CN116632851A - 一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器 - Google Patents
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Abstract
本申请公开了一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，包括DC/DC辅助变换器单元、中点平衡电路和n个三电平潮流调节器；所述n个三电平潮流调节器各输出一路直流电源，所述中点平衡电路的输出中性点输出一路直流电源，所述直流电源通过直流母线O引出端子P0；从三电平潮流调节器的HBi引出端子Pi{i=1，2，…，n}，端子P0和Pi即分别构成多端口直流潮流控制器的n个不同输出端口P0Pi，通过调节P0Pi两端输出的电压来控制线路潮流。本发明的有益效果是：使用部分功率的电容电压辅助控制变换器解决输电线路间电流控制的耦合问题，改善了装置的潮流调节自由度，端口冗余便于拓展，装置成本低，损耗小，可辅助实现对输电***的稳定性控制。
Description
技术领域
本申请涉及直流输电领域，尤其涉及一种具有串并联两种有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器。
背景技术
多端直流(multi-terminal HVDC，MTDC)输电技术不论是作为大容量电能远距离输送的重要手段，还是作为未来直流电网建设的基础力量，对其进行充分的研究都有着重大的现实意义。目前，MTDC作为一种还尚未发展成熟的新型输电技术，面临着潮流控制自由度不足、直流故障危害严重的难题。通过配置辅助的潮流控制装置，即直流潮流控制器(direct current power flow controller，DCPFC)，能够协助换流站控制直流线路的潮流，为直流电网补充潮流控制自由度，从而保证直流电网安全可靠运行，还能保证其经济性。
现有相关的直流潮流控制器拓扑设计多考虑采用独立电容型线间结构作为基础，然后搭载交流变压器或耦合电感来配合实现各线路间的功率交换。但这种方案控制自主性不高，并且只能单向调节线路潮流减小，此外还会引起较大的线路损耗，成本过高不适宜工程推广耦合电感型拓扑方案虽然无需换流站的电压调节配合，且端口扩展成本相对较低，但其进行潮流控制时各电容电压大小均不受控，导致端口输出电压存在一定的闲置浪费，且容易造成电容和开关器件的过压而损坏装置。本方案提出了一种输出解耦型潮流控制器拓扑，具有模块化设计、端口扩展成本低和控制自主性高的优势。
对于多端柔性直流输电***，由于每个直流端口上可能同时连接两条或者多条直流线路，所以内部含有环、网状结构，这样会存在潮流不可控的支路，即直流潮流控制的自由度不足。传统的线间直流潮流控制器采用共用电容的拓扑方案主要适用于无线路反转需求的应用场合，但共用电容结构使不同线路间存在电流耦合，无法实现线路电流的独立控制；也会由于***中潮流分布不均引起某条直流线路连续工作在满负荷状态，而其他线路工作于轻负荷状态，这加大了***的功率传输压力，同时增大了电能的传输损耗，大大降低了***运行的经济性，极端情况下甚至引发线路过载，从而使导体过热，危及***安全运行。其次，还存在：***结构复杂，成本较高，经济性差；端口处输出电压浪费，开关器件易过压；电流耦合，无法实现潮流反转需求等问题。
发明内容
本申请正是为了解决上述技术问题而设计的一种具有串并联两种有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器。
本申请解决其技术问题所采用的技术方案是：
一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，所述多端口直流潮流控制器包括DC/DC辅助变换器单元、中点平衡电路和n个三电平潮流调节器，其中，n为≥1的整数；
所述DC/DC辅助变换器单元输出VO+和VO-通过直流母线分别连接中点平衡电路的两个端点；
所述三电平潮流调节器的两个输入端点通过直流母线P和N分别连接DC/DC辅助变换器单元输出VO+和VO-，三电平潮流调节器的输入中性点通过直流母线O连接中点平衡电路的输出中性点；
所述n个三电平潮流调节器各输出一路直流电源，所述中点平衡电路的输出中性点输出一路直流电源，所述直流电源通过直流母线O引出端子P0；
