CN116979708A - 一种耦合机构、bcpt***及其频相同步控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及无线电能传输技术，具体公开了一种耦合机构、BCPT***及其频相同步控制方法，通过在两对主极板上增设两对辅助极板形成八极板耦合器，将其构成BCPT***时，第一、第三主极板作为原边主极板分别连接在原边主电路上，第一、第三辅助极板作为原边辅助极板分别连接在原边控制器上；第二、第四主极板作为副边主极板分别连接在副边主电路上，第二、第四辅助极板作为副边辅助极板分别连接在副边控制器上，当需要控制原边来同步副边时，通过原边辅助极板获取感应电压从而得到副边变换器的同步信息，当需要控制副边来同步原边时，通过副边辅助极板获取感应电压，从而得到原边变换器的同步信息，最终实现原副边无通信频相同步控制。
Description
技术领域
本发明涉及无线电能传输技术领域，尤其涉及一种耦合机构、BCPT***及其频相同步控制方法。
背景技术
随着无线电能传输技术的深入研究，电场耦合无线电能传输(CapacitivePowerTransfer,CPT)***引起了广泛的关注，CPT技术利用电场作为能量传输载体，具有耦合结构轻、成本低、金属导体和耦合结构周围涡流损耗小、电磁干扰低、穿越金属物体不产生显著功率损耗等特殊优势。目前已经在LED灯、生物医学设备、生物电测量***和电动汽车充电等方面取得了一些成果。与此同时，越来越多的场景开始显示出对双向无线电能传输(Bidirectional Wireless PowerTransfer,BWPT)技术的需求，如车联网(V2G)应用和便携式设备的共享充电，这有助于提高充电便利性，减轻电网负担，避免能源浪费。BCPT技术是BWPT技术的一种，被认为是一种潜在的发展趋势。典型BCPT***如图1所示，其中Vd表示单相电网通过有源整流器产生的直流电压，Vo表示直流电池电压，原边和副边双向高频变换器用于驱动耦合机构和谐振网络。
先前提出的BWPT***通常使用相同的对称有源变换器和补偿拓扑，功率流的大小和方向由原边和副边变换器产生的交流电压的相对相位角或大小控制。然而，上述提到的双向功率流控制策略仅适用于两个控制器处于同步工作的情况。由于原边和副边两个独立控制器的晶振总是存在频差，这将使得原边与副边变换器之间相对相位发生周期性变化，从而导致功率振荡。在传统的BWPT***中，同步控制通常采用原边和副边独立控制器之间的无线通信来实现。然而，由于BCPT***的频率很高，常用的无线通信技术，如蓝牙、ZigBee和Wi-Fi都有时间延迟，很难实现驱动信号的同步。此外，无线通信对来自其他通信设备的交叉干扰和来自高频电子变换器的EMI也很敏感，因此还需要对BCPT***的同步控制方式做进一步的研究。
发明内容
为了在高频工作且无任何双边通信模块下实现BCPT***原边和副边之间的同步控制，本发明首先提供一种便于实现原副边同步信息无线传输的耦合机构，通过在原边耦合极板和副边耦合极板上增设辅助极板，使得副边控制器可以通过检测不受副边输入电压影响的副边辅助极板的电压来获取原边的同步信息，同时副边的同步信息也可以通过原边辅助极板传递给原边控制器，实现原边控制器和副边控制器之间的同步和互操作性。
为了实现上述目的，本发明的具体技术方案如下：
一种耦合机构，包括四块主极板，其中，第一主极板和第三主极板分别与第二主极板和第四主极板两两相对设置，其关键在于：还包括与所述四块主极板一一对应设置的四块辅助极板，其中，第一辅助极板和所述第二主极板相对设置，第二辅助极板和所述第一主极板相对设置，第三辅助极板和所述第四主极板相对设置；第四辅助极板和所述第三主极板相对设置。
可选地，在每一块主极板的板面上分别设有辅助极板安装窗口，所述辅助极板设置在对应的辅助极板安装窗口中。
