的多重缓冲结构，能够降低高频变压器初级与次级电流之间切换的时间，降低了对电网电流的影响，减小了谐波含量；
（2）本发明通过提供一种带有多重缓冲电路的反激式微型并网逆变器拓扑结构，最大程度地吸收了高频变压器漏感的能量并回收；
（3）通过本发明提供的一种降低谐波的计算方法，能够使用精确的数学方法推导出谐波的成因及降低方法。
附图说明
图1是本发明带有多重缓冲电路的反激式微型并网逆变器拓扑结构示意图；
图2是所述多重缓冲***的拓扑结构图；
图3是m=1时的多重缓冲电路的拓扑结构图；
图4是根据开关管Q开关状态与缓冲电感的电流大小确定的四个阶段的时序图；
图5是阶段t0≤t≤t1时m=1多重缓冲电路的运行原理图；
图6是阶段t1≤t≤t2时m=1多重缓冲电路的运行原理图；
图7是阶段t2≤t≤t3时m=1多重缓冲电路的运行原理图；
图8是阶段t3≤t≤t4时m=1多重缓冲电路的运行原理图；
图9是传统LCD缓冲电路的拓扑结构图；
图10是比值s随Vout/(nVin)的变化关系示意图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的较佳实施例进行详细阐述，以使本发明的优点和特征能更易于被本领域技术人员理解，从而对本发明的保护范围做出更为清楚明确的界定。
请参阅图1和图2，本发明实施例包括：
一种带有多重缓冲***的反激式微型并网逆变器拓扑结构，包括依次连接的光伏电源吸收转化单元10、多重缓冲***20、直流-直流转换单元30、直流-交流转换单元40、并网单元50。
所述光伏电源吸收转化单元10包括光伏面板PV和直流侧的解耦电容Cpv。
所述多重缓冲***20如图2所示，包括第一输出节点1、第二输出节点2、第三输出节点3、缓冲电感L0、缓冲电容C0、缓冲二极管D0。第一输出节点1连接在PV板正极，第二输出节点2连接在PV板负极，第三输出节点3连接在高频变压器T和开关管Q之间。缓冲电感L0一端连接在第二输出节点2、另一端连接在缓冲二极管D0正极，缓冲二极管D0负极连接在第一输出节点1，缓冲电容C0一端连接在第三输出节点3、另一端连接在节点jm上。
多重缓冲电路环节20同时包含m个电容Cx(x=1,2…m)和二极管D1x(x=1,2…m)组成的CD模块。每个CD模块中电容Cx一端为接口、另一端连接在二极管D1x负极，二极管D1x正极为另一个接口；CD模块内部电容Cx和二极管D1x之间存在一个节点ix(x=1,2…m)，两个CD模块之间也存在一个节点jx(x=1,2…m)。
多重缓冲电路环节20同时还包含m组电容D2x(x=1,2…m)和m组电容D3x(x=1,2…m)。m组电容D2x正极均连接在缓冲二极管D0的正极，m组电容D2x负极连接在相应节点jx上；m组电容D3x负极均连接在接口3上，m组电容D3x正极连接在相应节点ix上。
所述直流-直流转换单元30包括高频变压器T、在高频下工作的开关管开关Q、电感Lm、Lk、反激整流二极管D、滤波电容CO、寄生电容CQ。高频变压器T，其能够提供电隔离的同时将能量从光伏面板PV转换到交流公用电网Grid，其中Lm是高频变压器T初级绕组的励磁电感，Lk是高频变压器T初级绕组的漏电感，反激整流二极管D串接在高频变压器T次级绕组的异名端，CO并联在高频变压器T次级绕组的两端，CQ是开关管Q的寄生电容。
具体的，所述多重缓冲***20的第一输出节点与光伏面板PV的正极、漏电感Lk的一端连接，第二输出节点与光伏面板PV的负极、开关管Q的源极连接，第三输出节点与高频变压器T初级线圈的异名端、开关管Q的漏极连接。
所述直流-交流转换单元40包括功率开关管S1、S2、S3、S4，用于变压器次级绕组在适当的公用电网半周期期间通过相应的开关进行操作。
