CN116888884A - 电动机驱动装置以及制冷循环应用设备 - Google Patents

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CN116888884A CN202180094035.4A CN202180094035A CN116888884A CN 116888884 A CN116888884 A CN 116888884A CN 202180094035 A CN202180094035 A CN 202180094035A CN 116888884 A CN116888884 A CN 116888884A
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清水皓阳
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Abstract

电动机驱动装置(200)具备升压电路(3)、逆变器(80)、接线切换装置(60)以及第一以及第二控制装置(8、100)。升压电路(3)对施加于直流母线(12a、12b)的母线电压的电压值进行升压。逆变器(80)被施加母线电压，并对电动机(7)施加频率以及电压值可变的交流电压。接线切换装置(60)切换电动机(7)的绕组(71、72、73)的接线状态。第二控制装置(100)进行以使得在电动机(7)或接线切换装置(60)中流动的电流变为零的方式控制逆变器(80)的零电流控制。第二控制装置(100)在使接线切换装置(60)动作而进行接线状态的切换时，在通过第一控制装置(8)停止升压电路(3)的升压动作之后进行零电流控制。

Description

电动机驱动装置以及制冷循环应用设备
技术领域
本公开涉及对构成为可切换定子绕组(以下，简称为“绕组”)的接线状态的电动机进行驱动的电动机驱动装置以及具备该电动机驱动装置的制冷循环应用设备。
背景技术
在下述专利文献1中公开了对构成为可切换绕组的接线状态的电动机进行驱动的电动机驱动装置，在电动机的旋转中，将绕组的接线状态在星形接线与三角形接线之间相互切换的技术。
专利文献1：国际公开第2020/021681号
在专利文献1所记载的技术中，从用于切换绕组的接线状态的继电器的可靠性的观点出发，在使电动机中流动的电流成为零的状态下，进行切换绕组的接线状态的接线切换。另一方面，在进行转换器的升压的同时进行接线切换的情况下，由于在接线切换控制中使电流不向电动机侧流动，所以逆变器侧的负载变小，母线电压急剧上升。母线电压的急剧上升会对开关元件带来压力。在母线电压的上升率高的情况下，开关元件还有可能损伤。若母线电压的急剧上升反复而在开关元件积累压力，则导致装置的可靠性降低。因此，需要抑制由绕组的接线切换引起的母线电压上升的对策。
发明内容
本公开是鉴于上述情况所做出的，其目的在于得到一种能够抑制由于绕组的接线切换而可能产生的母线电压的上升的电动机驱动装置。
为了解决上述的课题而实现目的，本公开所涉及的电动机驱动装置具备升压电路、逆变器、接线切换装置以及控制装置。升压电路对施加于直流母线的母线电压的电压值进行升压。逆变器被施加母线电压，并对电动机施加频率以及电压值可变的交流电压。接线切换装置切换电动机的绕组的接线状态。控制装置控制升压电路、逆变器以及接线切换装置的动作，并且进行以使得在电动机或接线切换装置中流动的电流变为零的方式控制逆变器的零电流控制。控制装置在使接线切换装置动作而进行接线状态的切换时，在停止升压电路的升压动作之后进行零电流控制。
根据本公开所涉及的电动机驱动装置，起到能够抑制由于绕组的接线切换而可能产生的母线电压的上升的效果。
附图说明
图1是表示实施方式1所涉及的制冷循环应用设备的结构例的图。
图2是将实施方式1所涉及的电动机驱动装置与电动机一起表示的概略布线图。
图3是在图2的升压电路中示出在电源电压为正极性时的对平滑电容器的充电路径的图。
图4是在图2的升压电路中示出在电源电压为负极性时的对平滑电容器的充电路径的图。
图5是在图2的升压电路中示出在电源电压为正极性时的经由电抗器的电源电压的短路路径的图。
图6是在图2的升压电路中示出在电源电压为负极性时的经由电抗器的电源电压的短路路径的图。
图7是表示实施方式1所涉及的第一控制装置的结构例的框图。
图8是表示图7所示的电源电压相位运算部的动作例的图。
图9是表示图2所示的逆变器的结构例的图。
图10是详细表示图2所示的接线切换装置与电动机之间的连接形态的图。
图11是表示图2所示的接线切换装置的切换器的详细结构的图。
图12是表示在图2所示的电动机中切换的两个接线状态的图。
图13是表示实施方式1所涉及的第二控制装置的结构例的框图。
图14是表示实现实施方式1中的零电流控制的电压指令值运算部的结构例的图。
图15是用于实施实施方式1中的零电流控制时的注意事项的说明的图。
图16是表示实施实施方式1中的零电流控制时的控制序列的例子的图。
图17是详细表示实施方式2中的接线切换装置与电动机之间的连接形态的布线图。
图18是详细表示实施方式3中的接线切换装置与电动机之间的连接形态的布线图。
具体实施方式
以下，参照附图，对本公开的实施方式所涉及的电动机驱动装置以及具备该电动机驱动装置的制冷循环应用设备进行说明。
实施方式1
图1是表示实施方式1所涉及的制冷循环应用设备900的结构例的图。图1所示的制冷循环应用设备900是实施方式1、以及后述的实施方式2、3所涉及的电动机驱动装置的应用例。制冷循环应用设备900具备电动机驱动装置200。此外，虽然在图1中例示了分离式空调机，但并不限定于分离式。另外，实施方式1所涉及的制冷循环应用设备900可以应用于具备空调机、冰箱、冷冻库、热泵热水器之类的制冷循环的产品。
在图1所示的制冷循环应用设备900中，经由制冷剂配管912安装压缩机901、四通阀902、室内热交换器906、膨胀阀908、以及室外热交换器910。
在压缩机901的内部设置有压缩制冷剂的压缩机构904和使压缩机构904动作的电动机7。电动机驱动装置200为了驱动压缩机901中所使用的电动机7而使用。
制冷循环应用设备900能够通过四通阀902的切换动作来进行制热运转或制冷运转。压缩机构904由可变速控制的电动机7驱动。
在制热运转时，如实线箭头所示，制冷剂被压缩机构904加压并送出，通过四通阀902、室内热交换器906、膨胀阀908、室外热交换器910以及四通阀902返回到压缩机构904。
在制冷运转时，如虚线箭头所示，制冷剂被压缩机构904加压并送出，通过四通阀902、室外热交换器910、膨胀阀908、室内热交换器906以及四通阀902返回到压缩机构904。
在制热运转时，室内热交换器906作为冷凝器发挥作用而进行热释放，室外热交换器910作为蒸发器发挥作用而进行热吸收。在制冷运转时，室外热交换器910作为冷凝器发挥作用而进行热释放，室内热交换器906作为蒸发器发挥作用而进行热吸收。膨胀阀908对制冷剂进行减压而使其膨胀。