从三电平潮流调节器的HBi引出端子Pi{i＝1，2，…，n}，端子P0和Pi即分别构成多端口直流潮流控制器的n个不同输出端口P0Pi，通过调节P0Pi两端输出的电压来控制线路潮流。
所述一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，所述DC/DC辅助变换器单元由m个隔离型DC/DC变换器组成，m个隔离型DC/DC变换器采用输入端串联，与输入Vin相连；输出端并联的方式连接，与输出Vo相连；其中，m为≥3的整数。
所述一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，所述m个隔离型DC/DC变换器每一个输入端并联一个直流滤波电容，所述m个隔离型DC/DC变换器每一个输出端并联一个直流滤波电容。
所述一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，所述DC/DC变换器采用双向隔离型DC/DC变换器。
所述一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，所述三电平潮流调节器由三个桥臂组成，每个桥臂对应一相电，共输出a、b、c三相电；所述采桥臂用中点钳位式三电平拓扑结构，可输出负电平，可实现潮流的双向调节。
所述一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，所述中点钳位式三电平电路包括四个串联的IGBT单元，两个钳位二极管D5和D6，两个电容C1和C2；
所述四个IGBT单元分别是：绝缘栅双极型晶体管T1与二极管D1反向并联构成第一个IGBT单元，绝缘栅双极型晶体管T2与二极管D2反向并联构成第二个IGBT单元，绝缘栅双极型晶体管T3与二极管D3反向并联构成第三个IGBT单元，绝缘栅双极型晶体管T4与二极管D4反向并联构成第四个IGBT单元；
所述电容C1、C2为三电平中间直流分压电容，将两个电容串联接在正负母线上，引出电容中点作为零电平的输出；
所述两个钳位二极管D5和D6串联，二极管D5和D6的连接点连接两电容C1、C2的连接点；二极管D5的阴极连接绝缘栅双极型晶体管T1的源极，二极管D6的阳极连接绝缘栅双极型晶体管T3的源极。
所述一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，所述三电平潮流调节器中的三个桥臂使用全桥电路、半桥电路或者Buck电路；中点钳位式三电平采用T型中点钳位型等输出三电平的拓扑电路。
所述一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，当电压源换流器并联侧***发生异常时，通过在模块化直流潮流控制器并联侧补偿负阻尼，且满足式7时，即可保证异常并联电压源换流器直流侧输出电流中的交流波动分量全部由模块化直流潮流控制器并联侧分担，并使相应的波动功率全部以无功形式在模块化直流潮流控制器内部交换，进而保证流入各输电线路上的电流全部为直流量，避免其中一个电压源换流器并联侧***发生异常时对其余电压源换流器***正常运行造成影响。
所述具有串并联两种有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，当电压源换流器串联侧***发生异常时，通过同时在模块化直流潮流控制器的串联侧和并联侧进行负阻尼补偿，且分别满足12和13时，
即可保证将异常串联电压源换流器的直流侧输出电流中的交流波动分量全部限制在部分输电线路上，并通过模块化直流潮流控制器的并联侧进行消纳，从而确保不会对其余电压源换流器的正常运行造成影响，进而限制其中一个串联电压源换流器***发生异常时的故障影响范围。
所述一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，所述中点平衡电路由两个相同的直流分压电容和三相逆变电路组成，其拓扑结构是在两个电力电子开关器件串联的基础上，中性点加一对箝位二极管的三电平逆变器。
本申请实施例采用的上述至少一个技术方案能够达到以下有益效果：
(1)新型直流潮流控制器具备模块化设计、端口易扩展及无需外部辅助供电等优势的同时，使用部分功率的电容电压辅助控制变换器解决输电线路间电流控制的耦合问题，改善了装置的潮流调节自由度。