所述并网单元50包括输出滤波电感Lf、输出滤波电容Cf以及电网Grid，电流通过Lf和Cf构成的低通滤波器注入电网。
下面对多重缓冲电路的运行原理进行分析：
本示例中以m=1的多重缓冲电路的拓扑结构为例进行计算说明。
如图3所示是m=1的多重缓冲电路的拓扑结构，包含缓冲电感L0，缓冲电容C0，缓冲二极管D0，一个CD模块（包含电容C1和二极管D11），电容D21和D31。
如图4所示，第一阶段t0≤t≤t1，当t=t0时开关管Q导通。此时二极管D0和二极管D11电压反向偏置而关断，二极管D21和二极管D31开通。电容C0和电容C1形成并联结构，电容总电压为Vc。PV板产生的能量开始向高频变压器T的初级绕组充能，励磁电感Lm和漏电感Lk上的电流线性上升。直至开关管Q关断结束，此时电路图如图5所示。
高频变压器T初级绕组的电流增加变化量为
缓冲电感L0的电流增加变化量为
第二阶段t1≤t≤t2，当t=t1时开关管Q关断。此时二极管D0和二极管D11开通，二极管D21和二极管D31电压反向偏置而关断。电容C0和电容C1形成串联结构，电容总电压为2Vc。高频变压器T的励磁电感Lm能量开始向次级绕组侧传递，整流二极管D导通，漏电感Lk上的能量向电容C0和电容C1以及开关管的寄生电容CQ充电，缓冲电感L0的能量通过二极管D0向电源返回。直至高频变压器漏感能量耗尽结束，此时电路图如图6所示。
高频变压器T的初级绕组的电流减小变化量为
其中，n为高频变压器的匝比。
所以此阶段的时间为
高频变压器T初级绕组的在第一阶段电流增加变化量与第二阶段电流减小变化量相等，即
可得
第三阶段t2≤t≤t3，当t=t2时高频变压器漏感能量耗尽。此时二极管D0和二极管D11电压反向偏置而关断，二极管D21和二极管D31开通。电容C0和电容C1形成并联结构，电容总电压为Vc。电容C0、电容C1、开关管的寄生电容CQ和缓冲电感L0的能量通过高频主变压器输入到电源，高频变压器次级绕组向电网侧输出能量。直至高频变压器次级绕组电流降为零结束，此时电路图如图7所示。
此时缓冲电感L0上的电压钳位在
缓冲电感L0上电流在t2≤t≤t3期间的减小变化量为
高频变压器T的初级绕组的电流变化量为
第四阶段t3≤t≤t4，当t=t3时高频变压器次级绕组电流降为零。此时二极管D0和二极管D11电压反向偏置而关断，二极管D21和二极管D31开通。电容C0和电容C1形成并联结构，电容总电压为Vc。整流二极管D关断。直至开关管Q再次开通，此时电路图如图8所示。
此时高频变压器的初级绕组上的电压钳位在
缓冲电感L0上电流在t3≤t≤t4期间的变化量为
从全周期看电路处于稳态，则一个周期下缓冲电感L0上的电流变化量为零，由于第二阶段缓冲电感L0上的电流变化量很小，可认为是零。则有
对于高频变压器，根据电感伏秒平衡原则有
计算可得
所以有
由此可得各阶段缓冲电感L0上的电流变化量为
第二阶段时间为
此阶段时间为LC谐振造成的时间延迟，造成高频变压器副边电流形成一个电流爬坡，造成了输出电流波形的谐波，影响了电网质量。显然可以通过减小第二阶段的时间来减小第二阶段电流的有效值，进而减小对现网电流波形的影响。
传统LCD缓冲电路的拓扑结构如图9所示，是目前常用的LCD缓冲电路，只包含缓冲电感L0、缓冲电容C0、缓冲二极管D0。其运行过程也有相同的四个阶段。此时第二阶段时间为
考虑到实际运行过程中第二阶段的时间不会小于零，则有
可知
可以计算得到传统LCD缓冲电路与m=1的多重缓冲电路，在开关管Q具有相同导通时间下的第二阶段时间比值为
图10所示为比值s随Vout/(nVin)的变化关系，可见随着Vout/(nVin)的越大，比值s越大，m=1的多重缓冲电路的第二阶段时间也就比传统LCD缓冲电路第二阶段时间越小，也就具有更小的谐振电流有效值，对电网的影响也就越小。