图2是将实施方式1所涉及的电动机驱动装置200与电动机7一起表示的概略布线图。电动机驱动装置200具备升压电路3、平滑电容器5、第一电压检测器6、电源电流检测器4、第二电压检测器10、第一控制装置8、第二控制装置100、逆变器80、接线切换装置60、作为控制电源的电源电路50、以及母线电流检测部40。
升压电路3具备电抗器2、第一分支31、以及第二分支32。第一分支31以及第二分支32相互并联连接。在第一分支31中，第一上臂开关元件311与第一下臂开关元件312串联连接。在第二分支32中，第二上臂开关元件321与第二下臂开关元件322串联连接。电抗器2的一端连接到交流电源1。电抗器2的另一端连接到第一分支31中的第一上臂开关元件311与第一下臂开关元件312的连接点3a。第二上臂开关元件321与第二下臂开关元件322的连接点3b连接到交流电源1的另一端。在升压电路3中，连接点3a、3b构成交流端子。升压电路3将从交流电源1输出的交流电压转换为直流电压，并且若有必要则使该直流电压升压。以下，有时将从交流电源1输出的电压称为“电源电压”。此外，有时将电源电压称为“第一电压”。
此外，在图2中，例示了第一以及第二上臂开关元件311、321和第一以及第二下臂开关元件312、322为金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal Oxide Semiconductor FieldEffect Transistor：MOSFET)，但并不限定于MOSFET。也可以代替MOSFET而使用绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor：IGBT)。
第一上臂开关元件311包括晶体管、和与晶体管反向并联连接的二极管。所谓反向并联，意味着二极管的阴极与晶体管的漏极或集电极连接，二极管的阳极与晶体管的源极或发射极连接。在第一上臂开关元件311为MOSFET的情况下，二极管也可以使用MOSFET自身在内部所具有的寄生二极管。寄生二极管也被称为体二极管。其他开关元件也同样地构成，省略重复的说明。
平滑电容器5的一端连接到高电位侧的直流母线12a。直流母线12a从第一分支31中的第一上臂开关元件311与第二分支32中的第二上臂开关元件321的连接点3c引出。平滑电容器5的另一端连接到低电位侧的直流母线12b。直流母线12b从第一分支31中的第一下臂开关元件312与第二分支32中的第二下臂开关元件322的连接点3d引出。在升压电路3中，连接点3c、3d构成直流端子。
如上述那样，平滑电容器5与直流母线12a、12b连接。从升压电路3输出的升压电压被施加到平滑电容器5的两端。平滑电容器5使升压电路3的输出电压平滑。上述的母线电压Vdc是由平滑电容器5平滑后的电压。即，升压电路3使施加到直流母线12a、12b的母线电压Vdc的电压值升压。
第一电压检测器6与交流电源1的两端连接。第一电压检测器6检测电源电压Vs。电源电压Vs是交流电源1的瞬时电压的绝对值。电源电压Vs的检测值被输入到第一控制装置8。
电源电流检测器4配置于交流电源1与升压电路3之间。电源电流检测器4检测交流电源1与升压电路3之间流动的电源电流Is。电源电流Is的检测值被输入到第一控制装置8。
第二电压检测器10与平滑电容器5的两端连接。第二电压检测器10检测母线电压Vdc。母线电压Vdc的检测值被输入到第一控制装置8。
母线电流检测部40检测母线电流即在逆变器80的输入侧流动的直流电流Idc。母线电流检测部40包括被***到直流母线12b的分流电阻。母线电流检测部40的检测值被输入到第二控制装置100。
第一控制装置8控制升压电路3的动作。具体而言，第一控制装置8基于第一电压检测器6、电源电流检测器4、以及第二电压检测器10的检测值，生成用于驱动升压电路3的各开关元件的驱动脉冲。此外，在识别用于驱动升压电路3的各开关元件的驱动脉冲时，有时将用于驱动第一下臂开关元件312的驱动脉冲称为“第一驱动脉冲”，将用于驱动第一上臂开关元件311的驱动脉冲称为“第二驱动脉冲”。另外，有时将用于驱动第二上臂开关元件321以及第二下臂开关元件322的驱动脉冲统称为“同步驱动脉冲”。第一驱动脉冲与图示的Xa对应，第二驱动脉冲与图示的Xb对应，同步驱动脉冲与图示的Ya、Yb对应。
第二控制装置100控制逆变器80以及接线切换装置60的动作。为了控制逆变器80，第二控制装置100生成脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation：PWM)信号Sm1～Sm6并将其输出到逆变器80。另外，为了控制接线切换装置60，第二控制装置100生成接线选择信号Sc并将其输出到接线切换装置60。
第一控制装置8以及第二控制装置100由微处理器实现。微处理器也可以是被称为CPU(Central Processing Unit：中央处理器)、微型计算机、微机、或DSP(Digital SignalProcessor：数字信号处理器)等的处理器或处理装置。另外，将第一控制装置8以及第二控制装置100构成为一个控制装置也没有任何问题。
电动机7是构成为可切换绕组71、72、73的接线状态的电动机。电动机7的一个例子是三相永磁电动机。另外，接线切换装置60具有切换器61、62、63。在电动机7中，绕组71、72、73的端部被引出到外部，能够被切换为星形接线(适当地表述为“Y接线”)和三角形接线(适当地表述为“Δ接线”)中的任一个。该切换通过接线切换装置60的切换器61、62、63来进行。即，接线切换装置60进行将电动机7的绕组71、72、73的接线状态在Y接线与Δ接线之间相互切换的动作。
电源电路50接受母线电压Vdc。电源电路50使接受到的母线电压Vdc降压，而生成控制电源电压V8、控制电源电压V100以及切换电源电压V60。控制电源电压V8被施加到第一控制装置8。控制电源电压V100被施加到第二控制装置100。切换电源电压V60被施加到接线切换装置60。
接下来，参照图3至图6的附图，对实施方式1所涉及的电动机驱动装置200的基本电路动作进行说明。
图3是在图2的升压电路3中示出在电源电压Vs为正极性时的对平滑电容器5的充电路径的图。图4是在图2的升压电路3中示出在电源电压Vs为负极性时的对平滑电容器5的充电路径的图。图5是在图2的升压电路3中示出电源电压Vs为正极性时的经由电抗器2的电源电压Vs的短路路径的图。图6是在图2的升压电路3中示出电源电压Vs为负极性时的经由电抗器2的电源电压Vs的短路路径的图。此外，如图3以及图5所示，将交流电源1中的上侧的端子为正电位时，定义为电源电压Vs的极性为正，如图4以及图6所示，将交流电源1中的上侧的端子为负电位时，定义为电源电压Vs的极性为负。