可选地，所述第一主极板和所述第三主极板并行设置在第一PCB板上，在所述第一主极板和所述第三主极板的一端对应设置所述第一辅助极板和所述第三辅助极板；所述第二主极板和所述第四主极板并行设置在第二PCB板上，在所述第二主极板和所述第四主极板的另一端对应设置所述第二辅助极板和所述第四辅助极板。
可选地，四块主极板和四块辅助极板均为铜板，且厚度相同，所述第一PCB板和所述第二PCB板均采用FR4介质板。
采用前文所述的耦合机构，本发明还提供一种BCPT***，使其能够实现双向无线电能传输，同时还能方便的实现同步信息检测，具体而言：所述第一主极板和所述第三主极板作为原边主极板分别连接在原边主电路上，所述第一辅助极板和所述第三辅助极板作为原边辅助极板分别连接在原边控制器上；所述第二主极板和所述第四主极板作为副边主极板分别连接在副边主电路上，所述第二辅助极板和所述第四辅助极板作为副边辅助极板分别连接在副边控制器上。
针对可双向能量传输的电池充电应用场景，所述原边主电路包括直流链路电压源、原边变换器和原边补偿电路，所述副边主电路包括副边补偿电路、副边变换器和充电电池，所述原边控制器用于控制所述原边变换器的频率和相位，所述副边控制器用于控制所述副边变换器的频率和相位。
可选地，所述原边补偿电路和所述副边补偿电路均采用LCLC谐振补偿电路。
为了便于同步信息的检测，可选地，所述原边控制器中设置有原边辅助极板电压检测电路、原边同步模块和原边驱动信号输出模块，所述副边控制器中设置有副边辅助极板电压检测电路、副边同步模块和副边驱动信号输出模块；
所述原边辅助极板电压检测电路通过所述原边辅助极板获取感应电压，所述原边同步模块根据所述原边辅助极板电压检测电路获取的感应电压得到所述副边变换器的同步信息，从而由所述原边驱动信号输出模块输出驱动信号实现所述原边变换器的同步控制；
或者，所述副边辅助极板电压检测电路通过所述副边辅助极板获取感应电压，所述副边同步模块根据所述副边辅助极板电压检测电路获取的感应电压得到所述原边变换器的同步信息，从而由所述副边驱动信号输出模块输出驱动信号实现所述副边变换器的同步控制。
此外，基于前文所述的BCPT***，本发明还提供了一种BCPT***的频相同步控制方法，其关键在于，包括以下步骤：
S1：在初始时刻，φ1＝180°，原边变换器以开关驱动频率fs运行BCPT***，副边变换器不被驱动，看作整流器工作模式，***正向传输功率，φ1表示所述原边变换器的内部移相角；
S2：根据功率传递方向和大小确定调整对象，当需要原边同步副边时，通过所述原边控制器获取副边变换器的同步信息，通过改变θ满足功率传递方向，并通过调节φ1满足期望功率大小；当需要副边同步原边时，通过所述副边控制器获取原边变换器的同步信息，通过改变θ满足功率传递方向，并通过调节φ2满足期望功率大小，θ表示原副边相对相角，φ2表示副边变换器的内部移相角。
可选地，所述原边辅助极板电压检测电路和所述副边辅助极板电压检测电路所获得的采样电压经过零检测后对信号的下降沿进行捕获，第一下降沿被触发时开始计数，当第二下降沿被触发器时结束计数，脉冲计数器将脉冲数写入计数寄存器以获得对应信号的频率作为同步信息。
本发明的显著效果是：
(1)通过设计带有两对辅助板的八极板耦机构，可以通过检测副边辅助极板电压得到原边主极板两端的电压，从而获取原边变换器的同步信息并反馈给副边控制器，同理也可以通过检测原边辅助极板电压得到副边主极板两端的电压，从而获取副边变换器的同步信息并反馈给原边控制器，方便快速的实现无需通信模块的原、副边同步，提高原、副边的互操作性；
(2)由于检测可能含有谐波的电流来实现同步控制具有一定的局限性，本发明通过检测辅助极板的电压来获得同步信息，同步控制不需要锁相环、压控振荡器、复杂的模拟电路和数据处理分析，更加有利于BCPT***在高频中工作。
(3)同步控制与双向功率流调节的解耦基本上不引起回路耦合，更有利于BCPT***的功率流调节。
附图说明
图1是传统BCPT***的电路拓扑图；
图2是实施例1提供的耦合机构结构示意图；
图3是实施例1提供的耦合机构侧视图；
图4是实施例1提供的耦合机构耦合模型图；