(2)引入参考支路控制机制，协调各被控输电线路需接入的端口输出电压，提高M-DCPFC端口输出电压的利用率。基于半桥型的模块化结构使得装置的端口冗余和后期拓展更为容易、成本也相对更低，流过潮流控制器的功率仅占总传输功率的一小部分，大大减小装置的损耗。
(3)使用新的控制策略使得M-DCPFC在具备潮流控制功能的同时，还可辅助抑制因VSC侧***暂态工况而引起的直流线路电流和电压的振荡，限制***中某局部换流站或交流电网环节的故障影响范围继续扩大，向输电***提供额外的阻尼支撑，辅助实现对输电***的稳定性控制。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本申请的进一步理解，构成本申请的一部分，本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。在附图中：
图1为本申请具有串并联两种有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器示意图；
图2为ISOP-DC/DC拓扑结构；
图3为中点钳位式NPC电路；
图4为三电平潮流调节器；
图5为中点钳位式NPC载波同相调制策略；
图6为PS-VSC侧***发生异常时M-DCPFC阻尼控制原理图；
图7为SS-VSC侧***发生异常时M-DCPFC阻尼控制原理图。
具体实施方式
为使本申请的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请具体实施例及相应的附图对本申请技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
以下结合附图，详细说明本申请各实施例提供的技术方案。
为了便于对本申请各实施例的理解，一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器(multiport direct power flow controller，M-DCPFC)，其拓扑如图1所示。所述多端口直流潮流控制器包括DC/DC辅助变换器单元、中点平衡电路和n个三电平潮流调节器，其中，n为≥1的整数；
所述DC/DC辅助变换器单元输出VO+和VO-通过直流母线分别连接中点平衡电路的两个端点；
所述三电平潮流调节器的两个输入端点通过直流母线P和N分别连接DC/DC辅助变换器单元输出VO+和VO-，三电平潮流调节器的输入中性点通过直流母线O连接中点平衡电路的输出中性点；
所述n个三电平潮流调节器各输出一路直流电源，所述中点平衡电路的输出中性点输出一路直流电源，所述直流电源通过直流母线O引出端子P0；
从三电平潮流调节器的HBi引出端子Pi{i＝1，2，…，n}，端子P0和Pi即分别构成多端口直流潮流控制器的n个不同输出端口P0Pi，通过调节P0Pi两端输出的电压来控制线路潮流。
换流站可能会有多个换流器；多端口直流潮流控制器实现***传输功率在各个换流站之间的合理分配，起一个辅助管理作用。对于一个n端口M-DCPFC具备模块化设计、端口易扩展及无需外部辅助供电等优势的同时，使用部分功率的电容电压辅助控制变换器解决输电线路间电流控制的耦合问题，改善了装置的潮流调节自由度。连接主换流站的端口为P0端，从主换流站自取电压，电压经过输入串联输出并联的DC/DC辅助变换器单元给潮流控制器自给供电，同时由中点平衡电路保证上下两电容电压平衡，保证潮流控制器的稳定工作。其余端口用Pi{i＝1，2，…，n}表示，连接在NPC三电平电路的输出端，通过调节P0Pi两端输出的电压相当于在线路中串联可调电压源，以此来控制线路潮流。
1、双向DC/DC变换器选择以及故障隔离的实现。
DC/DC辅助变换器部分采用如图2所示输入串联，输出并联的隔离型DC/DC变换器(Input series output parallel DC/DC，ISOP-DC/DC)，可降低输入侧即高压侧开关管的电压应力，增加输出电流的能力，同时此结构可采用交错控制策略，其纹波抵消效应将大幅度减小输出电流纹波幅值，相较单个变换器，在相同输出功率下，交错控制的电路***所选用的输出电容更小，因此可以提高直流变换器的功率密度。
所述一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，所述DC/DC辅助变换器单元由m个隔离型DC/DC变换器组成，m个隔离型DC/DC变换器采用输入端串联，与输入Vin相连；输出端并联的方式连接，与输出Vo相连；其中，m为≥3的整数。