在未使第一上臂开关元件311、第一下臂开关元件312、第二上臂开关元件321以及第二下臂开关元件322进行开关动作的情况下，根据电源电压Vs的极性，而如图3或图4所示，流动对平滑电容器5进行充电的电流。
另一方面，在电源电压Vs为正极性时，当使第一下臂开关元件312进行导通动作时，如图5所示，能够在交流电源1、电抗器2、第一下臂开关元件312、第二下臂开关元件322、交流电源1这样的路径中形成短路路径。另外，在电源电压Vs为负极性时，当使第一上臂开关元件311进行导通动作时，如图6所示，能够在交流电源1、第二上臂开关元件321、第一上臂开关元件311、电抗器2、交流电源1的路径中形成短路路径。
在实施方式1所涉及的电动机驱动装置200中，通过第一控制装置8的控制，对这些动作模式进行切换控制。通过动作模式的切换控制，能够切换电源电流Is以及母线电压Vdc。
此外，图2所示的升压电路3的结构是一个例子，只要具有升压功能，也可以使用除图2以外的结构的升压电路。
图7是表示实施方式1所涉及的第一控制装置8的结构例的框图。如图7所示，第一控制装置8具有电源电流指令值控制部20、电源电流指令值运算部21、导通占空比控制部22、电源电压相位运算部23、导通占空比运算部24、第一驱动脉冲生成部25、第二驱动脉冲生成部26、以及同步驱动脉冲生成部27。
电源电流指令值控制部20基于由第二电压检测器10检测出的母线电压Vdc与预先设定的母线电压指令值Vdc＊的偏差，运算电源电流有效值指令值Is_rms＊。电源电流有效值指令值Is_rms＊的运算通过对母线电压Vdc与母线电压指令值Vdc＊的偏差进行比例积分(Proportional Integral：PI)控制来实现。此外，PI控制是一个例子，也可以代替PI控制而采用比例(Proportional：P)控制、或比例积分微分(Proportional IntegralDifferential：PID)控制。
电源电压相位运算部23基于由第一电压检测器6检测出的电源电压Vs来推断电源电压相位推断值θs。电源电压相位运算部23基于电源电压相位推断值θs来生成电源电压相位推断值θs的正弦值sinθs。
电源电流指令值运算部21运算电源电流瞬时值指令值Is＊。电源电流瞬时值指令值Is＊如图示那样可以通过将电源电流指令值控制部20所输出的电源电流有效值指令值Is_rms＊与电源电压相位运算部23所输出的电源电压相位推断值θs的正弦值sinθs相乘来求出。
导通占空比控制部22基于电源电流瞬时值指令值Is＊和电源电流Is，运算导通占空比(on-duty)DTa。导通占空比DTa是生成使第一下臂开关元件312导通的第一驱动脉冲Xa时参照的占空比的运算值。
导通占空比DTa的运算通过对电源电流有效值指令值Is_rms＊与电源电流Is的偏差进行PI控制来进行。其中，导通占空比控制部22的控制也可以代替PI控制而采用P控制或PID控制。
导通占空比运算部24基于电源电压Vs、母线电压Vdc、导通占空比DTa，运算导通占空比DTb。导通占空比DTb是生成使第一上臂开关元件311导通的第二驱动脉冲Xb时参照的占空比的运算值。
第一驱动脉冲生成部25通过比较导通占空比DTa和作为载波的第一三角波25a的振幅而生成第一驱动脉冲Xa。第二驱动脉冲生成部26通过比较导通占空比DTb和作为载波的第二三角波26a的振幅而生成第二驱动脉冲Xb。其中，第一驱动脉冲生成部25中所使用的第一三角波25a与第二驱动脉冲生成部26中所使用的第二三角波26a的相位错开180°。
同步驱动脉冲生成部27通过比较电源电压Vs和作为载波的第三三角波27a的振幅而生成同步驱动脉冲Ya。另外，同步驱动脉冲生成部27通过比较电源电压Vs和作为载波的第四三角波27b的振幅而生成同步驱动脉冲Yb。用于生成同步驱动脉冲Ya的第三三角波27a与用于生成同步驱动脉冲Yb的第四三角波27b的相位错开180°。
图8是表示图7所示的电源电压相位运算部23的动作例的图。在图8中，从上段侧开始依次表示电源电压Vs、电源电压相位推断值θs以及电源电压相位推断值θs的正弦值sinθs的波形。但是，图8表示在不考虑由控制引起的延迟或由检测处理引起的延迟的理想条件下的波形。
如图8所示，在电源电压Vs从负极性切换到正极性的点上，电源电压相位推断值θs成为360°。电源电压相位运算部23检测电源电压Vs从负极性切换到正极性的点，并在该切换点处复位电源电压相位推断值θs，即返回到0°。此外，在使用处理器的中断功能的情况下，有时会在图7中追加检测电源电压Vs的过零的电路。不管是哪一种情况，只要能够检测电源电压Vs的相位，则可以使用任何方法。
图9是表示图2所示的逆变器80的结构例的图。如图9所示，逆变器80具有逆变器主电路810和驱动电路850，逆变器主电路810的输入端子与直流母线12a、12b连接。逆变器主电路810被施加母线电压Vdc。
逆变器主电路810具有六个臂的开关元件811～816。续流用的整流元件821～826与开关元件811～816反向并联连接。
驱动电路850基于PWM信号Sm1～Sm6来生成驱动信号Sr1～Sr6。通过驱动信号Sr1～Sr6来控制开关元件811～816的导通或断开。此时，生成频率以及电压值可变的交流电压并将其施加到电动机7。即，逆变器80基于从第二控制装置100输出的PWM信号Sm1～Sm6，对电动机7施加频率以及电压值可变的交流电压，由此驱动电动机7。
PWM信号Sm1～Sm6具有逻辑电路的信号电平的大小(0～5V)，而驱动信号Sr1～Sr6是具有控制开关元件811～816所需的电压电平例如+15V～-15V的大小的信号。另外，PWM信号Sm1～Sm6将第二控制装置100的接地电位作为基准电位，而驱动信号Sr1～Sr6将分别对应的开关元件的负侧端子即发射极端子的电位作为基准电位。
此外，在图9中，例示了开关元件811～816为IGBT的情况，但并不限定于此。只要是能够进行开关动作的元件，也可以使用任何元件。此外，在开关元件811～816为MOSFET的情况下，由于在构造上具有寄生二极管，因此也可以不具有续流用的整流元件821～826。
开关元件811～816以及整流元件821～826一般使用由硅系材料形成的半导体元件，但并不限定于此。开关元件811～816以及整流元件821～826也可以使用由炭化硅、氮化镓、氧化镓或金刚石之类的宽带隙(Wide Band Gap：WBG)半导体形成的开关元件。通过使用由WBG半导体形成的开关元件以及整流元件，能够构成损耗更低的装置。
图10是详细表示图2所示的接线切换装置60与电动机7之间的连接形态的布线图。图11是表示图2所示的接线切换装置60的切换器61、62、63的详细结构的图。