图5是实施例1提供的耦合机构四端口电路模型图；
图6是实施例1提供的耦合机构简化电容模型图；
图7是实施例2提供的BCPT***主电路原理图；
图8是实施例2提供的BCPT***中耦合机构的四端口等效电路图；
图9是原副边驱动信号和谐振电压波形图；
图10是实施例2提供的BCPT***原理图；
图11是实施例2中同步模块的电路原理图；
图12是实施例2中同步控制的信号序列关系图；
图13是θref＝90°时同步控制瞬态响应实验结果图；
图14是θref＝-90°时同步控制瞬态响应实验结果图；
图15是原边向副边输送功率时，功率从120W改变为60W的实验结果图；
图16是副边向原边输送功率时，功率从120W改变为60W的实验结果图；
图17是功率流方向改变的实验结果图。
具体实施方式
下面结合附图具体阐明本发明的实施方式，实施例的给出仅仅是为了说明目的，并不能理解为对本发明的限定，包括附图仅供参考和说明使用，不构成对本发明专利保护范围的限制，因为在不脱离本发明精神和范围基础上，可以对本发明进行许多改变。
实施例1：
如图2、图3所示，为了实现BCPT***的同步以及原边和副边独立控制器的互操作，本实施例提供一种耦合机构，包括四块主极板(P1、P2、P3和P4)和四块辅助极板(Pp、Pq、Pr和Ps)，P1、P3和P2、P4是连接原边电路和副边电路的主极板，Pp、Pq和Pr、Ps分别是原边和副边的辅助极板，在每一块主极板的板面上分别设有辅助极板安装窗口，辅助极板设置在对应的辅助极板安装窗口中，本实施例提供的耦合机构可以称为八极板耦合器，结合图3可以看出，八极板耦合器由两块印刷电路板(PCB)组成。PCB1由1.5毫米厚的FR-4介质层和铜板P1、Pr、P3和Ps组成，PCB2由1.5毫米厚度的FR-4介质层和铜板P2、Pp、P4和Pq组成，其它尺寸参数可以参考表1设计，其中h1为主极板的宽度，h2为主极板之间的水平间距；h3为PCB板的宽度，其余参数对应图3标注位置所示。
表1八极板耦合机构参数
在八极板耦合器中，每两个耦合极板之间都有耦合电容。由于辅助极板的尺寸设计得相对较小，且主极板与垂直对侧辅助极板之间的距离较近，因此辅助极板与其他极板(如C1r、C1q、C1s)之间的交叉耦合较弱，耦合电容值小于1pF。根据权重分析法，它们被忽略了。因此，仅考虑垂直耦合的辅助极板和主极板之间的耦合电容(C1p、C2r、C3q、C4s)，而忽略一些交叉耦合电容。简化的耦合电容模型如图4所示。其中V1和V2分别是原边和副边主极板两端的电压，V3、V4和I3、I4是辅助极板Pr、Ps和Pp、Pq之间的假想外部激励。
将图4所示的耦合电容模型简化为图5所示的四端口等效电路模型。主极板P1和P3连接到原边主电路并形成第一端口，主极板P2和P4连接到副边主电路并形成第二端口，辅助极板Pr和Ps形成第三端口，辅助极板Pp和Pq形成第四端口。C1、C2、C3和C4分别是四个端口的自电容。四个端口的端子电压和电流表示为V1、I1、V2、I2、V3、I3、V4和I4。电路变量之间的关系如下所示：
其中，CM1、CM2、CM3、CM4、CM5、CM6是互电容。
根据式(1)，当V2、V3和V4短路时，可以获得C1、CM1、CM2和CM4；当V1、V3和V4短路时，可以得到C2、CM3和CM5；当V1、V2和V4短路时，可以得到C3和CM6；当V1、V2和V3短路时，可以获得C4，上述四种情况下的简化电容模型,图6所示。
因此，C1、C2、C3和C4表示为：
从图6的(a)部分可以看出，当V2、V3和V4短路时，I2、I3和I4表示电压V1激励的感应电流，可以推导为：
然后，互电容CM1、CM2和CM4可以给出为：
当V1和V3短路时，I3可以获得为：
因此，互电容CM3和CM5可以导出为：
根据图6中(c)部分可以看出，互电容CM6可以给出为：
当八极板耦合器连接到电路时，只有耦合极板P1、P2、P3和P4直接连接，辅助极板Pp、Pq、Pr和Ps外部连接到检测电路。这意味着没有外部电压或电流源连接到Pp、Pq、Pr和Ps，因此I3＝I4＝0。那么式(1)可以等价于：