所述一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，所述m个隔离型DC/DC变换器每一个输入端并联一个直流滤波电容，所述m个隔离型DC/DC变换器每一个输出端并联一个直流滤波电容。
所述一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，所述DC/DC变换器采用双向隔离型DC/DC变换器。
2、三电平潮流调节器
所述一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，所述三电平潮流调节器由三个桥臂组成，每个桥臂对应一相电，共输出a、b、c三相电；所述采桥臂用中点钳位式三电平拓扑结构，可输出负电平，可实现潮流的双向调节。
所述一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，所述中点钳位式三电平电路包括四个串联的IGBT单元，两个钳位二极管D5和D6，两个电容C1和C2；
所述四个IGBT单元分别是：绝缘栅双极型晶体管T1与二极管D1反向并联构成第一个IGBT单元，绝缘栅双极型晶体管T2与二极管D2反向并联构成第二个IGBT单元，绝缘栅双极型晶体管T3与二极管D3反向并联构成第三个IGBT单元，绝缘栅双极型晶体管T4与二极管D4反向并联构成第四个IGBT单元；
所述电容C1、C2为三电平中间直流分压电容，将两个电容串联接在正负母线上，引出电容中点作为零电平的输出；
所述两个钳位二极管D5和D6串联，二极管D5和D6的连接点连接两电容C1、C2的连接点；二极管D5的阴极连接绝缘栅双极型晶体管T1的源极，二极管D6的阳极连接绝缘栅双极型晶体管T3的源极。
所述一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，所述三电平潮流调节器中的三个桥臂使用全桥电路、半桥电路或者Buck电路；中点钳位式三电平采用T型中点钳位型等输出三电平的拓扑电路。
潮流调节电路采用中点钳位式(Neutral Point Clamped，NPC，在传统NPC上添加二极管钳位，变为二极管钳位型NPC，文中统一为三电平变流器)三电平拓扑，可输出负电平，实现潮流的双向调节。NPC三电平变流器主电路如图3所示，其中C1、C2为三电平中间直流分压电容。将两个电容串联接在正负母线上，引出电容中点作为零电平的输出。每个桥臂上有四个IGBT单元(含反并联二极管)和两个钳位二极管。对比两电平电路，二极管钳位型三电平变流器在每个桥臂中增加了两个功率开关管和两只二极管。由于该变流器的电压可以被增加的开关管和二极管嵌在中点(O点)电压，这样输出电压可以得到+Ud/2、-Ud/2和0三个电平，增强潮流调节的裕度和能力。开关管的开关状态和输出电压如表1。
表1:NPC三电平开关状态
| 开关模式 | T1 | T2 | T3 | T4 | 输出电压 |
| P | 通 | 通 | 断 | 断 | +Vdc/2 |
| O | 断 | 通 | 通 | 断 | 0 |
| N | 断 | 断 | 通 | 通 | -Vdc/2 |
在实际控制中，三电平变流器工作模态的基本规律为：开关管T1和T3，T2和T4状态始终相反；每种状态下总是相邻两个功率开关管导通；不允许P模态与N模态直接进行切换；开关管T1和T4不能同时导通。
三电平NPC采用载波同相调制，原理如图4所示。图中Uc1和Uc2为正负两个三角载波、Ur为正弦调制波，在调制中Uc1和Uc2相位相同、幅值相同、周期亦相同，它们在空间上连续且对称的分布在调制波Ur的正负两侧，通过Ur与Uc1和Uc2比较，即可获得所需的PWM信号。Ur与Uc1比较得到两路互补的脉冲，分别给功率管T1和T3；Ur与Uc2比较得到另外两路互补的脉冲，分别给功率管T4和T2。当Ur>Uc1时，为P状态，功率管T1和T2开通，T3和T4关断；当Ur<Uc2时，为N状态，功率管T3和T4开通，T1和T2关断；其余则全为O状态，开关管T2和T3开通，T1和T4关断。通过控制NPC的输出电压，相当于在输电线路中直接等效串联接入可调的电压源来实现线路潮流调节。
2、一种具有串、并联两种有源阻尼补偿机制的M-DCPFC控制方案。