在图10中，电动机7的由U相、V相、W相构成的三个相的绕组71、72、73的第一端部71a、72a、73a分别与外部端子71c、72c、73c连接。另外，U相、V相、W相的绕组71、72、73的第二端部71b、72b、73b分别与外部端子71d、72d、73d连接。外部端子71c、72c、73c、71d、72d、73d是能够与电动机7的外部连接的端子。在外部端子71c、72c、73c连接有逆变器80的U相、V相、W相的输出线831、832、833。
如上述那样，接线切换装置60具有切换器61、62、63。在切换器61、62、63中分别流动在绕组71、72、73中流动的电流。切换器61、62、63分别切换在绕组71、72、73中流动的电流的路径。作为切换器61、62、63，使用以电磁方式开闭触点的电磁接触器。在这样的电磁接触器中包括被称为继电器、接触器(contactor)等的部件。切换器61、62、63例如如图11所示那样构成。在图11中，构成为在电流流过励磁线圈611、621、631时和电流不流过时，切换器61、62、63的触点成为不同的连接状态。
在图11中，励磁线圈611、621、631以经由半导体开关604接受切换电源电压V60的方式连接。半导体开关604的开闭由从第二控制装置100输出的接线选择信号Sc来控制。例如，在接线选择信号Sc为第一值时，半导体开关604断开，在接线选择信号Sc为第二值时，半导体开关604导通。第一值例如为逻辑值的“低”，第二值例如为逻辑值的“高”。这些也可以为相反的关系。此外，在接线选择信号Sc从具有充分的电流容量的电路输出的情况下，也可以构成为使基于接线选择信号Sc的电流从该电路直接向励磁线圈611、621、631流动。在该情况下，不需要半导体开关604。
此外，半导体开关604一般使用由硅系材料形成的半导体元件来形成，但并不限定于此。半导体开关604也可以使用由WBG半导体形成的半导体元件。通过使用由WBG半导体形成的开关元件，能够构成损耗更低的装置。
返回到图10，切换器61的共用触点61c经由导线61e与外部端子71d连接，常闭触点61b与中性点节点64连接，常开触点61a与逆变器80的V相的输出线832连接。切换器62的共用触点62c经由导线62e与外部端子72d连接，常闭触点62b与中性点节点64连接，常开触点62a与逆变器80的W相的输出线833连接。切换器63的共用触点63c经由导线63e与外部端子73d连接，常闭触点63b与中性点节点64连接，常开触点63a与逆变器80的U相的输出线831连接。
在图11中，在励磁线圈611、621、631中未流动电流时，切换器61、62、63如图示那样处于被切换到常闭触点侧的状态、即共用触点61c、62c、63c与常闭触点61b、62b、63b连接的状态。在该状态下，电动机7处于Y接线状态。在励磁线圈611、621、631中有电流流动时，切换器61、62、63与图示相反处于被切换到常开触点侧的状态、即共用触点61c、62c、63c与常开触点61a、62a、63a连接的状态。在该状态下，电动机7处于Δ接线状态。
这里，参照图12对使用能够切换到Y接线以及Δ接线中的任一个的电动机来作为电动机7的优点进行说明。图12是表示在图2所示的电动机7中切换的两个接线状态的图。
在图12的(a)示出了使三个绕组成为Y接线时的连接状态，在图12的(b)示出了使三个绕组成为Δ接线时的连接状态。将Y接线时的线间电压设为VY，将流入的电流设为IY，将Δ接线时的线间电压设为VΔ，将流入的电流设为IΔ，施加到各相的绕组的电压相互相等。此时，在电压VY与电压VΔ之间，以下(1)式的关系成立。
另外，在电流IY与电流IΔ之间，以下(2)式的关系成立。
在Y接线时的电压VY以及电流IY和Δ接线时的电压VΔ以及电流IΔ具有上述(1)、(2)式的关系时，在Y接线时和Δ接线时供给于电动机7的电力变得相互相等。即，在供给于电动机7的电力相互相等时，在Δ接线时驱动所需的电流变大，相反驱动所需的电压变低。
可以想到利用上述的性质，根据负载条件等来选择接线状态。例如，可以想到在低负载时以Y接线进行低速运转，在高负载时以Δ接线进行高速运转。由此，提高低负载时的效率，还可以实现高负载时的高输出化。
对于该性质，还以电动机7驱动空调机的压缩机的情况为例，详细地进行说明。
作为空调机中的压缩机驱动用的电动机7，为了应对节能化的要求，而广泛使用在转子中使用了永磁铁的同步电动机。另外，近年来，空调机在室温与设定温度之差大时，通过使电动机7以高速旋转而迅速接近设定温度，在室温接近设定温度时，使电动机7以低速旋转而维持室温。在这样的运转模式的情况下，以低速驱动的时间所占的比例变大。
在使用同步电动机的情况下，当转速提高时反电动势增加，驱动所需的电压值增加。如上述那样，该反电动势在Y接线时比在Δ接线时高。
为了抑制更高速旋转区域中的反电动势，可以想到减小永磁铁的磁力、或减少定子绕组的匝数。然而，若这样的话，则用于获得同一输出转矩的电流增加，因此电动机7以及逆变器80中流动的电流增加，装置的效率降低。
为此，可以想到根据转速来切换接线状态。例如，在需要高速运转的高速旋转区域中，将接线状态设为Δ接线。由此，与Y接线相比，能够使驱动所需的电压值成为由此，无需减少绕组的匝数，并且也无需使用弱磁通控制。
另一方面，在能够以低速运转的低速旋转区域中，将接线状态设为Y接线。由此，与Δ接线相比，能够将驱动所需的电流值设为另外，由于在Y接线的状态下无法进行高速运转，所以可以将Y接线状态的绕组设计成适合低速下的驱动。由此，与在速度范围的全域中使用Y接线的情况相比，能够减少电流值。由此，能够减少逆变器80的损耗，能够提高装置的效率。
此外，还可以想到在高速旋转区域中，通过驱动升压电路3，使母线电压Vdc升压而生成驱动所需的电压。然而，与使母线电压Vdc升压相比，以所需的电压低的Δ接线进行运转时效率提高。
如以上那样，根据负载条件来切换电动机7的绕组71、72、73的接线状态是有意义的。设置接线切换装置60就是为了能够进行这样的切换。
图13是表示实施方式1所涉及的第二控制装置100的结构例的框图。在图13中，第二控制装置100具有运转控制部102以及逆变器控制部110。
运转控制部102从外部接收指令信息Qe，基于指令信息Qe，生成停止信号St、接线选择信号Sc以及频率指令值ωe ＊。停止信号St是用于停止逆变器80的动作的信号。接线选择信号Sc是用于选择上述的绕组71、72、73的接线状态的信号。频率指令值ωe ＊在将电动机7的转速的指令值设为“ωm ＊”，将电动机的极对数设为“Pm”时，能够通过ωe ＊＝ωm ＊×Pm来求出。
第二控制装置100在作为制冷循环应用设备900而控制空调机的情况下，基于指令信息Qe来控制空调机的各部的动作。指令信息Qe例如是由未图示的温度传感器检测出的温度、表示由未图示的操作部即遥控器指示的设定温度的信息、运转模式的选择信息、运转开始以及运转结束的指示信息等。运转模式的选择信息例如除了制热、制冷、除湿等之外，在实施方式1的电动机7的情况下，还包括基于接线选择信号Sc的选择信息。对于运转控制部102而言，也可以处于第二控制装置100的外部。即，第二控制装置100也可以是从外部取得频率指令值ωe ＊的结构。