令：
实施例2：
采用实施例1提供的耦合机构，本实施例提供一种BCPT***，由于双LCLC补偿拓扑具有传输功率与耦合极板的耦合系数成正比，降低耦合极板附近的电路部件的电流和电压应力等优势，因此本实施例采取双LCLC补偿结构进行分析，如图7所示，Lp1、Lp2、Lr1、Lr2是线圈的自感，Cp1、Cp2、Cr1、Cr2是补偿电容，Cd和Co是DC滤波电容，Vd是直流链路电压，通常与电网连接的交流-直流有源整流器保持恒定，Vo是电池的直流电压。id和io是原边和副边直流输入电流。vp和vr是由原边和副边变换器产生的交流谐振电压，ip和ir是原边和副边的交流谐振电流。在交互电场的作用下，电能将在极板之间无线传输。原边和副边电路采用几乎相同的电子器件来实现，以促进双向功率流传输。
因此，结合图7中的双边LCLC补偿拓扑图，具有八极板耦合器的四端口等效电路图如图8所示，表2列出了所有耦合电容的参数值。
表2耦合电容参数
根据图8所示，原边和副边的补偿网络通常在fs的开关频率下谐振，谐振关系满足如下：
其中ω＝2πfs。
如图7所示，原边和副边变换器的所有开关管(S1-S4、S5-S8)都以50％的占空比和开关频率工作，以产生vp和vr，每个变换器的两个支路之间的内部移相角为和/>如图9所示，θ是原边和副边谐振电压的相对相位角，为了获得所提出的BCPT***输出功率的数学模型，vp和vr的基本电压由下式给出：
采用基波近似法，忽略内阻损耗。根据KVL定律，图8所示BCPT***的电流和电压之间的关系可以推导为：
V1和V2可以表示为：
因此，V3和V4可以给出为：
副边谐振电流可以推导为：
从式(15)中可以看出，在所提出的BCPT***的给定电路参数下，副边谐振电流仅取决于原边谐振电压，因此，副边输出功率可以表示为：
其中如图9所示。
因此，在给定的电路参数和直流电压下，从式(16)中可以明显看出，可以通过φ1和φ2控制变换器输出电压或调制θ来调节传输功率的大小，而功率流的方向只取决于θ。当0°<θ<180°，Pr>0时，滞后相位角使功率从副边侧传输到原边侧；当-180°＜θ＜0°，Pr＜0时，超前相位角使得功率从原边侧到副边侧传输，此外，最大传输功率发生在θ为±90°。
然而，在BCPT***的移相功率流调节过程中，原边和副边需要依靠两个独立控制器的同步驱动信号来实现原边与副边变换器之间的同步，并满足实际的功率流传输。否则，将导致功率流的方向和幅值发生偏差，无法保证***在任何方向上的传输功率。因此，同步控制对BCPT***的功率调节有着至关重要的影响。
从式(14)可以看出，同步信号V4(V3)是V1(V2)在给定电路参数下的显式表达式，它与原边(副边)变换器产生的谐振电压Vp(Vr)同步，因此，副边辅助极板Pp和Pq处的感应电压V4仅与原边变换器的谐振电压Vp相关，并且具有180°的相位差，且与副边变换器的谐振电压Vr无关。类似地，原边辅助极板Pr和Ps处的感应电压V3仅与Vr相关，并且具有180°的相位差，与Vp无关。
因此，在主极板上设计辅助极板，以感应主极板产生的电场，如图10所示，本实施例提供BCPT***，第一主极板和第三主极板作为原边主极板分别连接在原边主电路上，第一辅助极板和第三辅助极板作为原边辅助极板分别连接在原边控制器上；第二主极板和第四主极板作为副边主极板分别连接在副边主电路上，第二辅助极板和所述第四辅助极板作为副边辅助极板分别连接在副边控制器上，原边主电路包括直流链路电压源、原边变换器和原边补偿电路，副边主电路包括副边补偿电路、副边变换器和充电电池，原边控制器用于控制原边变换器的频率和相位，副边控制器用于控制副边变换器的频率和相位，具体实施时，原边补偿电路和副边补偿电路均采用LCLC谐振补偿电路，原边控制器中设置有原边辅助极板电压检测电路、原边同步模块和原边驱动信号输出模块，副边控制器中设置有副边辅助极板电压检测电路、副边同步模块和副边驱动信号输出模块，在需要进行同步控制时，既可以通过控制原边来同步副边，也可以改变副边来同步原边，具体而言：