由于各电压源换流站直流侧输出电流在输电线路上的传播路径和输电***的阻抗分布相关，所提DCPFC有源阻尼控制的主要思想即通过DCPFC串联(Series，S)、并联(Parallel，P)侧的控制，分别向输电***中引入不同机制的附加补偿阻尼，以改变振荡电流在直流输电网络内的传播路径，进而限制相关的故障影响范围，提升整体输电***的可靠性。
A、PS-VSC侧***发生异常
并联电压源换流器(Parallel Side Voltage Source Converter，PS-VSC)，当电压源换流器并联侧发生异常时，以VSC4侧***发生异常进行分析。为不失一般性，假设此时VSC4的直流侧输出电压和电流分别为：
e4＝E4+ΔE4 (1)
i4＝I4+Δi4 (2)
上式中，E4和ΔE4分别为VSC4的直流侧输出电压的直流和交流波动分量；I4和Δi4分别为VSC4的直流侧输出电流的直流和交流波动分量。此时，M-DCPFC有源阻尼控制的原理可如图5所示。图5中，Zdc.eq为VSC直流侧等效阻抗；Zp.eq和Zs.eq分别为M-DCPFC并联侧与串联侧的等效阻抗；Zpv为M-DCPFC并联侧附加补偿阻尼；Zsvi为M-DCPFC串联侧附加补偿阻尼。
由图5易知，M-DCPFC的并联侧等效阻抗Zp.eq支路为VSC4直流侧输出电流中的交流波动分量Δi4提供了通路，可使该波动电流全部由M-DCPFC的并联侧支路分担。同时，由于该波动电流对应引起的波动功率在一个周波内的积分为零，其相当于以无功的形式在M-DCPFC内部进行交换，不会影响M-DCPFC并联侧的输入均压效果，对M-DCPFC的正常运行不会造成影响。进一步可以发现，若需保证Δi4全部流向M-DCPFC并联侧等效阻抗Zp.eq支路，可通过在M-DCPFC并联侧补偿负阻尼Zpv，减小Zp.eq支路在电流波动频率点处的阻抗幅值，使其呈低阻抗特性即可。当Δi4全部流经Zp.eq支路时，以VSC1和VSC4并联回路建立KVL方程有：
e4＝E1-(I14Zline.14+Vs.eq)+VTP1 (3)
其中，
Vs.eq＝(I14+I24+I34)Zs.eq (4)
此时，因式(3)右侧中相关的电流与电压依然为直流量，故VSC4的直流侧电压e4亦不存在波动，即有：
ΔE4＝ΔVp.eq＝0 (5)
式(5)中，ΔVp.eq为M-DCPFC并联侧支路端电压的交流波动量。而由于M-DCPFC的稳态输入电流Is在Zp.eq上的电压降为直流量，故有：
ΔVp.eq＝Zp.eqΔi4+Zpv(Is+Δi4) (6)
结合式(5)和(6)可知，此时M-DCPFC并联侧补偿的负阻尼应满足如下条件：
综上，所述一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，当电压源换流器并联侧***发生异常时，通过在模块化直流潮流控制器并联侧补偿负阻尼，且满足式7时，即可保证异常并联电压源换流器直流侧输出电流中的交流波动分量全部由模块化直流潮流控制器并联侧分担，并使相应的波动功率全部以无功形式在模块化直流潮流控制器内部交换，进而保证流入各输电线路上的电流全部为直流量，避免其中一个电压源换流器并联侧***发生异常时对其余电压源换流器***正常运行造成影响。
B、SS-VSC侧***发生异常
串联电压源换流器(Series Side Voltage Source Converter，SS-VSC)，当SS-VSC侧***发生异常时，以VSC3侧***发生异常进行分析。同样，为不失一般性，假设此时VSC3的直流侧输出电压和电流分别为：
e3＝E3+ΔE3 (8)
i3＝I3+Δi3 (9)
式(8)和(9)中，E3和ΔE3分别为VSC3的直流侧输出电压的直流和交流波动分量；I3和Δi3分别为VSC3直流侧输出电流的直流分量和交流波动分量。此时，M-DCPFC有源阻尼控制的原理可如图6所示。
与PS-VSC侧***发生异常时不同的是，此时由于无法在输电线路line.23上引入附加补偿阻尼，因此波动电流Δi3将无法被完全限制在VSC3本地。此时，可首先通过在输电线路line.34上补偿串联负阻尼，使其在电流波动频率点处呈低阻抗特性，进而保证Δi3全部经输电线路line.34流出。则此时线路line.23和line.24上的电流依然为直流量，故有：
ΔVTM＝0 (10)
即有：
Zline.34Δi3+Zsv3(I34+Δi3)＝0 (11)
由式(11)可知，此时输电线路line.34上补偿的串联负阻尼应满足如下条件：