这里，对根据接线选择信号Sc而按照Δ接线、Y接线的顺序选择时的频率指令值ωe ＊的变化以及空调机的举动进行说明。首先，在启动时选择Δ接线，生成逐渐上升到与启动后的第一目标转速对应的频率的频率指令值ωe ＊。当频率指令值ωe ＊达到与第一目标转速对应的频率时，维持其状态，直到室温接近设定温度为止。当室温接近设定温度时，使电动机7暂时停止并切换到Y接线。在切换到Y接线之后再次启动，生成逐渐上升至与比第一目标转速低的第二目标转速对应的频率的频率指令值ωe ＊。当频率指令值ωe ＊达到与第二目标转速对应的频率时，其后，进行用于维持室温接近设定温度的状态的控制。
接下来，对逆变器控制部110进行说明。如图13所示，逆变器控制部110具有电流恢复部111、三相两相转换部112、励磁电流指令值生成部113、电压指令值运算部115、电角相位运算部116、两相三相转换部117、以及PWM信号生成部118。
电流恢复部111基于由母线电流检测部40检测出的直流电流Idc使在电动机7中流动的相电流iu、iv、iw恢复。电流恢复部111在基于由PWM信号生成部118生成的PWM信号Sm1～Sm6而确定的时刻，对由母线电流检测部40检测出的直流电流Idc进行取样。由此，能够从直流电流Idc恢复相电流iu、iv、iw。
三相两相转换部112使用由电角相位运算部116生成的电角相位θe，将由电流恢复部111恢复的相电流iu、iv、iw转换为作为励磁电流的γ轴电流iγ以及作为转矩电流的δ轴电流iδ即γ-δ轴的电流值。
励磁电流指令值生成部113基于δ轴电流iδ，求出为了驱动电动机7而效率变得最好的γ轴电流指令值iγ ＊。效率变得最好的γ轴电流指令值iγ ＊是在输出转矩Tm为规定的值以上或具有变为最大的电流相位βm时，即在电流值为规定的值以下或具有变为最小的电流相位βm时。此外，在图13中，基于作为转矩电流成分的δ轴电流iδ来求出γ轴电流指令值iγ ＊，但也可以基于γ轴电流iγ以及频率指令值ω＊来求出γ轴电流指令值iγ ＊。
电压指令值运算部115基于从运转控制部102取得的频率指令值ωe ＊、从三相两相转换部112取得的γ轴电流iγ以及δ轴电流iδ、以及从励磁电流指令值生成部113取得的γ轴电流指令值iγ ＊，而生成γ轴电压指令值Vγ ＊以及δ轴电压指令值Vδ ＊。另外，电压指令值运算部115基于γ轴电压指令值Vγ ＊、δ轴电压指令值Vδ ＊、γ轴电流iγ、以及δ轴电流iδ，来推断频率推断值ωest。对电压指令值运算部115的详细的动作在后文中说明。
电角相位运算部116通过对从电压指令值运算部115取得的频率推断值ωest进行积分，来运算电角相位θe。
两相三相转换部117使用从电角相位运算部116取得的电角相位θe，将从电压指令值运算部115取得的γ轴电压指令值Vγ ＊以及δ轴电压指令值Vδ ＊即两相坐标系的电压指令值，转换为三相坐标系的输出电压指令值亦即三相电压指令值Vu ＊、Vv ＊、Vw ＊。
PWM信号生成部118通过比较从两相三相转换部117取得的三相电压指令值Vu ＊、Vv ＊、Vw ＊和由第二电压检测器10检测出的母线电压Vdc，来生成PWM信号Sm1～Sm6。此外，PWM信号生成部118也可以通过不输出PWM信号Sm1～Sm6来停止电动机7。
当由运转控制部102生成了上述的停止信号St时，所生成的停止信号St被赋予到PWM信号生成部118。PWM信号生成部118当接收停止信号St时，停止PWM信号Sm1～Sm6的输出。由此，逆变器主电路810的开关元件811～816停止开关动作。
此外，在上述的例子中，设为从逆变器80的输入侧的直流电流Idc恢复相电流iu、iv、iw的结构，但也可以设为如在逆变器80的输出线831、832、833设置电流检测器并且用电流检测器检测相电流那样的结构。在该情况下，只要使用由该电流检测器检测出的电流来代替由电流恢复部111恢复后的电流即可。
接下来，对在电动机7的运转中使接线切换装置60动作时的电动机驱动装置200的动作进行说明。
首先，对以往技术的问题点即不具备本公开的特征的电动机驱动装置的动作进行说明。
在电动机7的运转中，即在构成接线切换装置60的切换器61、62、63中流动有电流的状态下，对励磁线圈611、621、631中流动的电流进行了操作的情况下，共用触点61c、62c、63c分别在常闭触点61b、62b、63b与常开触点61a、62a、63a之间切换连接。另一方面，在电动机7的运转中，从逆变器80向电动机7的供电继续。因此，若在发生切换时，电动机7的转速尚未变为零，则在切换器61、62、63的各触点间产生电弧放电。若产生电弧放电，则有可能在切换器61、62、63产生触点熔接等故障。
为了避免这样的故障，而存在如下控制方法：在使接线切换装置60动作之前，停止从逆变器80向电动机7的供电而使电动机7的转速成为零的状态。当使用该控制方法时，能够在不使切换器61、62、63中的各触点间产生电弧放电的情况下进行接线状态的切换。
另一方面，若使电动机7的转速成为零，则有时难以使电动机7再次启动。例如，在电动机7的负载为压缩机901的情况下，转速为零的状态是制冷剂不稳定的状态。在从该状态再次启动的情况下，由于再次启动所需的转矩增加，所以所需的电流也增加，最坏的情况下可能无法再次启动。因此，不能立即使电动机7动作，而需要在经过了制冷剂的状态变得充分稳定为止的时间之后，进行再次启动。这样，无法通过压缩机901对制冷剂进行加压，可能由于空调能力的降低而导致室温的上升或降低，从而室温不能保持在恒定。
为此，在本公开所涉及的电动机驱动装置200中，控制成在电动机7的运转中使电动机7或接线切换装置60中流动的电流成为零。以下，将该控制方法称为“零电流控制”。若使用零电流控制使接线切换装置60动作，则能够抑制在切换器61、62、63的各触点间可能产生的电弧放电。由此，能够在不使电动机7的转速为零即不使电动机7停止的情况下切换电动机7的接线状态。若使用零电流控制，则不需要在接线状态的切换前后使电动机7停止，因此不需要用于使压缩机901的制冷剂稳定化的待机时间。因此，能够抑制由空调能力的降低引起的室温的上升或降低。此外，在零电流控制中，电动机7或接线切换装置60中流动的电流可以不完全成为零，只要电流被视为零的状态即可。