当采用控制原边来同步副边时，原边辅助极板电压检测电路通过原边辅助极板获取感应电压，原边同步模块根据原边辅助极板电压检测电路获取的感应电压得到所述副边变换器的同步信息，从而由原边驱动信号输出模块输出驱动信号实现原边变换器的同步控制；
当采用控制副边来同步原边时，副边辅助极板电压检测电路通过副边辅助极板获取感应电压，副边同步模块根据副边辅助极板电压检测电路获取的感应电压得到原边变换器的同步信息，从而由副边驱动信号输出模块输出驱动信号实现副边变换器的同步控制，这里的同步信息通常包括相位和频率信息。
此外，本实施例还提供一种BCPT***的频相同步控制方法，包括以下步骤：
S1：在初始时刻，φ1＝180°，原边变换器以开关驱动频率fs运行BCPT***，副边变换器不被驱动，看作整流器工作模式，***正向传输功率，φ1表示所述原边变换器的内部移相角；
S2：根据功率传递方向和大小确定调整对象，当需要原边同步副边时，通过所述原边控制器获取副边变换器的同步信息，通过改变θ满足功率传递方向，并通过调节φ1满足期望功率大小；当需要副边同步原边时，通过所述副边控制器获取原边变换器的同步信息，通过改变θ满足功率传递方向，并通过调节φ2满足期望功率大小，θ表示原副边相对相角，φ2表示副边变换器的内部移相角。
具体实施时，同步控制原理及具体时序如图11和图12所示，以同步电压信号v4(副边辅助极板的电压)的获取为例。在***同步控制时刻，副边控制器通过检测v4的频率和相位来进行同步。首先，原边变换器的开关管被驱动并作为逆变器操作，副边变换器的开关管不被驱动且作为整流器操作。
由辅助极板产生的电压v4通过低通滤波器以获得采样电压vs，然后将其馈送到过零电压检测器，输出信号vz的上升沿和下降沿几乎与v4的过零对准。通过将信号vz馈送到FPGA，v4与原边变换器的谐振电压vp反相，FPGA捕获并计数vz的下降沿，并且当输入信号vz的第一下降沿被触发时开始计数，当第二下降沿被触发器时结束计数。脉冲计数器将脉冲数写入计数寄存器以获得输入信号vz的频率。因此，副边控制器生成与vz的下降沿同步的同步计数器，并且计数器中的值用于导出原边控制器到副边控制器的操作频率。Count是计数器在vs下降沿的每个周期内的计数。
同时，计数器边缘的高电平与vp同相，由于副边变换器的输出电压vr的相位由FPGA控制，因此可以基于预期的相对相位角给出θref。移相调节方法用于生成副边变换器的开关管S5-S8的驱动信号，移相调节有两个输入分别为δd1和δd2。δd1＝(π-φ2)/2是控制vr和开关管S5、S8之间的移相，δd2＝(π+φ2)/2是控制vr与开关管S6、S7之间的相位移，其中φ2是副边变换器的内部移相角，它决定了用于功率调节的谐振电压vr的大小。
通过上述同步控制方法，vr和vp之间的相位差固定在θref，副边控制器获得原边变换器的频率和原边和副边侧谐振电压之间的相位差，从而实现原边和副边之间的同步。
实际上，在电压采样过程中引入了时间延迟，这导致获得的同步信号与实际相位角频率之间存在一些偏差，可以通过FPGA编程进行校正。
为了进一步验证上述***及方法的有益效果，下面通过设计具体的实验装置进行测试，实施过程中，原边控制器和副边控制器采用HDL编码，并在CycloneII FPGA实现，原边变换器和副边变换器采用GaN功率模块实现。
耦合机构的结构和尺寸按照图2和表1所示的方式设计，通过制作两块PCB来集成电容耦合器。实验样机的电路参数从原边到副边对称设计，如表3所示。并联谐振电容Cp1、Cp2、Cr1和Cr2使用高压多层表面安装器件(SMD)陶瓷电容。补偿电感Lp1、Lp2、Lr1和Lr2由缠绕在PVC管上的利兹线制成，它们是根据式(10)中的谐振关系在1MHz的谐振频率下得到的。
此外，因为在辅助极板的端子处的等效电容C3和C4很小(pF级)，所以采样电路的输入阻抗并没有远大于辅助极板检测电压信号的输出阻抗。因此，在辅助极板的端子上采用了并联电容，并在不影响电压相位的情况下，实现了检测电压向采样电路的稳定输出。