按照此原理分析，可以得到传统LCD缓冲电路与多重缓冲电路的第二阶段时间比值为
也就意味着多重缓冲电路的m值越大，第二阶段缓冲时间越小，电网输出波形谐波也就越小。m的取值可根据输入输出电压、高频变压器的匝比n以及硬件成本等因素的综合考虑来实际选择。
以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (5)

1.一种反激式微型并网逆变器的多重缓冲***，其特征在于，包括第一输出节点、第二输出节点、第三输出节点、缓冲电感L0、缓冲电容C0、缓冲二极管D0；
还包括m个电容Cx(x=1,2…m)和二极管D1x(x=1,2…m)组成的CD模块，每个CD模块中电容Cx一端为接口、另一端与二极管D1x负极连接，连接点为节点ix(x=1,2…m)，二极管D1x正极为另一个接口，为节点jx(x=1,2…m)；
还包括m组电容D2x(x=1,2…m)和m组电容D3x(x=1,2…m)，m组电容D2x正极均连接在缓冲二极管D0的正极，m组电容D2x负极连接在相应节点jx上；m组电容D3x负极均连接在接口3上，m组电容D3x正极连接在相应节点ix上；
缓冲电感L0一端连接在第二输出节点、另一端连接在缓冲二极管D0正极，缓冲二极管D0负极连接在第一输出节点，缓冲电容C0一端连接在第三输出节点，另一端连接在节点jm上。
2.一种带有如权利要求1所述多重缓冲***的反激式微型并网逆变器拓扑结构，其特征在于，包括依次连接的光伏电源吸收转化单元、多重缓冲***、直流-直流转换单元、直流-交流转换单元、并网单元；
所述光伏电源吸收转化单元包括光伏面板PV和直流侧的解耦电容Cpv；
所述直流-直流转换单元包括高频变压器T、开关管开关Q、电感Lm、Lk、反激整流二极管D、滤波电容CO、寄生电容CQ；Lm是高频变压器T初级绕组的励磁电感，Lk是高频变压器T初级绕组的漏电感，反激整流二极管D串接在高频变压器T次级绕组的异名端，CO并联在高频变压器T次级绕组的两端，CQ是开关管Q的寄生电容；
所述多重缓冲***的第一输出节点与光伏面板PV的正极、漏电感Lk的一端连接，第二输出节点与光伏面板PV的负极、开关管Q的源极连接，第三输出节点与高频变压器T初级线圈的异名端、开关管Q的漏极连接。
3.根据权利要求2所述的带有多重缓冲***的反激式微型并网逆变器拓扑结构，其特征在于，所述直流-交流转换单元包括功率开关管S1、S2、S3、S4，用于变压器次级绕组在适当的公用电网半周期期间通过相应的开关进行操作。
4.根据权利要求2所述的带有多重缓冲***的反激式微型并网逆变器拓扑结构，其特征在于，所述并网单元包括输出滤波电感Lf、输出滤波电容Cf以及电网Grid，电流通过Lf和Cf构成的低通滤波器注入电网。
5.一种基于如权利要求1至4任一项所述的带有多重缓冲***的反激式微型并网逆变器拓扑结构的降低谐波的计算方法，包括以下步骤：
首先将PV板产生的能量开始向高频变压器T的初级绕组充能，励磁电感Lm和漏电感Lk上的电流线性上升，直至开关管Q关断结束的阶段定义为第一阶段t0≤t≤t1，时间T（1）=t1-t0；高频变压器T的励磁电感Lm能量开始向次级绕组侧传递，缓冲电感L0的能量通过二极管D0向电源返回，直至高频变压器漏感能量耗尽结束的阶段定义为第二阶段t1≤t≤t2，时间T（2）=t2-t1；
然后根据高频变压器T初级绕组的电流变化量，计算得出：
；
接着根据传统LCD缓冲电路拓扑结构的相同阶段，得到
；
最后，计算得到传统LCD缓冲电路与多重缓冲电路，在开关管Q具有相同导通时间下的第二阶段时间比值为
；
其中，n为高频变压器的匝比，多重缓冲电路的m值越大，第二阶段缓冲时间越小，电网输出波形谐波也就越小。
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