接下来，参照图14至图16的附图，对实现上述的零电流控制的电压指令值运算部115的结构以及动作进行说明。图14是表示实现实施方式1中的零电流控制的电压指令值运算部115的结构例的图。图15是用于实施实施方式1中的零电流控制时的注意事项的说明的图。在图15示出了赋予逆变器80的调制系数与逆变器80的输出电压亦即逆变器输出电压的关系。图16是表示实施实施方式1中的零电流控制时的控制序列的例子的图。在图16中从上段部开始依次表示接线切换装置60的电流、接线选择信号Sc、母线电压指令值Vdc＊、频率指令值ω＊以及升压电路3的升压动作的波形。
如图14所示，电压指令值运算部115具有减法器1151、1157、1158、频率控制器1152、电流控制器1154、1156、切换部1153、1155、以及频率推断部1159
在图14中，频率推断部1159基于γ轴电流iγ以及δ轴电流iδ和γ轴电压指令值Vγ ＊以及δ轴电压指令值Vδ ＊，来推断电动机7的频率，而生成频率推断值ωest。
减法器1151求出由频率推断部1159生成的频率推断值ωest相对于频率指令值ω＊的差值。差值是“ω＊－ωest”的值。
频率控制器1152对由减法器1151求出的差值例如进行PI控制运算，来求出使该差值减小的δ轴电流指令值iδ ＊。通过生成这样的δ轴电流指令值iδ ＊，而进行用于使频率推断值ωest与频率指令值ω＊一致的控制。
切换部1153选择γ轴电流指令值iγ ＊和0值中的任一个，并将所选择的指令值作为γ轴电流指令值iγ ＊＊输出到减法器1157。另外，切换部1155选择δ轴电流指令值iδ ＊和0值中的任一个，并将所选择的指令值作为δ轴电流指令值iδ ＊＊输出到减法器1158。即，从切换部1153切换γ轴电流指令值iγ ＊和0值中的任一个并输出，从切换部1155切换δ轴电流指令值iδ ＊和0值中的任一个并输出。
减法器1157求出切换部1153的输出相对于γ轴电流iγ的差值并将该差值输出到电流控制器1154。减法器1158求出切换部1155的输出相对于δ轴电流iδ的差值并将该差值输出到电流控制器1156。
电流控制器1154对由减法器1157求出的差值例如进行PI控制运算，来求出使该差值减小的γ轴电压指令值Vγ ＊。电流控制器1156对由减法器1158求出的差值例如进行PI控制运算，来求出使该差值减小的δ轴电压指令值Vδ ＊。
在切换部1153中，作为γ轴电流指令值iγ ＊＊而选择了γ轴电流指令值iγ ＊的情况下，进行使γ轴电流iγ与γ轴电流指令值iγ ＊一致的控制。另一方面，在作为γ轴电流指令值iγ ＊＊而选择了0值的情况下，进行使γ轴电流iγ成为零的控制。另外，在切换部1155中，在作为δ轴电流指令值iδ ＊＊而选择了δ轴电流指令值iδ ＊的情况下，进行使δ轴电流iδ与δ轴电流指令值iδ ＊一致的控制。另一方面，在作为δ轴电流指令值iδ ＊＊而选择了0值的情况下，进行使δ轴电流iδ成为零的控制。
如图14那样，以通过切换部1153选择0值来作为γ轴电流指令值Iγ ＊＊的方式进行动作、以及以通过切换部1155选择0值来作为δ轴电流指令值Iδ ＊＊的方式进行动作是实现实施方式1中的零电流控制的方法的一个例子。
此外，作为实施方式1中的零电流控制的其它例子，还可以想到停止PWM信号Sm1～Sm6的输出的方法。若在电动机7的绕组71、72、73中流动有大的电流的状态下停止逆变器80的输出，则可能产生再生电力或产生浪涌电压。因此，还可以想到在进行了上述的零电流控制之后将PWM信号Sm1～Sm6的输出全部断开来切换绕组71、72、73的接线状态。在断开PWM信号Sm1～Sm6时，与图14所示的零电流控制同样地，若满足后述的以下的(7)式则电流不流动。此外，对于零电流控制，虽然还可以想到其他方法，但在此省略说明。
接下来，对考虑了电动机7的动作的零电流控制进行说明。首先，一般的电动机中的转矩与速度的关系由以下的(3)式表示。
Δω＝(Tm－Tl)/(Jm·(1/t))…(3)
在上述(3)式中，Δω为速度偏差，Tm为输出转矩，Tl为负载转矩，Jm为惯性力矩，t表示时间。
绕组71、72、73的接线状态的切换需要一定程度的时间。因此，在切换绕组71、72、73的接线状态时，需要将零电流控制持续一定程度的时间。在零电流控制期间，输出转矩为零。因此，零电流控制期间越长，负载转矩越大，速度的降低幅度越大。因此，在低速下开始零电流控制的情况下，有可能转速降至零附近而导致电动机7失调。
为此，可以想到在使电动机7的转速上升之后进行零电流控制。然而，电动机7的转速越高，电动机7的反电动势越大，而需要从逆变器80输出反电动势以上的电压。但是，如图15所示，当对逆变器80赋予的调制系数超过1时，进入逆变器输出电压饱和的区域。调制系数超过1的区域被称为“过调制区域”，调制系数为1以下的区域被称为“非过调制区域”。
在逆变器输出电压饱和的电压饱和区域中，为了使电动机7的表观上的反电动势减少，而需要进行使负的d轴电流流动的弱磁通控制。然而，当在该电压饱和区域中进行零电流控制时，无法使负的d轴电流流动，电动机7的反电动势变得比逆变器80的最大的输出电压大而导致失调。另外，在进行了断开PWM信号的零电流控制的情况下，会引起再生，导致母线电压Vdc变得过大。
为此，第二控制装置100在使接线切换装置60动作而进行接线状态的切换时，在停止升压电路3的升压动作之后进行零电流控制。参照图16对更具体的动作进行说明。
首先，在切换接线状态之前通过升压电路3对母线电压Vdc进行升压。在完成母线电压Vdc的升压之后提高频率指令值ω＊。然后，在即将切换接线状态之前停止升压电路3的升压动作之后进行零电流控制。在零电流控制中切换接线状态，在完成切换之后降低频率指令值ω＊。此外，也可以在接线切换控制结束之后，根据需要进行基于升压电路3的升压动作。在图16示出了在接线切换控制结束之后进行升压动作的例子。此外，图16是一个例子，也可以通过除图16以外的序列来进行控制。但是，在更高速度下进行零电流控制的情况下，需要使母线电压Vdc上升，而在非电压饱和区域驱动电动机7。
对上述控制进行补充。为了停止升压电路3的升压动作，例如停止用于控制升压电路3的动作的第一以及第二驱动脉冲Xa、Xb以及同步驱动脉冲Ya、Yb的输出即可。其中，该方法只是一个例子，只要能够停止升压电路3的升压动作即可，也可以使用任何控制方法。另外，频率指令值ω＊被确定为使得电动机7成为不引起失调的程度的转速。另外，升压电路3的输出电压即母线电压Vdc根据频率指令值ω＊而确定。
根据以上控制，能够进行可靠性高的不间断的接线切换控制。
接下来，以电动机7是永磁电动机的情况为例，对实施上述零电流控制时的母线电压指令值Vdc＊的设定值进行说明。
首先，永磁电动机的dq坐标轴的电压方程式由以下的(4)、(5)式表示。
Vd＝(Ra+Ld·p)id－ωLqiq…(4)
Vq＝(Ra+Lq·p)iq+ωLdid+ωφa…(5)
在上述(4)、(5)式中，Vd、Vq表示电枢电压的dq轴成分，id、iq表示电枢电流的dq轴成分，Ld、Lq表示dq轴的电感，Ra表示电枢绕组电阻，φa表示dq坐标系的永磁铁的电枢交链磁通(armature interlinkage magnetic flux)，p表示微分算子。