表3***参数
图13显示了BCPT***同步控制瞬态行为的实验结果，包括原边变换器的输出电压vp、原边主极板两端的电压v1、同步信号v4和副边变换器的开关驱动信号S5。同时，还提供了原边变换器和副边变换器从不同步状态到同步状态的谐振电压vp、vr和谐振电流ip、ir的输出波形。
最初，原边变换器被原边控制器接通并在逆变器模式下工作，副边变换器在不受控制的整流器模式下工作。在主极板上产生700V 1MHz正弦电压v1。本发明提出的***检测与v1同步的副边辅助极板的电压v4。如式(22)中所预测的，由所提出的***生成的同步信号v4与vp反相。副边控制器通过采样和下降沿检测同步信号v4，从而产生与vp同步的计数器。在时刻t1，与vp同步的方波信号用于驱动副边变换器，以产生滞后90°的相对相位差(θref＝90°)，从而实现***反向功率传输。
与图13类似，图14给出了当副边变换器比原边变换器的输出电压提前90°(θref＝-90°)时***同步控制的瞬态行为的实验结果。从同步控制的实验波形可以看出，副边变换器的导通不会影响同步信号，从而验证了所提出***的鲁棒性。这主要是由于同步电压信号v4和副边主极板的电压v2之间的耦合不显著。
BCPT***处于同步状态时，根据图12所示的信号序列，通过改变副边电压的大小来控制功率。根据式(16)，当原边变换器和副边变换器的输出电压的相对相位角为-90°(θ＝90°)时，所提出的***在正向功率传输方向上运行。图15中(a)部分显示了当所提出的***调整副边变换器的内部移相角φ2调节输出功率时，原边和副边谐振电压和电流的瞬态波形。详细地说，图15中(c)部图和图15中(d)部图分别显示了当φ2从180°变为60°时放大的谐振电压和电流波形。其中，δd1在0°到210°之间变化，δd2在180°到150°之间变化。图15中(b)部图显示了原边向副边输送约120W至60W时id和io的直流电流波形。
与图15类似，当原边和副边变换器输出电压的相对相位角为90°(θ＝90°)时，***按图16所示的反向功率传输方向运行，副边电压的内部移相角φ2从180°变为120°，其中δd1从0°变为30°，δd2从180°变化为150°。从图16的(b)部图中直流电流id和io的变化波形来看，***功率在120W到100W之间变化。具体而言，可以明显看出，图16的(c)部图和(d)部图分别显示了放大的谐振电压和电流波形。
此外，图17(a)显示了当***通过将相对移相角θ从90°改变为-90°来改变功率流方向时的瞬态谐振电压和电流波形。从图17(b)中可以看出，当在反向功率传输方向上工作时，***传输功率约为120W。一段时间后，***以正向功率传输方式运行。具体而言，图17(c)和图17(d)分别显示了放大的谐振电压和电流波形。因此，应该注意的是，所提出的BCPT***可以在不中断变换器的操作的情况下反转原边和副边变换器之间的功率流的方向。
综上可以看出，本发明提出一种耦合机构、BCPT***及其频相同步控制方法，利用两对辅助板构成八极板耦合器，通过一边副边辅助极板电压得到另一边主极板两端的电压，从而获取另一边变换器的同步信息并反馈给对应的控制器，主要贡献总结如下：
1)该***实现了无需通信模块的原、副边同步，提升了原、副边的互操作性；
2)由于通过检测可能含有谐波的电流来实现同步控制具有局限性，本发明通过检测辅助极板的电压来获得同步信息，不需要锁相环、压控振荡器以及复杂的模拟电路和数据处理分析，有利于BCPT***在高频中工作。
3)同步控制与双向功率流调节的解耦基本上不引起回路耦合，更有利于BCPT***的功率流调节。