同时，为了进一步抑制波动电流Δi3的影响，可按照上节PS-MMC侧***发生异常时的控制方法，在M-DCPFC并联侧同步引入负阻尼补偿，使得Δi3全部经M-DCPFC并联侧流入。同理，可计算得到此时M-DCPFC并联侧补偿的负阻尼应为：
综上，所述具有串并联两种有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，当电压源换流器串联侧***发生异常时，通过同时在模块化直流潮流控制器的串联侧和并联侧进行负阻尼补偿，且分别满足12和13时，即可保证将异常串联电压源换流器的直流侧输出电流中的交流波动分量全部限制在部分输电线路上，并通过模块化直流潮流控制器的并联侧进行消纳，从而确保不会对其余电压源换流器的正常运行造成影响，进而限制其中一个串联电压源换流器***发生异常时的故障影响范围。
所述一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，所述中点平衡电路由两个相同的直流分压电容和三相逆变电路组成，其拓扑结构是在两个电力电子开关器件串联的基础上，中性点加一对箝位二极管的三电平逆变器。
以上所述仅为本申请的实施例而已，并不用于限制本申请。对于本领域技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的权利要求范围之内。
Claims (10)
1.一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，其特征在于：所述多端口直流潮流控制器包括DC/DC辅助变换器单元、中点平衡电路和n个三电平潮流调节器，其中，n为≥1的整数；
所述DC/DC辅助变换器单元输出VO+ 和VO-通过直流母线分别连接中点平衡电路的两个端点；
所述三电平潮流调节器的两个输入端点通过直流母线P和N分别连接DC/DC辅助变换器单元输出VO+ 和VO-，三电平潮流调节器的输入中性点通过直流母线O连接中点平衡电路的输出中性点；
所述n个三电平潮流调节器各输出一路直流电源，所述中点平衡电路的输出中性点输出一路直流电源，所述直流电源通过直流母线O引出端子P0；
从三电平潮流调节器的HBi引出端子Pi {i=1，2，…，n}，端子P0和Pi即分别构成多端口直流潮流控制器的n个不同输出端口P0Pi，通过调节P0Pi两端输出的电压来控制线路潮流。
2.根据权利要求1所述的一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，其特征在于：所述DC/DC辅助变换器单元由m个隔离型DC/DC变换器组成，m个隔离型DC/DC变换器采用输入端串联，与输入Vin相连；输出端并联的方式连接，与输出Vo相连；其中，m为≥3的整数。
3.根据权利要求2所述的一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，其特征在于：所述m个隔离型DC/DC变换器每一个输入端并联一个直流滤波电容，所述m个隔离型DC/DC变换器每一个输出端并联一个直流滤波电容。
4.根据权利要求2或3所述的一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，其特征在于：所述DC/DC变换器采用双向隔离型DC/DC变换器。
5.根据权利要求1所述的一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，其特征在于：所述三电平潮流调节器由三个桥臂组成，每个桥臂对应一相电，共输出 a、b、c三相电；所述采桥臂用中点钳位式三电平拓扑结构，可实现潮流的双向调节。
6.根据权利要求5所述的一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，其特征在于：所述中点钳位式三电平电路包括四个串联的IGBT单元，两个钳位二极管D5和D6，两个电容C1和C2；
所述四个IGBT单元分别是：绝缘栅双极型晶体管T1与二极管D1反向并联构成第一个IGBT单元，绝缘栅双极型晶体管T2与二极管D2反向并联构成第二个IGBT单元，绝缘栅双极型晶体管T3与二极管D3反向并联构成第三个IGBT单元，绝缘栅双极型晶体管T4与二极管D4反向并联构成第四个IGBT单元；
所述电容C1、C2为三电平中间直流分压电容，将两个电容串联接在正负母线上，引出电容中点作为零电平的输出；
所述两个钳位二极管D5和D6串联，二极管D5和D6的连接点连接两电容C1、C2的连接点；二极管D5的阴极连接绝缘栅双极型晶体管T1的源极，二极管D6的阳极连接绝缘栅双极型晶体管T3的源极。