另外，当在上述(5)式中通过上述的零电流控制，设为id＝iq＝0时，得到以下的(6)式。
Vq＝ωφa…(6)
因此，在进行上述的零电流控制的情况下，在接线切换时的电动机7的转速为ω的情况下，母线电压Vdc需要满足以下的(7)式。
另外，电枢交链磁通φa的值根据接线状态而变化。因此，在接线切换前以及接线切换后均需要满足上述(7)式。因此，电枢交链磁通φa需要以在接线切换的前后电枢交链磁通φa的值大的一方的常数来设定。
例如在从Δ接线向Y接线切换的情况下，电枢交链磁通φa在Y接线时比Δ接线大倍，因此电枢交链磁通φa使用Y接线的参数。另外，例如在从Δ接线向Y接线切换的情况下，在将电枢交链磁通φa以Δ接线时的参数设定了基于上述(7)式的母线电压Vdc的情况下，可以想到在Y接线时进入电压饱和区域，而无法进行零电流控制的情况。在该情况下，电动机7的感应电压有可能超过母线电压Vdc，因此对母线电压Vdc进行升压以满足上述(7)式。
通过以上动作，能够抑制在接线切换时可能产生的母线电压Vdc的急剧的上升。另外，在接线切换中，能够在电动机7以及切换器61、62、63中未流动有电流的状态下进行接线切换，因此能够防止在切换器61、62、63的各触点间产生电弧放电。由此，在使用机械式继电器时，能够防止触点熔接，能够实现可靠性高的电动机驱动装置200。另外，由于在零电流控制中，使切换器61、62、63中流动的电流为零，因此能够在不引起大的电流变化的情况下进行接线切换。由此，能够抑制接线切换所伴随的电动机7的转速的突变，能够在抑制噪声以及振动的同时进行接线切换。
如以上说明那样，实施方式1所涉及的电动机驱动装置具备升压电路、逆变器、切换电动机的绕组的接线状态的接线切换装置、和控制升压电路、逆变器以及接线切换装置的动作的控制装置。控制装置进行以使得在电动机或接线切换装置中流动的电流变为零的方式控制逆变器的零电流控制。另外，控制装置在使接线切换装置动作而进行接线状态的切换时，在停止升压电路的升压动作之后进行零电流控制。通过这些控制，能够防止在各切换器的各触点间产生电弧放电，并且抑制在接线切换时可能产生的母线电压的急剧上升。由此，能够防止开关元件的损伤。另外，由于能够防止压力向开关元件的积累，所以能够实现装置寿命的延长化以及装置可靠性的提高。另外，换一个角度来说，由于能够以更廉价的部件来构成接线切换装置以实现所希望的耐久性，所以能够抑制装置制造成本的增加。
另外，在实施方式1所涉及的电动机驱动装置中，在电动机为永磁电动机的情况下，在切换绕组的接线状态时，优选满足上述(7)式的关系。通过满足上述(7)式的关系，能够减小进行了零电流控制时的速度的降低幅度。由此，即使在零电流控制期间变长的情况下，也能够防止电动机失调。
另外，在实施方式1所涉及的电动机驱动装置中，优选为对上述(7)式中所使用的φa，使用在切换接线状态之前的电枢交链磁通φa和切换接线状态之后的电枢交链磁通φa中的值大的一方。通过使用值大的一方，不管是接线状态切换前还是接线状态切换后，均能够防止接线状态进入电压饱和区域。由此，能够可靠地实施零电流控制。
另外，在实施方式1所涉及的电动机驱动装置中，优选为控制装置根据切换接线状态时的电动机的转速，来控制升压电路的输出电压。由此，能够高效地实施零电流控制。
实施方式2
图17是详细表示实施方式2中的接线切换装置60与电动机7之间的连接形态的布线图。在图10的结构中，将切换开关分别用作接线切换装置60的切换器61、62、63。也可以代替该结构，而由常闭开关与常开开关的组合来构成各切换器，在图17示出了这一结构例。
在图17的结构中，代替切换器61的切换开关，而使用常闭开关615与常开开关616的组合。另外，代替切换器62的切换开关，而使用常闭开关625与常开开关626的组合。另外，代替切换器63的切换开关，而使用常闭开关635与常开开关636的组合。
如图所示，在常闭开关615、625、635为关闭的状态且常开开关616、626、636为打开的状态下，电动机7为Y接线。与图示相反地，在常闭开关615、625、635为打开的状态且常开开关616、626、636为关闭的状态下，电动机7为Δ接线。
如图17所示，在由常闭开关与常开开关的组合来构成接线切换装置60的各切换器的情况下，也能够将电磁接触器用作各开关。电磁接触器因导通时的导通损耗小而优选。
另外，图17所示的常闭开关615、625、635以及常开开关616、626、636也可以使用由WBG半导体形成的开关元件。也可以使用由WBG半导体形成的半导体开关。由WBG半导体形成的半导体开关由于导通电阻小，因此能够得到低损耗且元件发热也少的效果。通过使用由WBG半导体形成的半导体开关，能够迅速地进行切换动作。
如上述那样，即使在使用半导体开关的情况下，也能够使切换动作高速地动作，但在各半导体开关间产生几μs程度的动作偏差。因此，在基于电动机7的绕组电阻R和绕组电感L的时间常数L/R非常小的情况下，可能产生急剧的电流变化而导致电动机7的转速突变。由此，存在电动机7产生振动或噪声，半导体开关发热而发生热破坏的可能性。
另一方面，若对由半导体开关构成的接线切换装置60应用实施方式1中说明的零电流控制，并在该零电流控制的实施中进行接线切换，则能够在不产生大的电流变化的情况下进行接线切换。由此，能够抑制接线切换时的电动机7的转速的突变，能够抑制噪声或振动的同时切换接线状态。另外，由于能够抑制接线切换时的电动机7的转速的突变，所以能够抑制由半导体开关的发热引起的热破坏。
实施方式3
虽然在实施方式1以及实施方式2中，对能够将绕组的接线状态在Y接线以及Δ接线之间相互切换的电动机7应用了实施方式1中的零电流控制，但也可以是绕组的接线状态为其他不同的连接形态的电动机。例如，电动机也可以使用作为各相的绕组由两个以上的绕组部分构成，并且可以切换为并联接线以及串联接线中的任意接线的电动机。在该情况下，只要将构成各相的绕组的两个以上的绕组部分各自的两端部引出到电动机的外部，并且切换所引出的两个以上的绕组部分各自的两端部的连接即可。以下，对具体的结构例以及该结构例中的动作进行说明。
图18是详细表示实施方式3中的接线切换装置60与电动机7A之间的连接形态的布线图。在图18示出了在被Y接线的电动机7A中，将各相的绕组由两个绕组部分构成，将该绕组部分各自的两端部设为能够连接到电动机7的外部，并且用接线切换装置60切换接线状态的结构。
具体而言，U相的绕组71由两个绕组部分711、712构成，V相的绕组72由两个绕组部分721、722构成，W相的绕组73由两个绕组部分731、732构成。
绕组部分711、721、731的第一端部经由外部端子71c、72c、73c与逆变器80的输出线831、832、833连接。绕组部分711、721、731的第二端部经由外部端子71g、72g、73g与切换开关617、627、637的共用触点连接。