最后需要说明的是，上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种耦合机构，包括四块主极板，其中，第一主极板和第三主极板分别与第二主极板和第四主极板两两相对设置，其特征在于：还包括与所述四块主极板一一对应设置的四块辅助极板，其中，第一辅助极板和所述第二主极板相对设置，第二辅助极板和所述第一主极板相对设置，第三辅助极板和所述第四主极板相对设置；第四辅助极板和所述第三主极板相对设置。
2.根据权利要求1所述的耦合机构，其特征在于：在每一块主极板的板面上分别设有辅助极板安装窗口，所述辅助极板设置在对应的辅助极板安装窗口中。
3.根据权利要求1或2所述的耦合机构，其特征在于：所述第一主极板和所述第三主极板并行设置在第一PCB板上，在所述第一主极板和所述第三主极板的一端对应设置所述第一辅助极板和所述第三辅助极板；所述第二主极板和所述第四主极板并行设置在第二PCB板上，在所述第二主极板和所述第四主极板的另一端对应设置所述第二辅助极板和所述第四辅助极板。
4.根据权利要求3所述的耦合机构，其特征在于：四块主极板和四块辅助极板均为铜板，且厚度相同，所述第一PCB板和所述第二PCB板均采用FR4介质板。
5.一种BCPT***，采用权利要求1-4任一所述的耦合机构，其特征在于：所述第一主极板和所述第三主极板作为原边主极板分别连接在原边主电路上，所述第一辅助极板和所述第三辅助极板作为原边辅助极板分别连接在原边控制器上；所述第二主极板和所述第四主极板作为副边主极板分别连接在副边主电路上，所述第二辅助极板和所述第四辅助极板作为副边辅助极板分别连接在副边控制器上。
6.根据权利要求5所述的BCPT***，其特征在于，所述原边主电路包括直流链路电压源、原边变换器和原边补偿电路，所述副边主电路包括副边补偿电路、副边变换器和充电电池，所述原边控制器用于控制所述原边变换器的频率和相位，所述副边控制器用于控制所述副边变换器的频率和相位。
7.根据权利要求6所述的BCPT***，其特征在于，所述原边补偿电路和所述副边补偿电路均采用LCLC谐振补偿电路。
8.根据权利要求5-7任一所述的BCPT***，其特征在于，所述原边控制器中设置有原边辅助极板电压检测电路、原边同步模块和原边驱动信号输出模块，所述副边控制器中设置有副边辅助极板电压检测电路、副边同步模块和副边驱动信号输出模块；
所述原边辅助极板电压检测电路通过所述原边辅助极板获取感应电压，所述原边同步模块根据所述原边辅助极板电压检测电路获取的感应电压得到所述副边变换器的同步信息，从而由所述原边驱动信号输出模块输出驱动信号实现所述原边变换器的同步控制；
或者，所述副边辅助极板电压检测电路通过所述副边辅助极板获取感应电压，所述副边同步模块根据所述副边辅助极板电压检测电路获取的感应电压得到所述原边变换器的同步信息，从而由所述副边驱动信号输出模块输出驱动信号实现所述副边变换器的同步控制。
9.一种如权利要求8所述BCPT***的频相同步控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1：在初始时刻，φ1＝180°，原边变换器以开关驱动频率fs运行BCPT***，副边变换器不被驱动，看作整流器工作模式，***正向传输功率，φ1表示所述原边变换器的内部移相角；
S2：根据功率传递方向和大小确定调整对象，当需要原边同步副边时，通过所述原边控制器获取副边变换器的同步信息，通过改变θ满足功率传递方向，并通过调节φ1满足期望功率大小；当需要副边同步原边时，通过所述副边控制器获取原边变换器的同步信息，通过改变θ满足功率传递方向，并通过调节φ2满足期望功率大小，θ表示原副边相对相角，φ2表示副边变换器的内部移相角。
10.根据权利要求9所述BCPT***的频相同步控制方法，其特征在于，所述原边辅助极板电压检测电路和所述副边辅助极板电压检测电路所获得的采样电压经过零检测后对信号的下降沿进行捕获，第一下降沿被触发时开始计数，当第二下降沿被触发器时结束计数，脉冲计数器将脉冲数写入计数寄存器以获得对应信号的频率作为同步信息。
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