7.根据权利要求5所述的一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，其特征在于：所述三电平潮流调节器中的三个桥臂使用全桥电路、半桥电路或者Buck电路；中点钳位式三电平采用T型中点钳位型等输出三电平的拓扑电路。
8.根据权利要求1所述的一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，其特征在于：当电压源换流器并联侧***发生异常时，通过在模块化直流潮流控制器并联侧补偿负阻尼，且满足式7时，即可保证异常并联电压源换流器直流侧输出电流中的交流波动分量全部由模块化直流潮流控制器并联侧分担，并使相应的波动功率全部以无功形式在模块化直流潮流控制器内部交换，进而保证流入各输电线路上的电流全部为直流量，避免其中一个电压源换流器并联侧***发生异常时对其余电压源换流器***正常运行造成影响，
。
9.根据权利要求1所述的具有串并联两种有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，其特征在于：当电压源换流器串联侧***发生异常时，通过同时在模块化直流潮流控制器的串联侧和并联侧进行负阻尼补偿，且分别满足12和13时，
，
即可保证将异常串联电压源换流器的直流侧输出电流中的交流波动分量全部限制在部分输电线路上，并通过模块化直流潮流控制器的并联侧进行消纳，从而确保不会对其余电压源换流器的正常运行造成影响，进而限制其中一个串联电压源换流器***发生异常时的故障影响范围。
10.根据权利要求1所述的一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器，其特征在于：所述中点平衡电路由两个相同的直流分压电容和三相逆变电路组成，其拓扑结构是在两个电力电子开关器件串联的基础上，中性点加一对箝位二极管的三电平逆变器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202310847282.8A CN116632851A (zh) | 2023-07-10 | 2023-07-10 | 一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202310847282.8A CN116632851A (zh) | 2023-07-10 | 2023-07-10 | 一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN116632851A true CN116632851A (zh) | 2023-08-22 |
Family
ID=87638449
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202310847282.8A Pending CN116632851A (zh) | 2023-07-10 | 2023-07-10 | 一种具备有源阻尼补偿机制的多端口直流潮流控制器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN116632851A (zh) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN118174306A (zh) * | 2024-05-10 | 2024-06-11 | 苏州普雷斯顿智能科技有限公司 | 基于高功率密度集成的脉冲功率潮流智能变换*** |
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2023
- 2023-07-10 CN CN202310847282.8A patent/CN116632851A/zh active Pending
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| CN118174306A (zh) * | 2024-05-10 | 2024-06-11 | 苏州普雷斯顿智能科技有限公司 | 基于高功率密度集成的脉冲功率潮流智能变换*** |
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