绕组部分712、722、732的第一端部经由外部端子71h、72h、73h与切换开关618、628、638的共用触点连接。绕组部分712、722、732的第二端部经由外部端子71d、72d、73d与中性点节点64连接。
切换开关617、627、637的常闭触点与切换开关618、628、638的常闭触点连接。切换开关617、627、637的常开触点与中性点节点64连接。切换开关618、628、638的常开触点与逆变器80的输出线831、832、833连接。由切换开关617、627、637、618、628、638构成接线切换装置60。
即使在使用这样的接线切换装置60的情况下，也能够与实施方式1以及实施方式2所示的情况同样地进行接线切换装置60的保护。
在图18所示的结构的情况下，在切换开关617、627、637、618、628、638如图示那样切换到常闭触点侧的状态下，电动机7A成为串联接线状态。另一方面，在切换开关617、627、637、618、628、638切换到与图示相反的常开触点侧的状态下，电动机7A成为并联接线状态。
此外，在实施方式3中也如实施方式2中说明的那样，能够代替切换开关而使用常闭开关与常开开关的组合。
在上述中，对在被Y接线的电动机7A中进行串联接线状态与并联接线状态的切换的情况进行了说明，但并不限定于该例子。实施方式3所涉及的结构也可以应用于例如在被Δ接线的电动机中进行串联接线状态与并联接线状态的切换的情况。
另外，在上述中，对将Y接线或Δ接线的各相的绕组切换为串联或并联的结构进行了说明，但并不限定于这些例子。实施方式3所涉及的结构也可以是在Y接线或Δ接线的状态下对绕组设置中间抽头并通过开关单元使绕组的一部分短路来变更驱动所需的电压的结构。总之，本公开的内容只要能够切换电动机的绕组的接线状态，并且通过接线状态的切换来切换反电动势即可，也可以应用于任意的结构。
此外，以上实施方式所示的结构是本公开的结构的一个例子，当然可以与其它公知的技术组合，也可以在不脱离本公开主旨的范围内将一部分省略等进行变更而构成。
附图标记说明
1...交流电源；2...电抗器；3...升压电路；3a、3b、3c、3d...连接点；4...电源电流检测器；5...平滑电容器；6...第一电压检测器；7、7A...电动机；8...第一控制装置；10...第二电压检测器；12a、12b...直流母线；20...电源电流指令值控制部；21...电源电流指令值运算部；22...导通占空比控制部；23...电源电压相位运算部；24...导通占空比运算部；25...第一驱动脉冲生成部；25a...第一三角波；26...第二驱动脉冲生成部；26a...第二三角波；27...同步驱动脉冲生成部；27a...第三三角波；27b...第四三角波；31...第一分支；32...第二分支；40...母线电流检测部；50...电源电路；60...接线切换装置；61、62、63...切换器；61e、62e、63e...导线；61a、62a、63a...常开触点；61b、62b、63b...常闭触点；61c、62c、63c...共用触点；64...中性点节点；71、72、73...绕组；71a、72a、73a...第一端部；71b、72b、73b...第二端部；71c、71d、71g、71h、72c、72d、72g、72h、73c、73d、73g、73h...外部端子；80...逆变器；100...第二控制装置；102...运转控制部；110...逆变器控制部；111...电流恢复部；112...三相两相转换部；113...励磁电流指令值生成部；115...电压指令值运算部；116...电角相位运算部；117...两相三相转换部；118...PWM信号生成部；200...电动机驱动装置；311...第一上臂开关元件；312...第一下臂开关元件；321...第二上臂开关元件；322...第二下臂开关元件；604...半导体开关；611、621、631...励磁线圈；615、625、635...常闭开关；616、626、636...常开开关；617、618、627、628、637、638...切换开关；711、712、721、722、731、732...绕组部分；810...逆变器主电路；811～816...开关元件；821～826...整流元件；831、832、833...输出线；850...驱动电路；900...制冷循环应用设备；901...压缩机；902...四通阀；904...压缩机构；906...室内热交换器；908...膨胀阀；910...室外热交换器；912...制冷剂配管；1151、1157、1158...减法器；1152...频率控制器；1153、1155...切换部；1154、1156...电流控制器；1159...频率推断部。

Claims (7)

1.一种电动机驱动装置，其中，
所述电动机驱动装置具备：
升压电路，对施加于直流母线的母线电压的电压值进行升压；
逆变器，被施加所述母线电压，并对电动机施加频率以及电压值可变的交流电压；
接线切换装置，切换所述电动机的绕组的接线状态；以及
控制装置，控制所述升压电路、所述逆变器以及所述接线切换装置的动作，并且进行以使得在所述电动机或所述接线切换装置中流动的电流变为零的方式控制所述逆变器的零电流控制，
所述控制装置在使所述接线切换装置动作而进行所述接线状态的切换时，在停止所述升压电路的升压动作之后进行所述零电流控制。
2.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其中，
所述电动机为永磁电动机，
在将切换所述接线状态时的所述母线电压设为Vdc，
将切换所述接线状态时的所述电动机的转速设为ω，
将切换所述接线状态时的所述永磁电动机的电枢交链磁通设为φa时，满足如下关系：
Vdc≥√2·ω·φa…(1)。
3.根据权利要求2所述的电动机驱动装置，其中，
对在所述式(1)中所使用的所述φa，使用在切换所述接线状态之前的所述电枢交链磁通和切换所述接线状态之后的所述电枢交链磁通中的值大的一方。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的电动机驱动装置，其中，
所述控制装置根据切换所述接线状态时的所述电动机的转速，来控制所述升压电路的输出电压。
5.根据权利要求1～4中任一项所述的电动机驱动装置，其中，
所述接线切换装置具有被输入于控制端子的信号控制的半导体开关。
6.根据权利要求5所述的电动机驱动装置，其中，
所述半导体开关由宽带隙半导体形成。
7.一种制冷循环应用设备，其中，
具备权利要求1～6中任一项所述的电动机驱动装置。
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